同步整流控制電路、方法及反激式開關電路與流程

2023-05-03 06:46:01

本發明涉及開關電源技術，特別涉及的是一種同步整流控制電路、方法及反激式開關電路。

背景技術：

圖1為反激電路，是一種常用的一種隔離型開關電路，變壓器TR1的原邊側N01連接初級電路，輸入電壓Vin1輸入到初級電壓中，副邊側N02的二極體D01流過輸出電流Vout1，輸出電流Vout1加載到負載上，負載與電容C01並聯。由於用電設備的功能增加，其供電功率需要增加，即開關電源需要為用電設備提供更大的輸出電流。

為了提高開關電源的轉化效率，採用同步整流MOS管替代二極體，參看圖2，將圖1中的副邊側續流二極體D01更換成同步整流管M11，具體來說，變壓器TR2原邊側N11輸入Vin2，原邊側連接主開關管M10，主開關管M10的導通關斷，使得輸入電流ip2發生變化，使得副邊側N12產生輸出電流is2，生成相應輸出電壓Vout2，同步整流管M11源極連接副邊繞組、漏極連接負載一端，負載另一端接地，負載還與電容C11並聯，在同步整流管M11的源漏極之間還連接一續流二極體D11。在非隔離型的開關電路中，同步整流MOS管的驅動電路可以較方便地獲得主開關管的開關信號，因此同步整流的控制相對容易一些。但是，在圖2的隔離型的開關電路中，對於同步整流MOS管M11的控制中，難以獲得主開關管M10的開關信號，因此，容易發生同步整流管M11和主開關管M10同時導通的現象，或者是同步整流管M11隻在部分續流階段導通，導致系統效率不高。因此，目前的同步整流管的同步整流控制是一個挑戰。

技術實現要素：

本發明提供一種同步整流控制電路、方法及反激式開關電路，大大加快了同步整流管的關斷速度，防止和原邊側主開關管直通，提高了系統的可靠性。

為解決上述問題，本發明提供一種同步整流控制電路，用於控制帶有同步整流管的開關電路，該控制電路包括：

驅動電路，其輸出端連接同步整流管的驅動端，輸出驅動信號以控制同步整流管的導通、關斷；

閾值比較電路，其輸入端接收同步整流管的漏源電壓，並在漏源電壓低於預設低閾值電壓時控制所述驅動電路輸出上拉的驅動信號，以使同步整流管導通；在漏源電壓大於等於預設高閾值電壓時控制所述驅動電路輸出下拉的驅動信號，以使同步整流管關斷；

調壓控制電路，採集同步整流管的漏源電壓，並與預設調壓參考值比較，在漏源電壓小於預設調壓參考值時控制所述驅動電路輸出上拉到預設上拉電壓高值的驅動信號，在漏源電壓大於等於預設調壓參考值且小於預設高閾值電壓時控制所述驅動電路進入電壓調整狀態，將驅動信號進行調壓，輸出該調壓後的驅動信號，使得漏源電壓穩定在預設調壓參考值或預設調壓參考值附近。

根據本發明的一個實施例，所述調壓控制電路在同步整流管導通時間達到一定值時、或在控制同步整流管關斷之前的一定時間內，若所述驅動電路未進入電壓調整狀態，則輸出動態調整信號。

根據本發明的一個實施例，還包括動態調整電壓電路，連接所述調壓控制電路，接收並響應於所述調壓控制電路輸出的動態調整信號，而調整所述預設調壓參考值的取值，輸出調整後的預設調壓參考值給所述調壓控制電路。

根據本發明的一個實施例，所述調壓控制電路具有記錄同步整流管的前次導通時間T1的記錄模塊，在本次控制同步整流管導通時間達到N*T1時，若所述驅動電路未進入電壓調整狀態，則輸出動態調整信號，N取值為百分率。

根據本發明的一個實施例，所述調壓控制電路具有檢測驅動電路處於電壓調整狀態的時間的檢測模塊。

根據本發明的一個實施例，還包括動態電壓調整電路，連接所述調壓控制電路，根據檢測模塊得到的處於電壓調整狀態的時間調整預設調壓參考值的取值，使得處於電壓調整狀態的時間等於或接近於一定值。

根據本發明的一個實施例，所述閾值比較電路包括：

第一比較器，其負輸入端接收調壓控制電路輸出的漏源電壓，其正輸入端輸入所述預設低閾值電壓，其輸出端輸出第一比較信號；

第二比較器，其正輸入端接收調壓控制電路輸出的漏源電壓，其負輸入端輸入所述預設高閾值電壓，其輸出端輸出第二比較信號；

觸發器，其接收所述第一比較信號和第二比較信號，並在第一比較信號為高時輸出第一控制信號、控制所述驅動電路輸出上拉的驅動信號，在第二比較信號為高時輸出第二控制信號、控制所述驅動電路輸出下拉的驅動信號。

本發明還提供一種同步整流控制方法，用於控制帶有同步整流管的開關電路，該控制方法包括以下步驟：

採集同步整流管的漏源電壓；

漏源電壓與預設低閾值電壓比較，在漏源電壓低於預設低閾值電壓時，控制驅動電路輸出上拉的驅動信號、以使同步整流管導通；

漏源電壓與預設調壓參考值比較，在漏源電壓小於預設調壓參考值時控制所述驅動電路輸出上拉到預設上拉電壓高值的驅動信號，在漏源電壓大於等於預設調壓參考值且小於預設高閾值電壓時控制所述驅動電路進入電壓調整狀態，輸出調壓到預設調壓參考值或其附近的驅動信號，使得驅動信號在控制同步整流管關斷之前趨近其柵極閾值電壓；

漏源電壓與預設高閾值電壓比較，在漏源電壓大於等於預設高閾值電壓時，控制所述驅動電路輸出下拉的驅動信號、以使同步整流管關斷。

根據本發明的一個實施例，還包括：在同步整流管導通時間達到一定值時、或在控制同步整流管關斷之前的一定時間內，若驅動電路未進入電壓調整狀態，則降低所述預設調壓參考值的取值。

根據本發明的一個實施例，記錄同步整流管的前次導通時間T1，在本次控制同步整流管導通時間達到N*T1時，若所述驅動電路未進入電壓調整狀態，則降低所述預設調壓參考值的取值，N取值為百分率。

根據本發明的一個實施例，還包括：檢測驅動電路處於電壓調整狀態的時間，調整預設調壓參考值的取值，使得處於電壓調整狀態的時間等於或接近於一定值。

本發明還提供一種反激式開關電路，包括前述實施例中任意一項所述的同步整流控制電路、或使用如前述實施例中任意一項所述的同步整流控制方法。

採用上述技術方案後，本發明相比現有技術具有以下有益效果：

在不需要主開關管開關信號的情況下，既可以工作於電流斷續導通模式，也可以工作於電流連續導通模式，通過動態調節同步整流管的驅動電壓，保證同步整流管從較低電壓值開始關斷，大大加快了關斷速度，防止和原邊側的主開關管直通，提高了系統的可靠性，加快關斷速度也可以減小副邊電流的反向電流，可以降低MOS(metal oxide semiconductor，金屬氧化物半導體)開關管的電壓尖峰，從而可以使用更低耐壓的MOS管，降低了器件成本。

此外，在同步整流管關斷前一定時間，檢測驅動信號是否處於電壓調整狀態，或者使得電壓調整狀態的時間維持在定值，保證即使處於電流連續導通模式，並且電流較大時，同步整流管能夠一直導通，減小導通損耗，提高系統效率。

附圖說明

圖1是現有技術一實施例的開關電路的電路結構示意圖；

圖2是現有技術另一實施例的開關電路的電路結構示意圖；

圖3是本發明實施例的開關電路的電路結構示意圖；

圖4是本發明實施例的同步整流控制電路的電路結構示意圖；

圖5是本發明實施例的調壓控制電路與動態調整電壓電路的電路結構示意圖；

圖6是本發明實施例的同步整流管驅動信號的波形示意圖。

具體實施方式

為使本發明的上述目的、特徵和優點能夠更加明顯易懂，下面結合附圖對本發明的具體實施方式做詳細的說明。

在下面的描述中闡述了很多具體細節以便於充分理解本發明。但是本發明能夠以很多不同於在此描述的其它方式來實施，本領域技術人員可以在不違背本發明內涵的情況下做類似推廣，因此本發明不受下面公開的具體實施的限制。

本發明實施例的同步整流控制電路，用於控制帶有同步整流管的開關電路。圖3示出了一實施例的開關電路，包括：變壓器TR3，變壓器TR3的原邊側繞組N31一端接收輸入電壓Vin，繞組N31上流經輸入電流ip；主開關管M20，主開關管M20的漏極連接變壓器TR3的原邊側繞組N31的另一端，主開關管M20的源極接地，主開關管M20的柵極接收主驅動信號；變壓器TR3的副邊側繞組N32一端輸出輸出電壓Vout，並且該端連接負載的一端；負載，負載的另一端接地；同步整流管M21，同步整流管M21的源極與負載的另一端共地連接，同步整流管M21的漏極連接變壓器TR3的副邊側繞組N32的另一端，同步整流管M21的柵極作為驅動端接收同步整流控制電路U1輸出的驅動信號DRV。但是開關電路的形式並不限制於此，其他具有同步整流管實現同步整流功能的電路均適用，例如圖2中的開關電路也適用。

在本實施例中，同步整流管M21的源極與負載共地連接，以在同步整流控制電路接地時與同步整流管M21的源極輸出共地，可以方便控制同步整流管M21。

本實施例中的同步整流管M21和主開關管M20優選為MOS電晶體，更具體的是NMOS電晶體，但是也可以是其他類型的開關管，例如三極體、晶閘管、多個前述管連接形成的開關管等。

繼續參看圖3，在同步整流管M21上可並聯有續流二極體，續流二極體的正極連接同步整流管的源極，續流二極體的負極連接同步整流管M21的漏極。該續流二極體可以是同步整流管M21的寄生二極體，也可以是外加的二極體，具體不做限制。主開關管M20關斷後，該和同步整流管M21並聯的續流二極體續流導通。

參看圖3和4，同步整流控制電路U1包括：驅動電路U15、閾值比較電路U10和調壓控制電路U14。

調壓控制電路U14採集同步整流管M21的漏源電壓VSW，採集的漏源電壓VSW留用並可輸入到閾值比較電路U10中，漏源電壓VSW即為同步整流管M21漏極d和源極s之間的電壓。主開關管M20關斷後，續流二極體續流導通。

閾值比較電路U10的輸入端可以通過調壓控制器接收同步整流管M21的漏源電壓VSW。在漏源電壓VSW低於預設低閾值電壓V1時，控制驅動電路U15將驅動信號DRV的電壓值上拉，輸出上拉的驅動信號DRV，以使同步整流管M21導通，該預設低閾值電壓V1例如為-300mV，但僅以此為例，具體數值不作為限制，可以根據需要進行預設，該預設低閾值電壓V1是可以使得驅動電路U15的上拉驅動功能使能。

調壓控制電路U14將漏源電壓VSW與預設調壓參考值V2比較。在漏源電壓VSW小於預設調壓參考值V2時，控制驅動電路將驅動信號DRV上拉，並且上拉到預設上拉電壓高值，輸出繼續上拉後的驅動信號DRV，由於是上拉，因而同步整流管M21依然導通，該預設上拉電壓高值優選為可上拉的最高電壓，例如12V，但僅以此為例。在漏源電壓VSW大於等於預設調壓參考值V2且小於預設高閾值電壓V3時，控制驅動電路U15進入電壓調整狀態，將驅動信號DRV進行調壓，輸出該調壓後的驅動信號DRV，使得漏源電壓VSW穩定在預設調壓參考值V2或預設調壓參考值V2附近，從而驅動信號DRV在控制同步整流管M21關斷之前趨近其柵極關斷閾值電壓。驅動信號DRV電壓在關斷之前趨近柵極關斷閥值電壓，可以快速關斷同步整流管M21。

預設調壓參考值V2可以預設，取值可以使得驅動信號DRV在關斷之前處於柵極關斷閥值電壓附近即可，例如可以為-60mV，但僅作為示例。

預設低閾值電壓V1、預設調壓參考值V2、預設高閾值電壓V3均為負電壓，預設低閾值電壓V1<預設調壓參考值V2<預設高閾值電壓V3。

閾值比較電路U10在漏源電壓VSW大於等於預設高閾值電壓V3時，控制驅動電路U15將驅動信號下拉，優選下拉到零，輸出下拉的驅動信號，以使同步整流管M21關斷。由於調壓控制電路U14的調壓控制，以將驅動信號DRV電壓處於柵極關斷閥值電壓附近，因而可以快速關斷同步整流管M21。預設高閾值電壓V3例如為-10mV，但僅以此為例，具體數值不作為限制，可以根據需要進行預設。

驅動電路U15的兩個輸入端分別連接閾值比較電路U10的輸出端和調壓控制電路U14的輸出端，並由閾值比較電路U10和調壓控制電路U14控制，驅動電路U15的輸出端連接同步整流管M21的驅動端(也就是同步整流管的柵極)，輸出驅動信號DRV以控制同步整流管M21的導通、關斷。

帶同步整流管M21的開關電源既可以工作於電流斷續導通模式，也可以工作於電流連續導通模式，通過動態調節同步整流管M21的驅動信號DRV電壓，保證同步整流管M21從較低電壓值開始關斷，大大加快了關斷速度，防止和原邊側的主開關管M20直通，提高了系統的可靠性，加快關斷速度也可以減小副邊電流is的反向電流，可以降低MOS開關管的電壓尖峰，從而可以使用更低耐壓的MOS管，降低了器件成本。

在一個實施例中，調壓控制電路U14在同步整流管M21導通時間達到一定值時、或在控制同步整流管M21關斷之前的一定時間T2內，若驅動電路U15未進入電壓調整狀態，則輸出動態調整信號，可以通過計時電路來對同步整流管M21導通時間進行計時，或者預設在關斷前的一定時間T2內，判斷驅動電路U15是否進入電壓調整狀態，該狀態的判斷可以根據調壓控制電路U14輸出的比較結果確定。繼續參看圖4，同步整流控制電路U1還包括動態調整電壓電路U16，連接調壓控制電路U14，接收並響應於調壓控制電路U14輸出的動態調整信號，而調整預設調壓參考值V2的取值，輸出調整後的預設調壓參考值V2給調壓控制電路U14。優選降低預設調壓參考值V2到一定值，使驅動信號DRV電壓退出上拉到預設上拉電壓高值的狀態，進入驅動信號DRV電壓調整狀態，使得驅動信號DRV電壓在關斷之前處於柵極關斷閥值電壓附近，可以快速關斷同步整流管M21。

調壓控制電路U14可以採用電壓比較電路、計時電路等常規電路組合來實現。電壓比較電路比較漏源電壓VSW和預設調壓參考值V2，比較結果用來控制驅動電路U15的輸出電壓(驅動信號DRV)。計時電路對驅動電路U15在電壓調整狀態的時間進行計時，並且控制動態調整電壓電路U16，使動態調整電壓電路U16的輸出電壓，即預設調壓參考值V2進行相應的調節。驅動電路U15採用可以實現調壓輸出功能的驅動電路即可，具體不再贅述。

優選的，調壓控制電路U14具有記錄同步整流管M21的前次導通時間T1的記錄模塊，在本次控制同步整流管M21導通時間達到N*T1時，若驅動電路U15未進入電壓調整狀態，則輸出動態調整信號，N取值為百分率，例如但不限於N＝70％。

在又一個實施例中，調壓控制電路U14具有檢測驅動電路U15處於電壓調整狀態的時間Ta的檢測模塊，只要檢測調壓控制電路U14的比較結果並計時即可實現，獲得漏源電壓VSW等於或接近動態調整電壓電路U16輸出的預設調壓參考值V2的時間Ta。同步整流控制電路U1還包括動態電壓調整電路(可以參看圖4)，連接調壓控制電路U14，根據檢測模塊得到的處於電壓調整狀態的時間調整預設調壓參考值V2的取值，使得處於電壓調整狀態的時間等於或接近於一定值T3。動態電壓調整電路通過調節預設調壓參考值V2的值，使得時間Ta等於或接近於一定值T3。也就是，當時間Ta小於該一定值T3，則降低預設調壓參考值V2的值；當時間Ta大於該一定值T3，則升高預設調壓參考值V2的值。該一定值T3可以根據需要預設。

在同步整流管M21關斷前一定時間，檢測驅動信號DRV是否處於電壓調整狀態，或者使得電壓調整狀態的時間維持在定值，保證即使處於電流連續導通模式，並且電流較大時，同步整流管M21能夠一直導通，減小導通損耗，提高系統效率。

以圖4的電路結構為例，具體的，閾值比較電路U10可以包括：第一比較器U11，第二比較器U12和觸發器U13。第一比較器U11的負輸入端接收漏源電壓VSW，第一比較器U11的正輸入端輸入預設低閾值電壓V1，第一比較器U11的輸出端輸出第一比較信號。第二比較器U12的正輸入端接收調壓控制電路U14輸出的漏源電壓VSW，第二比較器U12的負輸入端輸入預設高閾值電壓V3，第二比較器U12的輸出端輸出第二比較信號。第三觸發器U13接收第一比較信號和第二比較信號，並在第一比較信號為高時輸出第一控制信號、控制驅動電路U15輸出上拉的驅動信號，在第二比較信號為高時輸出第二控制信號、控制驅動電路U15輸出下拉的驅動信號。

可選的，觸發器U13為RS觸發器。主開關管M20關斷後，和同步整流管M21並聯的續流二極體續流導通，當漏源電壓VSW低於預設低閾值電壓V1，則第一比較器U11輸出由低變高，即RS觸發器的置位端S為高，清零端R為低，RS觸發器的輸出端Q為高，RS觸發器的輸出端連接到驅動電路U15的一個輸入端，控制驅動電路U15產生上拉的驅動信號DRV。當同步整流管M21電流進一步減小，漏源電壓VSW電壓升高到預設高閾值電壓V3，則第二比較器U12的輸出由低變高，RS觸發器的清零端R由低變高、置位端S為低、輸出端Q為低，即控制驅動電路U15輸出的驅動信號DRV變低，將同步整流管M21關斷。

下面具體描述同步整流控制電路的工作原理：主開關管M20關斷後，和同步整流管M21並聯的續流二極體續流導通，當漏源電壓VSW低於預設低閾值電壓V1，則第一比較器U11輸出由低變高，即RS觸發器的置位端S為高，清零端R為低，RS觸發器的輸出端Q為高，RS觸發器的輸出端連接到驅動電路U15的一個輸入端，控制驅動電路U15產生上拉的驅動信號DRV。動態調整電壓電路U16的輸出電壓為預設調壓參考值V2，初始為預設值(如-60mV)，並輸入到調壓控制電路U14中，漏源電壓VSW也為調壓控制電路U14的輸入。調壓控制電路U14比較動態調整電壓電路U16的輸出的預設調壓參考值V2和漏源電壓VSW，當漏源電壓VSW低於預設調壓參考值V2(如-60mV)，則調壓控制電路U14控制驅動電路U15，使驅動信號DRV上拉到其最高電壓(如12V)；當漏源電壓VSW電壓大於等於預設調壓參考值V2，則調壓控制電路U14控制驅動電路U15，使驅動電路U15調整驅動信號DRV，使漏源電壓VSW電壓穩定在預設調壓參考值V2附近，即驅動信號DRV電壓處於電壓調整狀態；調壓控制電路U14記錄前一個開關記錄前一次同步整流管導通的時間T1，並且在同步整流管M21關斷前的T2(如1us)時間點，或同步整流管M21的導通時間達到N*T1(如N＝70％)時，如果調壓控制電路U14沒有控制驅動電路U15處於驅動信號DRV電壓調整狀態，則調壓控制電路U14控制動態調整電壓電路U16，使其輸出的預設調壓參考值V2降低到一定值，從而使調壓控制電路U14控制驅動電路U15，使其進入驅動信號DRV電壓調整狀態。當同步整流管M21電流進一步減小，漏源電壓VSW電壓升高到預設高閾值電壓V3，則第二比較器U12的輸出由低變高，RS觸發器的清零端R由低變高、置位端S為低、輸出端Q為低，即控制驅動電路U15輸出的驅動信號DRV變低，將同步整流管M21關斷。

參看圖5，在一個實施例中，調壓控制電路U14包括：運算放大器U30；運算放大器U30的第一輸入端接收漏源電壓VSW，運算放大器U30的第二輸入端接收預設調壓參考值V2，運算放大器U30的輸出端輸出運放輸出電平OUT1至驅動電路U15中，對驅動信號DRV進行調節。在漏源電壓VSW小於預設調壓參考值V2時，運放輸出電平OUT1被上拉至最高值，以調節驅動電路U15輸出上拉到預設上拉電壓高值的驅動信號；在漏源電壓VSW大於預設調壓參考值V2時，運放輸出電平OUT1被下拉，以使驅動信號DRV下拉，從而漏源電壓VSW降低，如此閉環反饋以調整漏源電壓VSW穩定在預設調壓參考值V2或預設調壓參考值V2附近。

進一步的，調壓控制電路U14還包括：第四比較器U20；第四比較器U20的第一輸入端接收所述運算放大器U30的輸出端輸出的運放輸出電平OUT1，第四比較器U20的第二輸入端接收低於所述最高值一定值的比較電平V4(比較電平V4可以稍低於運放輸出電平OUT1被上拉的最高值，並高於電壓調整狀態時的運放輸出電平OUT1)，第四比較器U20的輸出端輸出第二比較輸出電平；在運放輸出電平OUT1為最高值時，第二比較輸出電平為低，在運放輸出電平OUT1被下拉調整時，第二比較輸出電平為高；第一觸發器U22，第一觸發器U22的接收閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE和所述第四比較器U20輸出的第二比較輸出電平，取反信號NGATE可以通過接收閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE的非門電路U21輸出獲得；充放電電路，所述閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE為低且第二比較輸出電平為高時，第一觸發器U22的輸出信號控制充放電電路進行充電；所述閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE為高時，控制充放電電路進行放電；以及第五比較器U23，第五比較器U23的第一輸入端接收所述充放電電路的充放電電壓VC1，第五比較器U23的第二輸入端接收調壓時間預設電平V5，第五比較器U23的輸出端輸出第三比較輸出電平V6；充放電電壓VC1從初始狀態到達調壓時間預設電平V5的時間為處於電壓調整狀態的時間，其中，充放電電壓VC1大於調壓時間預設電平V5時，第三比較輸出電平V6控制動態電壓調整電路U16上調預設調壓參考值；充放電電壓VC1小於調壓時間預設電平，第三比較輸出電平V6控制動態電壓調整電路U16下調預設調壓參考值。

較佳的，動態電壓調整電路U16包括：第二觸發器U24，第二觸發器U24的復位端接收閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE，第二觸發器U24的置位端接收所述第五比較器U23輸出的第三比較輸出電平V6；第一脈衝發生電路U26，第一脈衝發生電路U26的輸入端連接所述第二觸發器U24的輸出端，在第二觸發器U24的輸出端輸出為高時，輸出第一觸發脈衝；與門U25，與門U25的第一輸入端連接所述第二觸發器U24的取反輸出端，與門U25的第二輸入端接收閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE；第二脈衝發生電路U27，第二脈衝發生電路U27的輸入端連接所述與門U25的輸出端，在與門U25的輸出端為高時，輸出第二觸發脈衝；以及第一開關K22、第一電流源I21、第二開關K23、第二電流源I22、第一共用電容C21，所述第一電流源I21和第二電流源I22串聯，且串接點連接所述第一共用電容C21的一端、且作為所述預設調壓參考值V2的輸出端，第一共用電容C21的另一端接地；所述第一開關K22由所述第一脈衝發生電路U26的第一觸發脈衝控制導通，以使第一電流源I21的電流流經所述第一共用電容C21以上調所述預設調壓參考值V2；所述第二開關K23由所述第二觸發脈衝控制導通，以使第二電流源I22的電流流經所述第二共用電容C21以下調所述預設調壓參考值V2。

可選的，調壓控制電路U14中的充放電電路包括：第三開關K21、第三電流源I20、第四開關K20和第二共用電容C20，所述第三開關K21、第三電流源I20串聯，且與第二共用電容C20的第一端連接、該連接點輸出充放電電壓VC1，第二共用電容C20的第二端接地，所述第四開關K20與所述第二共用電容C20並聯；所述第三開關K21由所述第一觸發器RS的輸出信號控制，以在導通時使得第三電流源I20的電流流經所述第二共用電容C20進行充電；所述第四開關K20由閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE控制，以在導通時所述第二共用電容C20放電。

當閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE電壓為0時，即同步整流管關斷時，閾值比較電路U10的輸出控制信號的取反信號NGATE(GATE電壓取反)控制第四開關K20導通，第二共用電容C20上的充放電電壓VC1被復位到0。當閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE電壓為高時，即同步整流管導通時，第四開關K20斷開。

參看圖5，更具體來說，在一個實施例中，第一觸發器、第二觸發器均為RS觸發器。比較電平V4為比運放輸出電平OUT1的最高值低一定值。運放輸出電平OUT1和比較電平V4進行比較，當運放輸出電平OUT1為最高值時，則運算放大器U20的輸出為低，RS觸發器U22的輸出端Q為0，第三開關K21斷開，充放電電壓VC1仍舊為0。當驅動信號DRV電壓處於調整狀態，即運放輸出電平OUT1不為最高電壓，則第四比較器U20的輸出為高，RS觸發器U22的輸出端Q為高，第三開關K21導通，第三電流源I20對第二共用電容C20進行充電，充放電電壓VC1線性上升。充放電電壓VC1上升到調壓時間預設電平V5的時間即為驅動信號DRV處於電壓調整狀態的預設值T3。當充放電電壓VC1超過調壓時間預設電平V5，則表示驅動信號DRV處於電壓調整狀態的時間Ta大於預設值T3，即第五比較器U23的輸出為高；當充放電電壓VC1在閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE為0時，一直沒有超過調壓時間預設電平V5，則表示驅動信號DRV處於電壓調整狀態的時間Ta小於預設T3，即第五比較器U23的輸出在GATE為高期間一直為低。RS觸發器U24在閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE為低時被復位，即Q為0，為高。RS觸發器U24在閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE為高時被置位，RS觸發器U24的輸出Q為高，為低。RS觸發器U24的輸出端Q連接到第一脈衝發生電路U26，當RS觸發器U24的輸出為高時，第一脈衝發生電路U26發生一定寬度的第一脈衝，該第一脈衝使得第一開關K22導通，使得預設調壓參考值V2升高，即可以縮短驅動信號DRV處於電壓調整狀態的時間Ta。當比較器U23的輸出在閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE為高期間一直為低，則當閾值比較電路U10的輸出控制信號GATE為低時，RS觸發器U24的輸出端為高，即與門U25的輸出端為高。與門U25的輸出端連接到第二脈衝發生電路U27，當與門U25的輸出為高時，第二脈衝發生電路U27發生一定寬度的第二脈衝，該第二脈衝使得第二開關K23導通，使得預設調壓參考值V2降低，即可以加長驅動DRV處於電壓調整狀態的時間Ta。通過該動態調整電壓電路U16調整預設調壓參考值V2的值，使得驅動DRV處於電壓調整狀態的時間Ta等於預設值T3。

以反激電路中，副邊二極體替換為同步整流管時的開關電路產生的波形來舉例說明，開關電路可以為圖3中示出的電路結構。副邊電流iS、漏源電壓VSW電壓、同步整流管驅動信號DRV波形如圖6所示。在圖6中，以V1＝-300mV，V21＝-60mV，V3＝-10mV為例，當主開關管M20關斷時，續流二極體進行續流，驅動信號DRV為低，同步整流管M21關斷，副邊電流iS電流上升，則漏源電壓VSW的電壓下降，電流流經寄生二極體或者外加的二極體。在t01時刻，當漏源電壓VSW下降到-300mV，則RS觸發器的輸出由低變高，由於驅動電路U15有一定的延時，大約為幾十納秒，因此，到了t02時刻，驅動電路U15的輸出才開始上升。在t03時刻，驅動信號DRV電壓達到其導通閾值電壓，同步整流管M21導通，漏源電壓VSW升高。在t03-t04時，漏源電壓VSW低於-60mV，因此驅動信號DRV電壓處於其最高電壓，在t04時刻，預設調壓參考值V2從-60mV降低到-80mV，使驅動信號DRV電壓處於電壓調整狀態，驅動信號DRV電壓下降。在t04-t05時刻之間，原邊主開關管M20導通，因此副邊電流iS迅速下降，副邊電流iS出現了轉折點，漏源電壓VSW也迅速升高，在t05時刻，當漏源電壓VSW升高到-10mV時，驅動信號DRV電壓開始被拉低，由於驅動信號DRV電壓在t05時刻之前已經處於調整狀態，離柵極關斷閾值電壓很近，因此驅動信號DRV電壓一被拉低，同步整流管M21就關斷，到了t06時刻，驅動信號DRV電壓被拉低到0，能夠快速關斷同步整流管M21，防止與主開關管M20同時導通。

本發明還提供一種同步整流控制方法，用於控制帶有同步整流管的開關電路，該控制方法包括以下步驟：

採集同步整流管的漏源電壓；

漏源電壓與預設低閾值電壓比較，在漏源電壓低於預設低閾值電壓時，控制驅動電路輸出上拉的驅動信號、以使同步整流管導通；

漏源電壓與預設調壓參考值比較，在漏源電壓大於等於預設低閾值電壓且小於預設調壓參考值時控制所述驅動電路輸出繼續上拉到預設上拉電壓高值的驅動信號，在漏源電壓大於等於預設調壓參考值且小於預設高閾值電壓時控制所述驅動電路進入電壓調整狀態，將驅動信號進行調壓，輸出該調壓後的驅動信號，使得漏源電壓穩定在預設調壓參考值或預設調壓參考值附近；

漏源電壓與預設高閾值電壓比較，在漏源電壓大於等於預設高閾值電壓時，控制所述驅動電路輸出下拉的驅動信號、以使同步整流管關斷。

預設調壓參考值V2可以預設，取值可以使得驅動信號DRV在關斷之前處於柵極關斷閥值電壓附近即可，例如可以為-60mV，但僅作為示例。

在一個實施例中，同步整流控制方法還可以包括：在同步整流管導通時間達到一定值時、或在控制同步整流管關斷之前的一定時間內，若驅動電路未進入電壓調整狀態，則降低所述預設調壓參考值的取值。

優選的，記錄同步整流管的前次導通時間T1，在本次控制同步整流管導通時間達到N*T1時，若所述驅動電路未進入電壓調整狀態，則降低所述預設調壓參考值的取值，N取值為百分率。

在又一個實施例中，同步整流控制方法還可以包括：檢測驅動電路處於電壓調整狀態的時間，調整預設調壓參考值的取值，使得處於電壓調整狀態的時間為一定值。

關於本發明同步整流控制方法的具體內容可以參看前述同步整流控制電路中的具體實施例描述，在此不再贅述。

本發明還提供一種反激式開關電路，包括前述實施例中任意一項所述的同步整流控制電路、或使用如前述實施例中任意一項所述的同步整流控制方法，具體參看前述實施例中的相應描述。

本發明雖然以較佳實施例公開如上，但其並不是用來限定權利要求，任何本領域技術人員在不脫離本發明的精神和範圍內，都可以做出可能的變動和修改，因此本發明的保護範圍應當以本發明權利要求所界定的範圍為準。