具備正交抽取級的接收器，處理數位訊號的方法
2023-05-10 17:51:56 3
專利名稱：具備正交抽取級的接收器，處理數位訊號的方法
技術領域：
本發明涉及如權利要求1的前序部分所定義的一接收器。本發明也涉及一數位訊號處理裝置，一正交抽取級和一處理數位訊號的方法。
如權利要求1前序部分所定義的一接收器從EP-A-0,486,095中被了解。它對於接收可能是諸如無線和電視廣播節目的RF-載波-調製信息特別適用。
在已知的接收器中，表示為
圖1，一接收信號首先通過包含濾波器2和4及放大器3的一模擬RF輸入部分，並進而由A/D轉換器5數位化。分離器6按照一第一變換函數(D)和一第二變換函數(HT)相應地變換數位化的接收信號。相應地，獲得一第一分離信號(xi)和一第二分離信號(yi)並提供給一數字正交處理器200。在這個處理器中，一期望的載波被選定並隨後被解調。
在該已知的接收器中，數字正交處理器200包括一第一座標旋轉數字計算機(CORDIC)9，濾波器10和11，及一第二座標旋轉數字計算機12。該第一座標旋轉數字計算機9如同完成一頻率轉換的一數字正交變頻器--振蕩器級一樣地運作。該第一座標旋轉數字計算機9可以以這樣的方式被調諧，期望的載波被頻率轉換到濾波器10和11的通帶。濾波器10和11提供了期望的通道選擇性。它們抑制與期望的載波頻率相臨的幹擾信號。被濾波並被頻率轉換的期望載波被提供給第二座標旋轉數字計算機12供解調。該第二座標旋轉數字計算機12如同一臺可以同時放大和相位解調所期望的載波的直角座標到極性座標的轉換器一樣地運作。
在已知的接收器中，分離器6和該第一座標旋轉數字計算機9必須以至少是A/D轉換器5的採樣頻率的一時鐘頻率運作。在EP-A-0,486,095中，討論了一個FM廣播接收器的實例，其A/D轉換器的採樣頻率是350MHz。在這樣一個接收器中，該第一座標旋轉數字計算機9典型地將是一具備高速器件的集成電路形式。在該情況中，該第一座標旋轉數字計算機9的電源消耗將是約一瓦特。這約超過了一模擬正交變頻器-振蕩器級的電源消耗，其功能近於該第一座標旋轉數字計算機9。
本發明的一個目標是提供一具備較已知的接收器消耗更少電源的數字正交處理器的接收器。這樣的一臺接收器在權利要求1中定義。此外，本發明提供了如權利要求6中定義的一數位訊號處理裝置，如權利要求7中定義的一正交抽取級和如權利要求8中定義的一處理數位訊號的方法。有益的實施例在相應的從屬權利要求中定義。
簡略地陳述，在本發明中數位化的接收信號的採樣頻率在該分離器中被降低。相應地，數字正交變頻器-振蕩器可以運行於較低的時鐘頻率，且進而將消耗較少的電源。由於分離器中子採樣，產生的混疊通過分離器變換函數間特定的幅度和相位關係被防止。這一關係是這樣的，一個否則將混疊的信號實質上被第一變換函數相位移動較被第二變換函數小90度，而對該信號的幅度影響基本是相同的。
本發明基於下列共識。
在數字正交處理器的輸入，用術語正頻率和負頻率加以區分。該處理器在一特定的帶寬Q內或對於正頻率分量敏感或對於負頻率分量敏感。利用分離器中的子採樣，在一帶寬X中的正頻率分量混疊到此帶寬Q，而負頻率分量在帶寬Y中，它是帶寬X相應於零頻率的影像，不混疊，或反過來也一樣。
在該帶寬X內的正頻率分量和在該帶寬Y內的負頻率分量間的振幅平衡可以受變換函數的相互振幅和相位特性影響。通過未混疊帶寬中的頻率分量，X或Y被最大化，而混疊帶寬中頻率分量，X或Y被最小化來防止混疊。
原則上，任何類型的濾波器可以被用於實現該變換函數；只有該濾波器的相互幅度和相位特性是值得注意的。由於數字正交處理器是帶寬限制的事實，該相互相位和幅度特性只需要在有限的頻率範圍內滿足特定的要求以防止混疊。在許多情況中，變換函數可以因此使用相當少的電路元件來實現。
佔優勢的，該變換函數被作為濾波器實現，此濾波器係數通過比特移位信號採樣和隨後組合比特移位的信號採樣的方法被確定。這是對使用乘法器的一個硬體和/或，軟體有效的替換。
佔優勢的，該變換函數之一具有一對稱衝激響應而其它變換函數具有一抗對稱衝激響應。這使得這些變換函數能用硬體和/或軟體-高效實現。需要相當少的信號採樣度量(scaling)來提供(抗)對稱衝激響應。
佔優勢的，該數字正交處理器包括一連接在其輸入和另一個正交處理器級間的正交抽取級。這可能進一步降低該處理器的電源消耗。通過進一步降低分離接收信號的採樣頻率，該下一級可以以一較低的時鐘頻率運作。
本發明的這些和其它方面參考此後描述的實施例的闡述將是顯而易見的。
在圖中圖1展示了一現有技術的接收器。
圖2展示了A/D轉換混疊。
圖3展示了另一個A/D轉換混疊。
圖4展示了子採樣混疊。
圖5展示了第一替換子採樣混疊。
圖6展示了第二替換子採樣混疊。
圖7展示了已知接收器中的通帶特性。
圖8展示了按照本發明的一數位訊號處理裝置。
圖9展示了在此裝置中的頻帶。
圖10展示了在此裝置中的矢量信號。
圖11展示了在此裝置中的信號頻譜。
圖12展示了按照本發明的一第一接收器。
圖13展示了此接收器的頻率特性。
圖14展示了一分離器的一實施例。
圖15展示了按照本發明的一第二接收器。
圖16展示了此接收器的頻率特性。
圖17展示了按照本發明的一第三接收器。為了更詳細地解釋本發明，將參考已知的在EP-A-0,486,095中公開並在圖1中展示的FM廣播接收器。顯然本發明用於許多其它接收器中可能是有益的。
首先，為了降低第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率的兩個選件的缺點將被討論。然後將展示本發明提供的在降低時鐘頻率以迴避這些缺點的替代方法。最後，通過舉例的方法講解先進的實施例。
降低第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率的首要選擇是調低A/D轉換器5的採樣頻率。無論如何，這需要在A/D轉換器5前的更複雜的模擬濾波器。
這一點在圖2和3中解釋。圖2a和3a表示在一採樣頻率分別是350MHz和250MHz的A/D轉換器輸入處的頻譜。該頻譜展示了頻帶D和X。作為採樣的結果，兩個頻帶被轉換到A/D轉換器5輸出處的一共公頻帶。期望的頻帶D相應於從87.5到108MHz的FM廣播頻帶。在混疊頻帶X中的頻率分量可能干擾期望頻帶D內的一載波。期望的頻帶用一包括互連兩個頂點的一直接對角線的矩形指示。混疊頻帶用虛線填充。本申請將堅持期望和混疊頻帶的這一表示。
圖2b和3b描繪了分別關聯於350MHz和250MHz的一A/D轉換器採樣頻率的模擬輸入部分的期望頻率響應。在兩個圖中，有一個覆蓋期望頻帶D的通帶P和一覆蓋混疊頻帶X的阻止頻帶S。也有一個位於通帶P和阻止頻帶S間的過渡頻帶T。對於350MHz的採樣頻率，過渡頻帶在108MHz和142MHz間(圖2b)。對於250MHz的採樣頻率，過渡頻帶處於108MHz和142MHz間(圖2b)。在兩種情況下，在過渡頻帶T中的期望滾降是從通帶P中的0dB衰減到阻止頻帶S中的-60dB。可以看出250MHz的採樣頻率較350MHz滾降更為陡峭。結果是，當採樣頻率從350MHz調低到250MHz時，模擬濾波器2和/或濾波器4的次序級必須增加。
A/D轉換器5的採樣頻率是一個折衷。增加採樣頻率有不利後果，例如增加了數字電路的電源消耗。另一方面，降低採樣頻率也有不利後果，例如更複雜的模擬濾波器。值得注意的是，這樣的濾波器可能帶來進一步的缺點，諸如，增加了的部件分布敏感C和減少了的相位線性。相位線性對在諸如電視接收機中是重要的。
降低第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率的第二選擇是在A/D轉換器5和分離器6間插入一子採樣或抽取濾波器。一抽取濾波器是一抽取器和一防止抽取導致的混疊的數字濾波器的組合。一個抽取器被理解為是只把其輸入端處一數位訊號的一系列R子序列採樣之一傳送到一輸出端的元件。這樣一個元件可能是，諸如以一低於施加到觸發器輸入端的數位訊號的採樣頻率R倍的時鐘頻率執行觸發操作。整數R也被稱為抽取因子。
因此，已知的接收器包含抽取濾波器在濾波器10和11中，第一座標旋轉數字計算機9的正交輸出信號對被子採樣。這樣做是為了降低第二座標旋轉數字計算機12的時鐘頻率。一般地講，一抽取濾波器用於子採樣一具有一相當高的過採樣因子的信號。過採樣因子是採樣頻率和信號中期望頻帶的寬度的商。在已知的接收器中，濾波器10和11的過採樣因子相當高。在第一座標旋轉數字計算機9的輸出處，採樣頻率依然是350MH，但期望的頻帶被降低到一FM-調製的載波的頻帶200KHz。使用這樣高的過採樣因子，混疊頻帶在頻率上遠離期望的頻帶。作為結果，混疊可以用相當簡單的數字濾波器來防止。這有點相似於A/D轉換器5的採樣頻率和其前面的模擬濾波器的複雜性間的關係，如上所述。
由於相當低的過採樣因子，A/D轉換器5和分離器6間的一抽取濾波器將是相當不現實的，在這一點上，期望的頻帶寬度是20，5MHz，它導致附加採樣因子低於濾波器10和11寬度的100倍。注意該期望頻帶的寬度用第一座標旋轉數字計算機9的調諧範圍和濾波器10和11的通帶來定義。
例如，考慮一個安排在A/D轉換器5(採樣頻率350MHz)和分離器6間的具有R＝6的抽取濾波器。圖4a表示在這樣一個抽取濾波器輸入處所看到的頻譜。此頻譜包含從87，5MHz到108MHz的期望頻帶D，它將在此抽取濾波器的輸出處摺疊到從87，5到67MHz的一頻帶。此處，它將恰好重合於也在圖4a中展示的混疊頻帶X。圖4b展示了此抽取濾波器的期望幅度-頻率特性。為了防止混疊，在從67到87，5MHz間有一個阻止頻帶S；通帶覆蓋期望的頻帶D。過渡頻帶T的寬度是′零′此抽取濾波器在87，5MHz處應當具有一無限滾降。明顯地這樣一個抽取濾波器是不可行的。
為了防止發生一′零′過渡帶寬，可以調整A/D轉換器5的採樣頻率。其採樣頻率可以被降至，諸如，250MHz。圖5a和5b展示了分別相似於圖4a和4b的相應的頻譜和期望的濾波器特性。無論如何，採樣頻率的降低需要在模擬輸入部分使用更複雜的濾波器，如前面所討論的。
另一種選擇，可以增加A/D轉換器5的採樣頻率，例如到500MHz。無論如何，在那種情況下第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率只從350MHz降低到250MHz。在第一座標旋轉數字計算機9的電源消耗中相當小的節約可能被必須運作於500MHz時鐘頻率的A/D轉換器5電源消耗的增加所抵消。圖6a和6b展示了對於這種情況分別相似於圖4a和4b的頻譜和期望的濾波器特性。
在任一情況下，即降低或增加採樣頻率，抽取濾波器自身將消耗一明顯數量的功率。一定數量的電路元件將被需要以實現如圖5b和6b所示的相當陡峭的抗混疊濾波器特性。這些電路元件必須運行於相當高的時鐘頻率，且結果是需要相應地被偏置。
本發明提供了一個降低在已知接收器中第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率的替代選擇。
本發明有益地使用了圖1展示的已知接收器的下列特徵。在輸入16，17對處看到，在已知接收器內的正交信號處理器200具有一個通帶。該通帶或是正或是負的濾波器10和11的通帶頻率移位。例如，讓濾波器10和11兩者提供一個如圖7a中展示的低通特性L和讓第一座標旋轉數字計算機9在輸入16，17對處移動頻譜一頻率+ΔF。在該輸入處的相應通帶M在圖7b中被描繪。只有這個通帶M中的信號分量將被轉換到濾波器10和11的通帶L。沒有通帶M的正極性頻率映像。本發明有益地採用了在通帶特性中相應於零頻率的這種不對稱性。
圖7c描繪了當第一座標旋轉數字計算機9被從最小移動頻率(+ΔFmin)到最大移動頻率(+ΔFmax)調諧時，在輸入對16，17處看到的通帶M的各種位置。定義一個覆蓋通帶M所有可能的位置的處理器帶寬Q是可能的。這一處理器帶寬Q在圖7d中被展示。這樣，正交信號處理器200可以處理這一不對稱於零頻率的處理器帶寬Q內的信號。
本發明以這樣一種方式採用了處理器帶寬Q的以上標識的不對稱性，它將參考圖8進一步解釋。圖8展示了包含其前面有一分離器100的一數字正交信號處理器200的信號處理裝置。該正交信號處理器200處理圖9a展示的一處理器帶寬Q內的信號。該正交信號處理器200可能相似於在圖1中展示的已知接收器中的部件。無論如何，這不是本發明必要的。
分離器包含分別具有變換函數H1和H2的變換級110和120，分別被抽取器130和140跟隨。在分離器100輸入端101處被接收的一數位訊號分別按照第一變換函數H1和第二變換函數H2被傳送到數字正交信號處理器200的第一輸入端201和第二輸入端202。進而，在輸入101處的採樣頻率Fs1被抽取因子R降低到輸入端對201，202處的一採樣頻率Fs2＝Fs1/R。
在抽取器130和140的輸入端對131，141處看到的，有多個被轉換到圖9a中展示的處理器帶寬Q的R頻率帶寬。這些頻率帶寬是處理器帶寬Q的抽取器130和140的輸出採樣頻率Fs2＝Fs1/R的整數(k)倍的頻率移位，包括處理器帶寬Q自身(k＝0)。通常，在輸入131，141處看到的頻譜可以以如下方式被建立。首先，按照該輸入對處的採樣頻率Fs1＝R*Fs2定義一頻率間隔。其次，在輸入201，202處的頻譜被重複移位到一採樣頻率以填充這一間隔。通過舉例的方法，圖9b展示了在輸入對131，141處的在R＝2情況下被轉換到圖9a中表示的處理器帶寬Q的兩個帶寬Q′(0)和Q′(+1)。帶寬Q′(0)相應於圖9a中的處理器帶寬Q，即Q′(0)是處理器帶寬Q(k＝0)的零頻率偏移。帶寬Q′(+1)是圖9a中處理器帶寬Q的+Fs2(k＝+1)頻率偏移。
在輸入對131，141處看到的大量的R頻率帶寬中只有一個被期望，也就是相應於期望信號可能所在的頻帶的頻帶。在其它R-1頻率帶寬中的信號，稱為混疊帶寬，作為抽取的結果可能干擾期望帶寬內的信號。例如，期望的信號可能位於圖9b展示的帶寬Q′(+1)內。這在按照這一實例展示了在輸入對131，141處看到的期望帶寬D和混疊帶寬X的圖9c中被解釋。為了防止混疊，在頻帶X中信號的出現應當被防止。
在輸入對131，141處一混疊帶寬中一信號的出現可以通過第一變換函數H1和第二變換函數H2間的下列關係被防止。在混疊頻帶中，H1的相位特性應當較H2的遲延90度。進而，H1和H2的幅度特性在混疊頻帶內應當匹配。在該情況下，輸入端101的信號不能在混疊頻帶內產生頻率分量。這在下面可以被解釋。
首先，應當承認該數字正交信號處理器200在輸入201和201處分別接收信號x(k)和y(k)，作為一矢量信號v(k)的直角座標。這在圖10a中是可視的，其中採樣x(n)被表示在橫軸而採樣y(n)被表示在縱軸。據此，在輸入對131，141處的採樣對x′(n)和y′(n)構成了一矢量v′(n)的直角座標。
現在，讓輸入201處的信號s(k)是一數位化正弦信號，其頻譜表示為圖11a。進而，讓s(k)通過第一變換級110的相位移動為較通過第二變換級120的遲延90度，而這些級的幅C特性是相等的。圖10b解釋了在輸入對131，141處的相應矢量信號v′(k)。後續來自第一變換級110的採樣x′(1)到x′(4)被投影到X-軸，在該處來自第二變換級120的後續採樣y′(1)到y′(4)被投影到Y-軸。
在輸入對131，141處的矢量信號v′(k)呈現出是一順時針旋轉。這一矢量信號的頻譜被表示在圖11b；它只包含一負頻率分量。這一負頻率分量是相應於展示在圖11a中輸入信號s(k)的頻率分量的零頻率的映像。明顯地，在輸入對131，141處，等於圖11a展示的頻率分量的正頻率分量的出現已經被防止。
相反的在圖10c中展示，其中信號x′(k)在相位上相對於信號y′(k)領先90度。圖10c中的矢量信號v′(k)一順時針旋轉的循環計數器。結果是，它只包含圖11c中表示的一正極性頻率分量。負極性頻率映像的出現被防止。
在輸入對131，141處一信號s(k)或到正或到負頻率的選擇性變換可以被用於防止混疊。這是由於這樣的事實，處理器帶寬Q沒有相應於零頻率的映像，且作為結果，沒有是相應於零頻率的相互映像的混疊帶寬。例如，考慮圖9c展示的情況。可以安排一信號分量出現在圖9d中展示的帶寬Y內而不是混疊帶寬X內。帶寬Y是混疊帶寬X的映像。因為帶寬Y不能恰好重合於一混疊帶寬並落在期望帶寬D的外面，這些信號分量不能導致任何幹擾。
本發明作為一般規則提供了H1相對於H2的基本90度相位遲延及在一混疊帶寬內基本相同的幅度。這適用於在正頻率半區內的混疊帶寬及負頻率半區內混疊帶寬兩者，例如圖9d中的混疊帶寬X。相位特性相對於零頻率是非對稱的是一個基本特徵。因此，該規則隱含了在圖9d中展示的H1相應於H2的一相位提前。按照該規則，一負頻率映像將落於混疊帶寬X的正弦信號s(k)被變換到圖10c中展示的一矢量信號。
上述標識的防止混疊的技術在一混疊頻帶接近於分離器輸入處101看到的期望帶寬時有顯著的優勢。圖9e展示了在輸入101處看到的相應於圖9c的頻譜。如果圖8中變換級110和120兩者具有覆蓋圖9e中展示的混疊帶寬X的阻止帶寬，混疊也可以被防止。無論如何，因為混疊帶寬X接近於期望帶寬D，這將需要複雜的濾波器結構。本發明為此提供了一個選擇。
值得注意的是，不需要對每一個混疊帶寬使用上述標識的技術。假如一混疊帶寬離期望帶寬足夠遠，每個變換函數實際上可能具有一覆蓋這一混疊帶寬的阻止帶寬。作為一選擇，一個分離器前的單一濾波器可以提供這種阻止帶寬。
現在將通過舉例的方法來講解按照本發明的接收器。
圖12展示了一具有一結構相似於圖1中展示的接收器的FM廣播無線接收器。相應的元件用與圖1中相同的參考編號標識。A/D轉換器5的採樣頻率是375MHz。一分離器100分別包含兩個抽取器130和140，具有一R＝3的抽取因子兩者被安排在A/D轉換器5和第一座標旋轉數字計算機9之間。因此，第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率是125MHz，即，A/D轉換器採樣頻率的1/3。
濾波器10和11是抽取低通濾波器，它具有一100kHz的截止頻率。第一座標旋轉數字計算機9產生的頻率偏移被從-17，1MHz調諧到-37，4MHz。圖13a展示了在範圍從+17MHz到+37，5MHz的第一座標旋轉數字計算機9的輸入處期望的帶寬。在這一帶寬內的信號可以在濾波器10和11的通帶內被移動。
在輸入對131，141處，有三個作為抽取結果被轉換到這個期望帶寬的頻率頻帶。這些頻帶被展示在圖13b。它們相應於抽取器130和140輸出處的採樣頻率的一整數倍的頻率移動，它是125MHz。這些頻率頻帶之一是期望的從-87，5到-108MHz的FM廣播頻帶。其它的兩個頻帶是混疊頻帶。
在以上涉及的混疊頻帶中出現的一頻率分量被變換級110和120防止。作為一個實例，變換級110和120是橫向濾波器形式。這些濾波器提供了變換函數，以Z-符號，可以一般地表示如下H(Z)=n=0LCnZ-n]]>L標識變換函數的長C。變換級110和120兩者具有長CL＝6。第一變換級110的係數是c0＝-0.015625c1＝-0.156250c2＝-0.187500c3＝-0.18750
c4＝-0.1 56250c5＝-0.015625第二變換級120的係數為c0＝-0.062500c1＝0.093750c2＝0.234375c3＝-0.234375c4＝-0.093750c5＝-0.062500圖13c展示了第一和第二變換級110和120相應的幅度特性mag{H1}和mag{H2}，圖13d展示了相位特性pha{H1}和pha{H2}。幅度特性在混疊頻帶中基本上是相等的。對於正頻率，相位特性pha{H1}是相對於相位特性pha{H2}90度。對於負頻率，相位差的符號改變，即，pha{H1}領先於pha{H2}90度。注意幅度特性相應於零頻率的對稱性和相位特性的不對稱性。由於(不)對稱性適用於所有濾波器，對正頻率只顯示幅度和相位特性已經是足夠的了，它從0到+375MHz。
當H1的相位遲延90度時，有五個頻率fn1…fn5的H1和H2的幅C準確地相同。如果一個具有頻率fn1…fn5中任何一個的正弦信號施加在輸入端101，它將導致在輸入對131，141處的一純循環順時針旋轉矢量信號。因此，沒有正頻率分量，但只有一個負頻率分量。
對於不是fn1…fn5的其它頻率，一正弦輸入信號將產生一個輸入對131，141處的矢量信號，它不是完美地循環，而是橢圓的。橢圓地旋轉是一順時針旋轉的矢量合和一順時針旋轉的計數器。因此，矢量信號包含正和負頻率分量兩者。正和負頻率分量的幅度分別相應於該順時針計數器和順時針旋轉的半徑。mag{H1}和mag{H2}越匹配，矢量信號將越近似於完美的圓旋轉，且結果是，頻率分量之一越被抑制。
對於所有的頻率，圖13E展示了在輸入對131和141處相應於輸入端101處一正弦信號的正和負分量的幅度。注意在混疊頻帶中頻率fn1…fn5處的陷波。由於在混疊頻帶內mag{H1}和mag{H2}間差相當小的事實，在這些頻帶中頻率分量相應於期望頻帶至少有40dB的衰減。通過比較圖13C和圖13E，一正頻率分量的幅度和幅度特性匹配之間的關係是明顯的。如果在混疊頻帶中需要更多的衰減，幅度特性間的失配應當被降低。例如，這可以通過使用其長度大於6的濾波器獲得。
注意到在本發明中對混疊頻帶外的頻率分量的抑制是不感興趣的是重要的。這些頻率分量將被諸如圖12展示的接收器中在第一座標旋轉數字計算機9後的濾波器10和11抑制。這樣，這些濾波器的出現放鬆了在分離器中對幅度和相位特性的要求。
圖14解釋了分離器100的一個實施例。在度量(scaling)單元SCU中，輸入採樣按照系統函數H1{Z}和H2{Z}中的係數被度量(scaling)。度量(scaling)後的輸入採樣被分別供應給兩個時延和組合單元DCU1和DCU2。DCU1和DCU2的輸出信號分別被抽取器130和140抽取。抽取器130和140是觸發器，用一個內部帶「F」的方塊表示，它以125MHz的時鐘頻率運作。所有其它的觸發器以時鐘頻率375MHz運作並充當單位時延元件。一個單位時延元件相應於Z-域中的一ZE-1操作。
有益的是，濾波器係數通過比特移位信號採樣和後續的結合比特移位信號採樣的手段來確定。這允許不使用乘法器的硬體有效實現一度量(scaling)單元SCU。變換函數H1(Z)的係數可以被寫作C0＝C5＝-2-6C1＝C4＝-2-3-2-5C2＝C3＝2-2-2-4變換函數H2(Z)的係數可以被寫為C0＝-C5＝-2-4C1＝-C4＝2-3-2-5C2＝-C3＝2-2-2-6在一採樣中的比特沿從低比特位向最高比特位方向被移動N比特位時用2n來度量一個採樣。相反地，當一採樣中的比特沿從高位向低位方向移動時，一個採樣用2-n來度量(scaling)。這些操作將進一步分別被定義為N比特移位和-N比特移位。
H1(Z)和H2(Z)的係數相應於增加和/或去多個這些比特移位。例如，H1(Z)的係數C1可以被實現為一-3比特移位和一-5比特移位的線性組合。因為對於熟知當前技術的人士是清楚如何實現比特移位的線性組合的，度量(scaling)單元SCU的構造細節在圖14中未展示。
有益的是，變換函數H1(Z)和H2(Z)分別是對稱的和不對稱的。因此，對於每一個變換函數只需要三個度量(scaling)，它是這些函數長度的一半。該度量(scaling)單元SCU在輸出端S1、S2、S3、S4、S5和S6處提供分別用一等於H1(Z)的係數C0、C1、C2和H2(Z)的C3、C4、C5的因子度量(scaling)的輸入採樣。在輸出端S0、S1和S2處被度量(scaling)的採樣被提供給第一遲延和組合單元DCU1，在輸出端S3、S4和S5處的那些到第二單元DCU2。兩個單元DCU1和DCU2是觸發器的串行排列，其間安排一加法器或一減法器。在DCU2中三個減法器被用於提供變換函數H2(Z)的所期望的反對稱性。通過將遲延和組合單元DCU1和DCU2中的每個觸發器考慮為一Z-1運算符，人們可以現實地驗證圖14中展示的實施例分別提供了期望的變換函數H1(Z)和H2(Z)。
現在參考圖12中展示的接收器，它可能進一步降低第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率。在第一座標旋轉數字計算機9輸入處期望的頻帶，表示在圖13A，依然佔據從-1/2FS2到+1/2FS2的整個頻譜的一相當小的部分。這是在採樣頻率中開銷的一個指示。
圖15展示了一第一座標旋轉數字計算機9的時鐘頻率被降低到62，5MHz的FM廣播接收器。與圖12比較，一具有R＝2的正交抽取濾波器150被安排在分離器100和第一座標旋轉數字計算機9間。從A/D轉換器5到第一座標旋轉數字計算機9，有效的抽取因子為6。分離器100的系統函數H1(Z)和H2(Z)相同於圖12展示的接收器。
第一座標旋轉數字計算機9將頻率移動從-25，1調諧到-31，25MHz並從+31，25到+17，1MHz。圖16A展示了在第一座標旋轉數字計算機9的輸入處期望的頻帶。其範圍是從-25到-31，25及從+31，25到+17MHz，建議的+和-31，25MHz間的不連續性，採樣頻率的一半，是表示方法的結果。圖16A的頻譜每一個採樣頻率移動重複自身一次。
圖16B展示了分別在抽取器180和190的輸入對181、191處看到的頻譜。在第一座標旋轉數字計算機9的輸入處有兩個轉換到期望頻帶的頻帶。這些帶寬之一相應於圖13A展示的期望的頻帶，其它頻帶是一個混疊頻帶。在輸入對181、191處的混疊頻帶內頻率分量的出現通過變換級160A、160B和170A、170B被防止。級160A和160B的變換函數是H3而級170A和170B的是H4。變換級是長度L＝4橫向濾波器。H3的係數為C0＝C3＝0.06250＝2-4C1＝C2＝-0.28125＝-2-2-2-5H4的係數為C0＝-C1＝0.109375＝2-3-2-6C1＝-C2＝0.234375＝2-2-2-6在濾波器/抽取器級150的輸入處的一負頻率分量用一輸入端151處的第一正弦信號和輸入152處的一與第一正弦信號的幅度相同，但相位領先90度的第二正弦信號組成。兩個正弦信號分別按照H3和H4被變換，並分別在減法器S和加法器A中被組合。如果H3的相位移動第一正弦信號相應於H4領先90度，被變換的信號在減法器S的倒相和非-倒相輸入處將是同樣的並因此相互抵消。在加法器A的輸入處被變換的信號將是相位相反但有相同的幅度。
幅度和相位特性，mag{H3}、mag{H4}和pha{H3}、pha{H4}分別在圖16C和16D中展示。在混疊頻帶中，pha{H3}滯後於pha{H4}90度，而mag{H3}和mag{H4}基本上相等。現在將可以理解這樣的特性基本防止了在輸入對181、191處的混疊頻帶中一頻率分量的出現。圖16E展示了有關從輸入對151、152到輸入對181、191變換的幅度一頻率曲線。
值得注意的是分離器100和正交抽取濾波器150的級聯可以用一單一的R＝6的分離器替代。這在圖17中展示。在混疊頻帶中防止頻率分量出現的變換函數H5和H6的一可能集合可以被容易地確定，若給定在圖15中展示的接收器中的變換函數H1、H2、H3和H4的話，在Z-符號中下列適用H5(Z)＝H1(Z)H3(Z3)-H2(Z)H4(Z3)H6(Z)＝H1(Z)H4(Z3)+H2(Z)H3(Z3)為了得到上述表達式，圖15中的抽取器130和140通過變換級160A、160B、170A和170B被移位，以與抽取器180和190組合成R＝6。這導致變換函數H3(Z)和H4(Z)變更到H3(Z3)和H4(Z3)。
無論如何，通常如圖15讓一個其後跟隨一個正交抽取濾波器的分離器具有一相當低的抽取因子，較如圖7中的具有相當高的抽取因子的單一分離器是有益的。例如，在後一種情況下，需要長度L＝15的兩個橫向濾波器來實現上述表達式中的變換函數H5(Z)和H6(Z)。這兩個濾波器將需要較圖15中展示的接收器中的分離器和正交抽取濾波器中橫向濾波器電路元件總數更多的電路元件。再者，圖17中L＝15的兩個橫向濾波器運作於相當高的時鐘頻率(375MHz)，此處圖15中的正交抽取濾波器運行於此時鐘頻率的三分之一。在圖15中展示的接收器中只有兩個L＝6的橫向濾波器運行於375MHz。因此，後一接收器將較圖17中展示的接收器消耗更少的功率。
概要地講，相當簡單結構的節省功率數字接收器已經被講解。一個接收的信號用相當高的採樣頻率被數位化；簡單的模擬濾波器防止混疊。數位化的接收信號通過到正交數位訊號處理器的一個分離器被提供。在這個處理器中，一期望的載波被選定並解調。分離器按照一第一和一第二變換函數變換數位化的接收信號，以分別獲得同相和正交分量。採樣頻率在分離器中被降低。變換函數的相位和幅度間的特定關係為至少一個頻率帶寬防止了混疊。這樣一個關係可以用相當簡單的濾波器來獲得。
當為了澄清本發明有限數量的實施例被展示和描述時，一位熟知當前技術的人士可能構想許多其它可供選擇的不背離被聲明的本發明的精神和範圍的實施例。
按照本發明的一接收器中，收到的RF信號在被數位化前可能首先被轉換到一中間頻率(IF)。例如，在一電視接收機中，數位化提供一約40MHz的IF信號的一電視調諧器的輸出信號可能是較可取的。數位化的IF信號隨後被加到圖8中展示的一數位訊號處理裝置。一相似的技術在DAB接收器中可以被應用。一數位化的DAB IF信號被加到包含抽取器的一分離器並隨後被轉換到同相和正交基帶信號，它被過濾並加到一快速富裡葉變換器供OFDM-解調。
在圖15展示的接收器中，另一正交抽取濾波器可以被插入到正交抽取濾波器150和第一座標旋轉數字計算機9之間。原則上，只要期望頻帶的寬度不超過採樣頻率，採樣頻率就可以被降低。例如，該另一正交抽取濾波器的抽取因子可以是R＝3。這將降低第一座標旋轉數字計算機9輸入處的採樣頻率到20，83MHz，該採樣頻率超過了期望的頻帶寬度20，5MHz。
有各種可能實現分離器和正交抽取濾波器的方法。展示在圖14中的實施例只是一種可能的實現。在可供選擇的實施例中，抽取器可能被合併到濾波器中。這被認為是一種多相結構，且諸如在R.E.CROCHIERE和L.R.RABINER作的『多速率數位訊號處理』的第79頁等被描述。這樣一個多相結構通常是省電的。同樣值得注意的是，濾波器不一定是橫向濾波器。例如，遞歸濾波器可能同樣被採樣。本發明處理一分離器或一抽取正交濾波器中濾波器的特定的幅度和相位關係。熟知當前技術的人士可能構想出各種具有該特定的幅度和相位關係的濾波器結構。
不是在所有的情況下一正交抽取濾波器需要同相和正交信號通路間的交叉連接，例如圖15中的變換級170A和170B。省去這些交叉連接是否有益取決相對於期望頻帶的混疊頻帶的位置。這樣，具有同相和正交信號通路的串行變換級，例如圖15中的變換級170A和170B，可以只提供一與零頻率對稱的幅度特性。如果一個相應於零頻率的混疊頻帶的一映像接近於期望的頻帶，如果沒有採用交叉連接該變換級將成為相當複雜的。
在分離器和/或正交抽取濾波器中的變換函數根據數字正交處理器的調諧可能被控制。用這樣一種方法，相關變換函數的相互相位和幅度關係可以被優化，以提供對一特定調諧的最大混疊抑制。
通常，圖最好被認為是功能圖；的確許多數位訊號處理方式可能被實現，例如，用軟體。濾波器可能是具有存儲在這一處理器的內部或外部存儲器中的濾波器係數的通用目的數位訊號處理器形式。當然，至少一個圖中展示的座標旋轉數字計算機可能也包括在該處理器中。對於軟體實現，本發明提供了相當少的計算周期的優點。
進而，將清楚地看到，圖中並行展示的數位訊號處理級可能被一運行在時分復用操作的級所替代。例如，正交抽取濾波器可能包含一連接到一存儲著兩變換函數的係數的存儲器的計算單元。該計算單元計算相應於第一和第二分離信號的輸出採樣。在這種情況下，分離器可能以時分復用提供兩個分離信號，且座標旋轉數字計算機可能接收時分復用的同相和正交輸入信號。
最後，值得注意的是，本發明主旨亦適用於上行採樣，即，增加採樣頻率。在該情況下，元件以反向次序被安排，且它們的功能相應於子採樣是相反的。一個數位訊號處理器提供一個頻率頻帶Q內的數位訊號，該信號具有同相和一正交分量。兩分量的採樣頻率被一因子R，內插因子增加。進而，同相和正交分量分別按照一第一和一第二變換函數被變換，且隨後被組合。為了上行採樣，一相似於前述中講解的子採樣的技術的抗混疊技術可以被採用。
由於上行採樣，頻率間隔從數字正交處理器的輸出處的[-1/2FS2，+1/2FS2]擴展到內插器輸出處的[-1/2FS1，+1/2FS1]，以增加採樣頻率從FS2到FS1＝R*FS2。例如。在數位訊號處理器的輸出處看到的頻譜可能如圖9A所示。然而，對於R＝2的在內插器輸出處看到的相應的頻譜如圖9B所示。相似於子採樣的情況，圖9B中的兩個頻率頻帶中只有一個是期望的。相似於子採樣，在非期望頻帶中出現的信號分量可以用在該頻帶中的變換函數間的約90度相位關係被計數。
權利要求
1.一個接收器包括—一個接收具有第一採樣頻率FS1的數位化接收信號的輸入；—一個分別按照第一和第二變換函數變換數位化的接收信號，以分別獲得第一分離信號和第二分離信號的分離器；及—一個處理頻帶Q內信號的數字正交處理器，所述處理器具有一接收分別作為同相和正交信號分量的所述第一和第二分離信號的輸入，其特徵在於，所述分離器包含採樣頻率降低裝置，它使所述第一和第二分離信號具有低於(R＝抽取因子)第一採樣頻率R倍(R＝抽取因子)的第二採樣頻率FS2，且至少一個是頻帶Q的K*FS2的頻率移動的混疊頻帶X，K是一整數，所述第一變換函數的相位特性相對於所述第二變換函數的相位特性基本上滯後90°，而幅度特性基本上相等。
2.一個如權利要求1的接收器，其特徵在於，數字正交處理器包含一安排在所述輸入和數字正交處理器的另一級間的一正交抽取級。
3.一個如權利要求2的接收器，其特徵在於，正交抽取級包含—按照一第三變換函數變換所述第一和第二分離信號的第一裝置；—按照在至少一個混疊頻帶上相對於第三變換函數相位基本相差90°，而幅度相等的第四變換函數變換所述第一和第二分離信號的第二裝置；—組合分別按照所述第三和第四變換函數變換的所述第一和第二分離信號的第三裝置，且提供該組合的信號作為同相分量到所述另一個正交級；—一組合分別按照所述第四和第三變換函數變換的第一和第二分離信號的第四裝置，且提供組合的信號作為正交分量到所述另一個正交級。
4.一個如權利要求1的接收器，其特徵在於，所述變換函數作為濾波器實現，其中濾波器係數通過比特移位信號採樣及隨後結合比特移位的信號採樣的方法確定。
5.一個如權利要求1或2的接收器，其特徵在於，所述變換函數之一具有一對稱的脈衝響應且其它變換函數具有非對稱的脈衝響應。
6.一個數位訊號處理裝置包含—一個分別按照第一和第二變換函數變換數位訊號，以分別獲得第一分離信號和第二分離信號的分離器；及—一個在頻帶B內選擇數位訊號分量的數字正交處理器，所述處理器具有一接收所述第一和第二分離信號分別作為同相和正交信號分量的輸入，其特徵在於，該分離器包含採樣頻率降低裝置，它使所述第一和第二分離信號具有比第一採樣頻率低R倍(R＝抽取因子)的第二採樣頻率，且對於至少一個是頻帶B的K*FS2頻率移動的混疊頻帶X，K是一個整數，所述第一變換函數的相位特性是相對於所述第二變換函數相位基本滯後90°相位，而幅度特性基本相等。
7.一個正交抽取級包含—按照第一變換函數變換正交輸入信號的一同相和一正交分量兩者的第一裝置；—按照在至少一個混疊頻帶上相對於第三變換函數相位基本上相差90°，而幅度相等的第二變換函數變換所述同相和所述正交分量的第二平裝置，—組合分別按照所述第一和第二變換函數變換的所述同相和所述正交分量的第三裝置，以提供組合的分量作為一輸出信號的同相分量；—組合分別按照所述第二和第一變換函數變換的所述同相和正交分量的第四裝置，並提供組合的分量作為一輸出信號的正交分量。
8.處理一個具有採樣頻率FS1的數位訊號的方法，所述方法包含的步驟有—按照一第一變換函數變換所述數字，以獲得第一分離信號；—按照一第二變換函數變換所述數字，以獲得一第二分離信號；和—為了處理一頻帶Q內的所述信號的組合分別採用該第一和第二分離信號作為同相和正交分量，而分別變換該數位訊號到該第一和第二分離信號；—以這樣一種方式降低採樣頻率，使所述第一和第二分離信號具有低於FS1 R倍的採樣頻率FS2，R是一個整數；—使第一分離信號在一混疊頻帶X中相對於第二分離信號相位基本上滯後90度；並—在該混疊頻帶X中保持所述分離信號的幅度基本相同；所述混疊頻帶X是頻帶Q的K*FS2的頻率偏移，K是一整數。
9.提供一具有採樣頻率FS1的數字正交信號到處理頻率帶寬Q的數字正交處理器的方法，該方法包含的步驟有—按照第一變換函數變換所述信號的同相分量和按照第二變換函數變換所述信號的正交分量，以分別獲得一第一變換分量和一第二變換分量，所述第一變換函數的相位特性是90度領先於所述第二變換函數；—從第一變換分量中減去第二變換分量，並將結果作為一個同相信號分量加到數字正交信號處理器的所述輸入；—按照第一變換函數變換所述信號的正交分量和按照一第二變換函數變換所述信號的同相分量，以分別獲得第三變換分量和第四變換分量；—將第三變換分量加到第四變換分量，並將結果作為一正交信號分量加到數字正交信號處理器的所述輸入端；—以這樣一種方式降低採樣頻率，使加到該數字正交信號處理器的該輸入的正交信號具有低於FS1 R倍的一採樣頻率FS2，R是一個整數。
全文摘要
在一接收器中，接收的信號以相當高的採樣頻率被數位化。模擬濾波器(2，4)防止混疊。數位化的接收信號通過一分離器(100)提供給一正交數位訊號處理器(9，10，11，12)。在這個處理器中，一期望的載波被選定並被解調。該分離器(100)按照第一和第二變換函數(H1，H2)變換數位化的接收信號，以獲得相應的同相和正交分量(xi，yi)。在該分離器中採樣頻率被降低(130，140)。變換函數(H1，H2)相位和幅C間一特定的關係防止了混疊。這樣一個關係可以用相對簡單的數字濾波器(110，120)來取得。
文檔編號H04L27/22GK1137333SQ95191062
公開日1996年12月4日 申請日期1995年8月28日 優先權日1994年9月2日
發明者A·A·M·L·布盧克斯, G·C·M·吉爾斯 申請人:菲利浦電子有限公司