基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器的製作方法
2023-05-11 09:57:02
本發明涉及電力電子變流器與電能質量領域，具體地，涉及基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器。
背景技術：
雖然目前輸配電系統已經具備很高的可靠性，但是電壓水平的異常波動仍難以完全避免。任何電壓波形的異常變化都可能影響電網中用戶側電氣及電子設備的正常運行。電力負載需要電網提供具備良好正弦波形、頻率穩定、高度同步、有效值穩定的電壓供給以持續滿足生產生活需求。而過壓、欠壓與供電中斷被認為是影響電能質量的主要問題。電力系統中一些重要負荷對於電壓水平的短暫波動十分敏感。動態電壓補償器(Dynamic Voltage Restorer,DVR)屬於柔性交流輸電(Flexible Alternative Current Transmission Systems,FACTS)系統中的電力電子設備，其主要功能為在電網中出現電壓暫降或供電中斷的情況下短暫維持特定負荷的正常電力供應。該設備主要安裝於工業製造業企業及重要公共場所，以避免由供電突發性波動引起的生產中斷和其它潛在風險。
一般DVR裝置中包含直流儲能器和逆變器，其作用分別是在直流母線側存儲能量和將直流儲能轉化為交流工頻輸出注入電網。DVR主電路與供電線路之間有耦合裝置相互連接，通常為工頻變壓器或串聯接入電力線路的電容器。按照有無串聯注入變壓器，傳統DVR結構可以分為有變壓器型和無變壓器型兩大類，每種類型按照充電方式不同又可以分為串聯型與串並聯型，其典型結構如圖1(a)、圖1(b)和圖2(a)、圖2(b)所示。
如圖1(a)所示的DVR採用串聯變壓器T1作為逆變器與交流線路之間的耦合裝置，該變壓器即作為充電變壓器，又作為注入變壓器。當系統正常運行時，旁路開關S閉合，電網電壓直接作用於負載兩端；當DVR補償線路電壓暫降時，旁路開關S迅速斷開，由橋式逆變器產生的交流輸出電壓經過注入變壓器的升壓變換後串聯接入線路中，與線路自身固有電壓疊加後為負載供電；當裝置充電時，橋式電路工作在PWM整流狀態，從電力線路吸收能量存儲於直流儲能器中。
圖1(b)所示的DVR工作原理與圖1(a)所示電路類似，區別在於另外增加了用於裝置充電的並聯變壓器T2，實現補償迴路與充電迴路的分離，使得補償過程中可以持續從電網吸收能量，提升裝置補償能力。
圖2(a)所示的DVR採用基於串聯電容耦合的無變壓器型拓撲結構，當系統正常運行時，旁路開關S閉合，電網電壓直接作用於負載兩端；當DVR補償線路電壓暫降時，旁路開關S迅速斷開，由橋式逆變器產生的交流輸出電壓通過電容串聯接入線路中，與線路自身固有電壓疊加後為負載供電；當裝置充電時，橋式電路工作在PWM整流狀態，經由串聯耦合電容從電力線路吸收能量存儲於直流儲能器中。
圖2(b)所示的DVR工作原理與圖2(a)所示電路類似，區別在於另外增加了用於裝置充電的並聯變壓器T2，實現補償迴路與充電迴路的分離，使得補償過程中可以持續從電網吸收能量，提升裝置補償能力。
上述圖1(a)、圖1(b)和圖2(a)、圖2(b)中的電路結構引至S.Preetha,R.Bhavani,N.R.Prabha,Design of Ultra-capacitor based DVR for Power,in Proc.of ICCPCT,2016和V.Ansal,K.Ravikumar,P.Parthiban.Transformerless Dynamic Voltage Restorer for Voltage Sag Mitigation,in Proc.of PESTSE,2016。這兩篇文獻中分別提出基於變壓器耦合的傳統三相DVR裝置和較為典型的無變壓器型DVR電路，其中，基於變壓器耦合的傳統三相DVR裝置具有較強補償能力，但是較為笨重，且調節靈活度較差；而典型的無變壓器型DVR電路，充電-補償迴路合一，每相含有4個主動開關器件，採用電容耦合，沒有交流升壓能力。和本申請中的技術方案相比每相主動開關器件數目相同，系統補償能力差，電壓調節靈活度低。
整體而言，按照DVR補償電壓注入方式的不同，可將其分為變壓器型與無變壓器型兩類。由於存在變壓器的升壓作用，變壓器型DVR補償能力較強。但是由於工頻變壓器體積龐大且成本較高，該型DVR裝置存在自身笨重，價格昂貴等諸多缺點，不適用於中小功率場合。此外逆變器電壓輸出調節範圍有限(受制於電能質量，調製比不能過小)，而工頻變壓器的變比是固定的，因此該型DVR裝置的輸出電壓範圍有限，調節不夠靈活便捷。無變壓器型DVR不含耦合變壓器，因此體積重量大幅度降低，成本也較低。但由於電壓源型逆變器(Voltage Source Inverter,VSI)為降壓型拓撲，在沒有注入變壓器二次升壓的情況下，系統輸出的補償電壓幅值嚴重受制於直流母線電壓，補償能力相對不足。同時由於在確保電能質量的前提下VSI電路輸出電壓範圍有限，該型DVR調節控制仍欠靈活。
技術實現要素：
針對現有技術中的缺陷，本發明的目的是提供一種基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器。
根據本發明提供的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器，包括：充電模塊、儲能模塊、逆變模塊以及AC-AC變換模塊；其中：
所述充電模塊，用於實現電網對單相動態電壓補償器的充電操作；
所述儲能模塊，用於將電網對單相動態電壓補償器所充的電能進行儲存；
所述逆變模塊，用於將儲能模塊所儲存的直流電轉化為工頻交流電；
所述AC-AC變換模塊，用於將逆變模塊轉化的工頻交流電轉換成與電網匹配的交流電後補償給電網迴路。
優選地，所述充電模塊包括：充電接觸器B1、充電電感Lin、充電電阻Rin、整流二極體D1以及整流二極體D2，所述充電接觸器B1的一端連接至節點N0，所述充電接觸器B1的另一端依次經過充電電感Lin、充電電阻Rin後分別與整流二極體D1的正極、整流二極體D2的負極相連；所述整流二極體D1的負極連接至節點N4，所述整流二極體D2的正極連接至節點N5；其中節點N0、節點N1連接至單相交流電的兩端。
優選地，所述儲能模塊包括：電容器C1和電容器C2，所述電容器C1的兩端分別連接至節點N4和節點N1；所述電容器C2的兩端分別連接至節點N1和節點N5；其中電容器C1和電容器C2的電容值根據單相動態電壓補償器的額定容量和補償值決定。
優選地，所述逆變模塊包括：開關管S1、開關管S2、濾波電感L1以及濾波電容C3；開關管S1的集電極連接至節點N4，開關管S2的發射極連接至節點N5，所述濾波電感L1的一端分別連接開關管S1的發射極和開關管S2的集電極，濾波電感L1的另一端通過濾波電容C3連接至節點N1。
優選地，所述AC-AC變換模塊包括：儲能電感L2、耦合電容C4、旁路開關單元以及兩個雙向開關控制單元；其中：所述旁路開關單元包括：晶閘管THY1和晶閘管THY2，晶閘管THY1的正極分別連接至節點N1和晶閘管THY2的負極，晶閘管THY1的負極分別連接至節點N3和晶閘管THY2的正極；
雙向開關控制單元包括：四個二極體、開關管S3或開關管S4，開關管的S3或開關管S4的集電極分別連接第一個二極體和第二個二極體的負極，開關管的S3或開關管S4的發射極分別連接第三個二極體和第四個二極體的正極，第一個二級管的正極與第三個二極體的負極相連並構成雙向開關控制單元的一端，第二個二級管的正極與第四個二極體的負極相連並構成雙向開關控制單元的另一端；其中一個雙向開關控制單元的一端連接至節點N1，且該雙向開關控制單元的另一端連接至儲能電感L2的一端；另一個雙向開關控制單元的一端連接至節點N3，且該雙向開關控制單元的另一端連接至儲能電感L2的一端；儲能電感L2的另一端連接至節點N2，所述耦合電容C4的兩端分別連接節點N1和節點N3。
優選地，開關管S1、開關管S2、開關管S3、開關管S4採用全控型開關器件。
優選地，AC-AC變換模塊為Boost型直流調製AC-AC變換器電路，用於同於實現DVR輸出交流補償電壓的靈活增益調節與無變壓器耦合注入。
與現有技術相比，本發明具有如下的有益效果：
1、本發明中的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器採用充電-注入通路相分離的緊湊型主電路拓撲結構，引入Boost型直流調製AC-AC變換器作為交流升壓變換環節，利用電容實現無變壓器注入，和一般無變壓器型DVR相比，主動開關器件(IGBT)數目減少，成本降低。
2、本發明中的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器引入Boost型直流調製AC-AC變換器，可實現靈活可調的二次升壓變換，提升電壓補償能力。
3、本發明中的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器增加一個控制變量，提高系統控制自由度，增強靈活性。
4、本發明中的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器採用電容耦合注入，不含工頻變壓器，體積重量小，成本低，尤其適用於單相小功率場合。
附圖說明
通過閱讀參照以下附圖對非限制性實施例所作的詳細描述，本發明的其它特徵、目的和優點將會變得更明顯：
圖1(a)為串聯式變壓器注入型DVR結構圖；
圖1(b)為串並聯式變壓器注入型DVR結構圖；
圖2(a)為串聯式無變壓器型DVR結構圖；
圖2(b)為串並聯式無變壓器型DVR結構圖；
圖3為基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器主電路示意圖；
圖4為Boost型直流調製AC-AC變換器拓撲結構圖；
圖5(a)、圖5(b)、圖5(c)、圖5(d)分別為工作在四種模式下的等效電路圖；
圖6為三周波30％電壓暫降補償效果仿真結果示意圖；
圖7為三周波60％電壓暫降補償效果仿真結果示意圖；
圖8為三周波100％電壓暫降(供電中斷)補償效果仿真結果示意圖。
具體實施方式
下面結合具體實施例對本發明進行詳細說明。以下實施例將有助於本領域的技術人員進一步理解本發明，但不以任何形式限制本發明。應當指出的是，對本領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干變化和改進。這些都屬於本發明的保護範圍。
根據本發明提供的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器，包括：充電模塊、儲能模塊、逆變模塊以及AC-AC變換模塊；其中：
所述充電模塊，用於實現電網對單相動態電壓補償器的充電操作；
所述儲能模塊，用於將電網對單相動態電壓補償器所充的電能進行儲存；
所述逆變模塊，用於將儲能模塊所儲存的直流電轉化為工頻交流電；
所述AC-AC變換模塊，用於將逆變模塊轉化的工頻交流電轉換成與電網匹配的交流電後補償給電網迴路。
所述充電模塊包括：充電接觸器B1、充電電感Lin、充電電阻Rin、整流二極體D1以及整流二極體D2，所述充電接觸器B1的一端連接至節點N0，所述充電接觸器B1的另一端依次經過充電電感Lin、充電電阻Rin後分別與整流二極體D1的正極、整流二極體D2的負極相連；所述整流二極體D1的負極連接至節點N4，所述整流二極體D2的正極連接至節點N5；其中節點N0、節點N1連接至單相交流電的兩端。
具體地，當DVR啟動運行或完成一次電壓補償動作之後，需要進行充電。此時接觸器B1閉合，通過Lin與Rin將單相交流電壓施加於節點N0和N1間，通過二極體D1、D2所構成的整流橋臂完成對於儲能電容C1和C2的充電操作。充電結束後接觸器B1斷開。
所述儲能模塊包括：電容器C1和電容器C2，所述電容器C1的兩端分別連接至節點N4和節點N1；所述電容器C2的兩端分別連接至節點N1和節點N5；其中電容器C1和電容器C2的電容值根據單相動態電壓補償器的額定容量和補償值決定。
所述逆變模塊包括：開關管S1、開關管S2、濾波電感L1以及濾波電容C3；開關管S1的集電極連接至節點N4，開關管S2的發射極連接至節點N5，所述濾波電感L1的一端分別連接開關管S1的發射極和開關管S2的集電極，濾波電感L1的另一端通過濾波電容C3連接至節點N1。
所述AC-AC變換模塊包括：儲能電感L2、耦合電容C4、旁路開關單元以及兩個雙向開關控制單元；其中：所述旁路開關單元包括：晶閘管THY1和晶閘管THY2，晶閘管THY1的正極分別連接至節點N1和晶閘管THY2的負極，晶閘管THY1的負極分別連接至節點N3和晶閘管THY2的正極；
雙向開關控制單元包括：四個二極體、開關管S3或開關管S4，開關管的S3或開關管S4的集電極分別連接第一個二極體和第二個二極體的負極，開關管的S3或開關管S4的發射極分別連接第三個二極體和第四個二極體的正極，第一個二級管的正極與第三個二極體的負極相連並構成雙向開關控制單元的一端，第二個二級管的正極與第四個二極體的負極相連並構成雙向開關控制單元的另一端；其中一個雙向開關控制單元的一端連接至節點N1，且該雙向開關控制單元的另一端連接至儲能電感L2的一端；另一個雙向開關控制單元的一端連接至節點N3，且該雙向開關控制單元的另一端連接至儲能電感L2的一端；儲能電感L2的另一端連接至節點N2，所述耦合電容C4的兩端分別連接節點N1和節點N3。
上述開關管S1、開關管S2、開關管S3、開關管S4採用全控型開關器件(IGBT)。
上述AC-AC變換模塊為Boost型直流調製AC-AC變換器電路，用於同於實現DVR輸出交流補償電壓的靈活增益調節與無變壓器耦合注入，其中THY1與THY2構成的晶閘管開關單元負責控制DVR補償迴路的投入與旁路。
在DVR裝置中，由於電壓源型逆變器(VSI)電路為降壓型拓撲，輸出交流基波分量的幅值將受到儲能電容兩端直流電壓的限制。當電壓跌落持續較長時，隨補償時間增加，電容儲能不斷消耗，直流母線電壓持續下降，將嚴重限制輸出交流電壓幅值，進而導致補償能力降低。在變壓器型DVR電路中，注入變壓器本身具備一定升壓能力，可以解決這一問題，但會造成裝置笨重，體積較大且價格昂貴。在無變壓器型DVR裝置中，因不含注入變壓器，無法進行交流二次升壓，導致設備補償能力普遍受限。本發明中創新性地採用Boost型直流調製AC-AC變換器替代傳統注入變壓器，作為交流升壓裝置。Boost型DC-DC變換器是基本非隔離性DC-DC變換器拓撲之一，具備靈活可調的升壓變換能力，Boost型直流調製AC-AC變換電路即在Boost變換器電路拓撲基礎上演化而來。
在PWM開關頻率遠高於交流工頻的情況下，一個開關周期內可以認為輸入電壓近似為某一極性的直流電壓輸入；該「直流」輸入經由變換器電路按照類似某種DC-DC變換器(此處為Boost電路)的原理可以得到一定大小(取決於佔空比)、一定極性(取決於拓撲類型)的「直流」輸出。顯而易見，將該佔空比保持一定工頻周期，即可實現相同頻率、一定變比(取決於佔空比)的AC-AC變換。以上即是直流調製AC-AC變換技術的基本原理。
需要指出，由於開關器件具有單向性，傳統DC-DC變換電路只適用於一種輸入極性，無法直接用於AC-AC變換裝置；因此需要進行改造。採取的方法是在保持總體拓撲結構不變的基礎上，將電路中所有主動和被動開關器件用帶有整理橋電路的雙向開關單元替換。圖4所示為Boost型直流調製AC-AC變換器拓撲結構。在AC-AC變換器中開關單元的電流方向沒半個工頻周期改變一次，但是在開關單元中整流橋的作用下可以保持開關器件承擔電流方向始終為正向。在本專利中選取直流調製開關頻率為fs＝5-10kHz，該頻率遠高於工頻，可以認為一個直流調製周期內輸入電壓為準直流電壓。如前文所述AC-AC變換器在一個直流調製周期內可以以近似DC-DC變換器的機理運行，其變換特性亦可以基於已知DC－DC變換器特性進行分析推導。圖5(a)、圖5(b)、圖5(c)、圖5(d)分別為工作在四種模式下的等效電路圖。
當輸入交流電壓uin>0時：
若S1導通，S2關斷，則輸入電源經由S1為儲能電感L充電，電容C放電為負載提供能量，輸出電壓uout>0，等效電路如圖5(a)所示；
若S1關斷，S2導通，則儲能電感L經由S2為電容C充電，同時為負載提供能量，輸出電壓uout>0，等效電路如圖5(b)所示；
當輸入交流電壓uin0時電流方向相反)，輸出電壓uout0時電流方向相反)，輸出電壓uout<0，等效電路如圖5(d)所示。
可見對於圖4所示的Boost型直流調製AC-AC變換器而言，與Boost型DC-DC變換器類似，利用電容電荷平衡與電感伏-秒平衡可求得其穩態下電壓增益特性為：
式中：d為開關管S1佔空比，uo為輸出電壓，ui為輸入電壓。輸入交流電壓與輸出交流電壓同頻率、同相位。需要特別指出，由於Boost型直流調製AC-AC變換器具有共地型拓撲，輸入電壓ui與輸出電壓uo為共地量。
假定電路中均為理想元件，設交流相電壓幅值為Upm，節點Nx(表示第x個節點)對地電位為ux(表示第x個節點的電位)；x為正整數，則依據電路原理可知：
充電完成後儲能電容C1的電壓UC1為
UC1＝u4-u1＝UC2＝u1-u5＝Upm
當電壓異常波動發生時，DVR投入進行電壓補償，此時IGBT器件S1和S2投入運行，構成單相電壓源型逆變器，通過PWM控制產生含有正弦基波分量的電壓，再經由L1與C3構成的濾波器，輸出一定頻率和相位的正弦交流電壓uAC(t)。即有：
式中：u1(t)為節點N1電位瞬時值，u2(t)為節點N2電位瞬時值，ω0為電網角頻率，相角由控制系統按照電壓補償需求給定，幅值A由調製度與儲能電容電壓決定，受控制系統影響。該交流電壓uAC(t)作為後級Boost型直流調製AC-AC變換器的交流輸入，在佔空比d的控制下，經過共地升壓變換，可在電容C4兩端得到DVR輸出的交流補償電壓uDVR，
式中：u3(t)為節點N3電位瞬時值，d(t)為任一時刻所處的PWM控制周期中boost型直流調製AC-AC變換器佔空比數值；
此時負載電壓uLOAD(t)為：
uLOAD(t)＝u3(t)-u0(t)＝[u3(t)-u1(t)]+[u1(t)-u0(t)]＝uDVR(t)+uph(t)
式中：u0(t)為節點N0電位(地電位)瞬時值，uDVR(t)為DVR輸出補償電壓瞬時值，uph(t)為線路固有交流相電壓瞬時值；
可見瞬時負載電壓等於瞬時相電壓uph(t)與DVR瞬時輸出電壓uDVR(t)的代數和，從而其工頻交流相量關係為
式中：為敏感負載兩端工頻交流電壓相量，為DVR輸出工頻交流補償電壓相量，為線路固有工頻交流相電壓相量；符合動態電壓補償器(DVR)運行特性。
實施例：
如表1所示，為某型DVR裝置性能要求如下：
依照本專利提出的基於直流調製的無變壓器式單相動態電壓補償器技術方案，設計DVR電路與控制系統，以滿足上述要求。
根據性能要求，該DVR需要具備電壓供應中斷條件下至少3個周波的補償能力，考慮一定裕度，設計中要求其具有至少0.1s的全電壓幅值補償能力。依照額定功率，可以求得所需補償能量為
Ec＝Pn·Tmax＝6kW×0.1s＝600J
式中：Ec為DVR系統所需最大單次補償能量，Pn為DVR額定補償功率，Tmax為DVR最大單次補償時間；
為保證電路理想性能，假定Boost型直流調製AC-AC變換器的最大電壓增益為km＝2，逆變器SPWM最大調製比M＝0.95，則儲能電容最低直流工作電壓(C1和C2串聯總電壓)滿足
可求
充電完成時直流初始電壓為
設電容容值為C1＝C2＝C，則儲能環節總電容量為
依據前述計算結果可以確定儲能電容值，如下
式中：Udc2為補償過程中直流儲能電容總電壓最低值(對應單次補償結束時刻)，Um為二極體整流後所得直流脈動電壓最大值，Upn為相電壓額定值(有效值)，Udc1為補償過程中直流儲能電容總電壓最高值(對應充電完成後補償開始時刻)，UC1為直流儲能電容C1電壓，UC2為直流儲能電容C2電壓，Cst為直流串聯等效儲能電容值，C為單個直流儲能電容容值；考慮電路效率和裕量，儲能電容C1和C2容值均取為10mF。其他參數按照電路工作原理整定，此處不再贅述。
仿真結果
根據上述設計方案，在MATLAB-SIMULINK環境下搭建仿真測試系統，主要電路參數如下：C1＝C2＝8.6mF，L1＝L2＝2mH，C3＝C4＝500uF，Lin＝1mH，Rin＝10′Ω。
分別在系統正常運行下引入幅度為30％、60％、100％的電壓暫降故障，持續時間為3個工頻周波(60ms)，以此檢驗該型DVR電路的補償效果，仿真結果見圖6-8所示，其中Vs表示線路電壓，Vo表示經過該型DVR補償後的負載電壓，各類電能質量事件發生於仿真時間t＝1.00s，持續60ms時間。由圖可見補償效果良好，負載電壓水平完全恢復至額定數值。
以上對本發明的具體實施例進行了描述。需要理解的是，本發明並不局限於上述特定實施方式，本領域技術人員可以在權利要求的範圍內做出各種變化或修改，這並不影響本發明的實質內容。在不衝突的情況下，本申請的實施例和實施例中的特徵可以任意相互組合。