帶共存濾波器的功率放大器的製造方法

2023-07-05 23:49:11

帶共存濾波器的功率放大器的製造方法
【專利摘要】本發明公開了一種功率放大器架構以及使用該架構將收發器連接至天線的前端電路。所述收發器被配置用於特定的工作頻率。輸入匹配部分連接至輸入埠，輸出匹配部分連接至輸出埠。放大器部分包括至少一個電晶體，所述電晶體的第一端子連接至所述輸入匹配部分，第二端子連接至所述輸出匹配部分，第三端子連接至具有抑制頻率範圍的濾波器。所述濾波器以緊挨的方式連接至第一感應互連，所述第一感應互連將與第三端子連接的節點聯接至地。補償器也連接至所述輸入匹配部分和所述輸出匹配部分以使所述濾波器的不穩定性最小化。
【專利說明】帶共存濾波器的功率放大器
[0001]相關申請的交叉引用
[0002]本申請涉及並要求於2011年5月2日提交的標題為「用於寬帶碼分多址手機應用的帶共存濾波器的無線區域網功率放大器架構」的美國臨時申請N0.61/481，557的優先權,其全部內容通過引用合併於此。
[0003]聲明答覆:聯邦資助的研究/開發不適用
【技術領域】
[0004]本公開一般地涉及射頻(RF)信號電路系統，更具體而言，涉及用於移動無線通信裝置的帶共存濾波器的無線區域網(WLAN)功率放大器。
【背景技術】
[0005]無線通信系統在包括長距離和短距離等數據傳輸的很多配置環境中獲得應用，並且存在適於滿足每一個特定的需求的廣泛模態。關於普及和部署這些系統，其中主要是移動或蜂窩式電話，據估算，世界範圍內已經有超過46億的訂購。
[0006]通常，無線通信涉及被各種不同地調製成表示數據的射頻(RF)載波信號，而對所述信號的調製、發送、接收和解調符合一系列的對應標準。目前存在很多不同的移動通信技術或空中接口，包括GSM (全球移動通信系統)、EDGE (增強型數據速率GSM演進技術)和UMTS (通用移動通信系統)。這些技術目前存在各種不同的代並且處於不同部署階段，其中被稱為UMTS-FDD (頻分雙工)的第三代(3G) UMTS相關模態就是W-CDMA (寬帶碼分復用)。除了諸如這些的移動通信模態之外，行動電話還結合了局域數據網模態，例如無線區域網，或 WLAN (IEEE80.llx)。
[0007]對此而言，行動電話或任何無線通信系統的一個基本部件是收發器，即，組合發送器和接收器的電路系統。收發器將數據編碼為基帶信號並採用RF載波信號對其進行調製。在接收時，收發器下變頻RF信號，解調基帶信號，之後解碼基帶信號所代表的數據。連接至發送器的天線將電信號轉換為電磁波，而連接至接收器的天線將電磁波轉換回電信號。傳統的行動電話收發器通常獨自不產生足夠的功率或不具有足夠的靈敏度來進行可靠地通信。因此，有必要額外調節RF信號。提供這樣功能的收發器和天線之間的電路系統，被稱作前端模塊，其包括增大發送功率的功率放大器，和/或增大接收靈敏度的低噪聲放大器。
[0008]用戶對行動電話網絡的功能需求常常是多任務處理，特別是關於在使用移動通信或蜂窩式網絡模態進行語音通話的同時使用數據通信或WLAN模態來瀏覽網際網路或下載數據文件。存在與此相關的大量挑戰，其中一個挑戰是WLAN子系統工作所處的嘈雜RF環境。此外，一些移動通信子系統，例如WCDMA/UMTS，使用了頻域復用協議，該協議中發送器和接收器一直處於激活狀態。儘管工作頻率不同，WLAN子系統的發送趨向於引起寄生噪聲和幹涉。手機的小型化尺寸以及伴隨的對彼此相對接近的不同通信子系統各自的天線進行定位的必要性，增加了另一層次的挑戰。在這些限制下，一個重要的目標是，在不會使得所述移動通信子系統過載或降低其靈敏度的情況下，防止WLAN通信子系統中的基帶和其它類型的噪聲幹涉蜂窩式網絡的可靠接收。
[0009]因此，濾波在多模移動通信手機的實現中是關鍵。在組合WCDMA和WLAN的工作環境中，帶通共存濾波器被用來使WCDMA接收鏈路靈敏度的降低最小化。通過這樣的濾波器，額外抑制諸如WLAN發送的諧波之類的不期望的頻譜發射是可能的。然而，這樣的濾波器通常是低溫共燒陶瓷(LTCC)裝置，其趨向於體積更龐大並且因此增加了印刷電路板的整體覆蓋區域。此外，由於增加了電流消耗和降低了接收靈敏度，這樣的共存濾波器還降低了所述WLAN系統的性能。近年來，例如SAW (表面聲波)或BAW (體聲波)之類的不同類型的濾波器正被使用。能夠以較小的覆蓋區域實現這些濾波器的構建，但是其成本會相當高。
[0010]為了最小化對外部濾波的需求，一些濾波能夠併入WLAN功率放大器鏈路內。這種濾波器通常連接在功率放大器的輸入端，儘管以片上方式構建這種濾波器可能是有利的，但是這種實現的性能不足。問題在於，片上部件相當低的Q因數(Q-factors)使得需要額外的外部共存濾波器。尤其是，連接至WLAN鏈路輸出端的這種外部共存濾波器具有大約
1.5dB至2.0dB的插入損耗。這就可能需要功率放大器更高的輸出，由此導致電源(電池)更多的電流損耗。與外部共存濾波器有關的插入損耗同樣降低了 WLAN鏈路的接收靈敏度，對連結距離和數據通過量產生不利影響。
[0011]因此，本領域存在這樣的需求:在保持WLAN和WCDMA無線通信模態兩者充分的性能參數的同時，消除了實現組合WLAN和WCDMA無線通信模態的前端電路中的外部共存濾波器。所以，存在以片上方式構建共存濾波器的需求，這將會減少前端系統的成本，減小其尺寸，同時減少其在WLAN發送期間的電流消耗。對於這樣的前端電路有利的是在WLAN接收期間具有增大的靈敏度，以及在WCDMA接收期間具有高靈敏度。

【發明內容】

[0012]根據本公開的各種實施例，構思了一種將收發器連接至天線的功率放大器架構，其包括輸入埠和輸出埠。所述收發器可以配置用於特定的工作頻率。可以具有連接至所述輸入埠的輸入匹配部分、以及連接至所述輸出埠的輸出匹配部分。可以存在具有抑制頻率範圍的至少一個濾波器。所述功率放大器架構還可以包括放大器部分，所述放大器部分可以具有至少一個電晶體，所述電晶體具有連接至所述輸入匹配部分的第一端子、連接至所述輸出匹配部分的第二端子、和連接至所述濾波器的第三端子。所述濾波器可以以緊挨的方式連接至第一感應互連，所述第一感應互連將與所述第三端子連接的節點聯接至地。此外，可以具有補償器，所述補償器連接至所述輸入匹配部分和所述輸出匹配部分以使所述濾波器的不穩定性最小化。
[0013]另一個實施例構思了一種將收發器連接至天線的射頻(RF)前端架構。可以具有:發送輸入埠，其可連接至所述收發器的輸出線路；以及接收輸出埠，其可連接至所述收發器的輸入線路。此外，可以存在具有工作頻率的功率放大器，其連接至所述發送輸入埠。所述功率放大器可以包括輸入匹配部分、輸出匹配部分和放大器部分。所述前端架構還可以包括具有抑制頻率範圍的濾波器，所述濾波器連接至所述放大器的發射極側。儘管參考的發射極針對雙極性電晶體，但是可以替換成諸如各種場效應管的其他類型的電晶體。在這種情況中，所述發射極理解為相當於源極。所述前端架構還可以具有補償器，其被連接至所述功率放大器的輸出匹配部分和輸入匹配部分，以使得與所述發射極端濾波器有關的不穩定性影響最小化。可以設置連接至所述接收輸出埠的低噪聲放大器。所述前端架構可以具有開關，該開關具有連接至所述天線的第一埠、連接至所述低噪聲放大器的第二埠、和連接至所述功率放大器的第三埠。所述低噪聲放大器和所述功率放大器可以通過所述開關可選地可連接至所述天線。
[0014]在又一個實施例中，可以存在RF前端電路，其能夠將工作在第一頻帶的第一收發器連接至第一天線，以及將工作在第二頻帶的第二收發器連接至第二天線。所述前端電路可以包括可連接至來自所述第一收發器的發送線路的第一功率放大器、以及可連接至來自所述第一收發器的接收線路的第一低噪聲放大器。此外，所述前端電路可以包括可連接至來自所述第二收發器的發送線路的第二功率放大器、以及可連接至來自所述第二收發器的接收線路的第二低噪聲放大器。所述前端電路可以具有共存濾波器，其位於發送鏈路中，所述發送鏈路通過來自所述第二收發器的發送線路和包括所述第二功率放大器的所述第二天線之間的互連而被定義。所述共存濾波器能夠抑制所述第二頻帶的發送信號在頻率上與所述第一頻帶的接收重疊的部分。所述第一功率放大器和所述第一低噪聲放大器可以連接至所述第一天線，而所述第二功率放大器和所述第二低噪聲放大器可以可選地可連接至所述第二天線。所述共存濾波器可以與所述第二功率放大器以及所述第二低噪聲放大器一起被構建在片上。
[0015]當結合附圖閱讀時，通過參考下面的詳細描述，本發明將被最好地理解。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0016]本文公開的各種實施例的上述以及其它特徵和優點，將通過下面的描述和附圖被更好地理解，其中:
[0017]圖1示出包括第一收發器、第二收發器、前端電路和一對天線的雙工模式通信系統的一個實施例的框圖；
[0018]圖2是示出WCDMA信號和WLAN信號的頻譜繪圖的圖表，其中那些疊加的段被突出顯示;
[0019]圖3是根據本公開的一個實施例的包括濾波器和補償電路的功率放大器架構的框圖；
[0020]圖4是濾波器第一實施例的示意圖；
[0021]圖5是示出圖4中所示的濾波器的第一實施例的響應的史密斯圓圖；
[0022]圖6是濾波器的第二實施例的示意圖；
[0023]圖7是示出圖6中所示的濾波器的第二實施例的響應的史密斯圓圖；
[0024]圖8是濾波器的第三實施例的示意圖；
[0025]圖9是示出圖8中所示的濾波器的第三實施例的響應的史密斯圓圖；
[0026]圖10是補償電路的一個實施例的示意圖；
[0027]圖11是示出圖10中所示的補償電路的響應的史密斯圓圖；
[0028]圖12是結合了圖4中所示濾波器的第一實施例和圖10中所示補償電路的功率放大器的第一實施例的不意圖；
[0029]圖13是結合了圖6中所示濾波器的第二實施例的功率放大器架構的第二實施例的不意圖；[0030]圖14是結合了圖8中所示濾波器的第三實施例的功率放大器架構的第三實施例的不意圖；
[0031]圖15是示例功率放大器架構的示意圖，其等同於圖13中所示的功率放大器架構，但是進一步包括用於仿真目的的部件損耗；
[0032]圖16A至圖16D是示出圖15中描繪的示例功率放大器架構在採用不同數值的補償電路電容器C6時的散射參數(S參數)的各種圖表；
[0033]圖17A至圖17D是示出響應於輸入功率掃描的不同性能測量的圖表。
[0034]圖18是為了對高功率、高VSWR失配工作條件進行仿真的另一個示例性功率放大器架構的示意圖；
[0035]圖19是示出圖18中描繪的功率放大器架構的小信號散射參數的圖表；
[0036]圖20A至圖20C是示出響應於輸入功率掃描的功率放大器架構的性能的圖表；
[0037]圖21是示出電晶體上AC電壓的圖表；
[0038]圖22A至圖22D是示出在VSWR是10:1時功率放大器架構的各種性能測量值與負載相的關係的圖表；
[0039]圖23A至圖23D是仿真的S參數與負載相的關係的圖表；
[0040]圖24A至圖24D是仿真的S參數與源失配相位的關係的圖表；
[0041]圖25A至圖25E是仿真的不同接合線配置的S參數的圖表；
[0042]圖26是仿真的兩級功率放大器的S參數的圖表；
[0043]圖27是仿真的每級具有抑制缺口(rejection notch)的三級功率放大器的S參數的圖表；
[0044]所有附圖以及詳細描述中始終使用相同的參考標記來表示相同的元件。
【具體實施方式】
[0045]本公開構思了多種射頻(RF)前端，特別是功率放大器和相關的發送鏈路電路系統。下面結合所附之圖所闡述的詳細描述目的是作為描述本公開提出的優選實施例，而不是為了表示其可能發展的或使用的唯一形式。所述描述結合示出的實施例闡述了功能。然而應該理解的是，相同或等同的功能可以通過不同的實施例來完成，這些實施例也應該包含在本公開的範圍內。還應該理解的是，諸如第一、第二等關係術語的使用僅僅是為了區分一個實體和另外一個實體，而不是必須要求或隱含這些實體間任何實際的這種關係或順序。
[0046]所描述的示例是包括WCDMA (寬帶碼分多址)移動通信模態以及WLAN (無線區域網)數據網模態的雙工模式通信系統所特有的。在很多情況中，術語WCDMA和WLAN被用作該系統的各種部件的修飾語。然而，所構思的公開理解為可適用於其它通信和網絡模態，例如GSM (全球移動通信系統)、EDGE (增強型數據速率GSM演進技術)、WCDMA-HSPA (高速分組接入)-LTE (長期演進)、CDMA2000等。基於本文的公開，本領域的普通技術人員將能夠實現用於這些替代的通信模態以及其伴隨的特定工作頻率的相關系統。同樣地，參考涉及特定部件的具體通信模態僅僅是作為示例方式，而不是作為限制方式。在儘可能大的程度上同樣可以參考更寬泛的描述語，但是為了簡化起見而被省略。
[0047]現在參考圖1的框圖，其中示出了雙工模式通信系統10。更具體而言，其中具有:第一收發器12，其發送和接收符合WCDMA模態/標準的RF信號；以及第二收發器14，其發送和接收符合WLAN模態標準的RF信號。第一收發器12和第二收發器14連接至前端電路16，前端電路16再經由第一天線埠 22和第二天線埠 24分別連接至第一(WCDMA)天線18以及第二(WLAN)天線20。
[0048]第一收發器12在第一模態(WCDMA)發送埠 26上產生用於發送至對應方遠端接收器的RF信號。該信號也稱作WCDMA發送信號28，其通過前端電路16上的發送輸入埠32被傳送至第一(WCDMA)功率放大器30。如前面提及的，WCDMA發送信號28的功率水平可能不足以用於可靠的和較長距離的RF通信，因此其通過第一功率放大器30增大。根據第一收發器12的通用輸入/輸出(GPIO)埠 34上產生的信號來啟用或禁用第一功率放大器30。該信號可以稱作WCDMA發送啟用信號36，並且經由前端電路16上的WCDMA發送啟用輸入埠 38傳送至第一功率放大器30。
[0049]第一收發器12通常缺乏用以檢測在第一天線18上接收的RF信號的靈敏度，因此其功率水平通過第一(WCDMA)低噪聲放大器40來相應地增大。放大後的信號作為WCDMA接收信號44被傳送至前端電路16的WCDMA接收輸出埠 42。WCDMA接收輸出埠 42連接至第一收發器12上的第一模態(WCDMA)接收埠 46。為了啟用和禁用信號接收，第一接收器12在第二 GPIO埠 48上，產生WCDMA接收啟用信號50，該信號經由前端電路16上的WCDMA接收啟用輸入埠 52傳送至第一低噪聲放大器40。
[0050]第一功率放大器30的輸出和第一低噪聲放大器40的輸入連接至雙工器54。更具體而言，雙工器54具有連接至第一功率放大器30的第一埠 56，連接至第一低噪音放大器40的第二埠 58，和連接至第一天線埠 22的第三埠 60。按照理解，頻域雙工被用於第一收發器12的WCDMA通信模態。因此，信號發送和接收發生在兩種不同的頻率上，所以第一天線18可以同時連接至第一功率放大器30和第一低噪聲放大器40。
[0051]雙工模式通信系統10還包括第二收發器14，其專門針對WLAN通信模態。前端電路16包括專門針對第二收發器14的部件和特徵，這些部件和特徵大部分等同於前面描述的用於第一收發器12的部件和特徵。
[0052]就此而言，第二收發器14包括第二(WLAN)模態發送埠 62，以及第二(WLAN)模態接收埠 64。第二收發器14產生WLAN發送信號66，該信號傳送至前端電路16的WLAN發送輸入埠 68，並且通過第二(WLAN)功率放大器70放大。第二收發器14上的另一個GPIO埠 72輸出WLAN發送啟用信號74，該信號經由WLAN發送啟用輸入埠 76被傳送至第二功率放大器70。
[0053]經由第二天線20接收到的信號的功率通過第二(WLAN)低噪聲放大器78增大，該放大器的輸出連接至WLAN接收輸出埠 80。接收的和放大的WLAN信號82傳送至第二收發器14的第二(WLAN)模態接收埠 62。基於在GPIO埠 86上產生並傳送至連接在第二(WLAN)低噪聲放大器78上的WLAN接收啟用輸入埠 88的WLAN接收啟用信號，接收功能被激活和停用。因為第二功率放大器70專門針對所述WLAN通信模態，所以應該理解的是，下面詳細描述的其特定的實現能夠產生由IEEE802.11標準所規定的信號功率水平，並且工作在線性模式。按照這樣的方式，對於各種構思的電路系統，可以調整到典型的其它線性功率放大器的程度。
[0054]與WCDMA形成對照，WLAN採用時域復用協議，該協議中的發送和接收都在同一個頻率上，但是以隔開的時間間隔交替。因此，第二天線20可選地連接至發送鏈路和接收鏈路之一。對於這種可選的連接方式，存在單極、雙擲RF開關90，開關90的第一埠 92連接至第二功率放大器70的輸出端，第二埠 94連接至第二低噪聲放大器78的輸入端，並且第三埠 96連接至第二天線埠 24。
[0055]前端電路16還包括共存濾波器98，該共存濾波器98被預期用來減弱與WCDMA接收信號44在頻域內疊合的WLAN發送信號66的某些部分。很明確的構思是，通過採用共存濾波器98，不需要額外的外部濾波器。通過參考圖2的圖表，繪圖99示出了在第一天線18處的WCDMA發送信號28的示例頻譜，而繪圖100示出了在第二天線20處的WLAN發送信號66的示例頻譜。在典型的實現中，第一天線18從第二天線20隔開大約15dB至20dB。繪圖102示出了第一天線上接收到的這種降低功率的WLAN發送信號66的頻譜。儘管這個信號水平降低，但是沒有額外濾波的WLAN發送信號66太強，並降低了 WCDMA鏈路的接收器靈敏度。
[0056]能理解的是，WLAN工作在2.4GHz和2.5GHz之間，而較高的WCDMA接收帶是在2.1IGHz和2.17GHz之間。然而，沿著WLAN發送頻譜的低肩(lower shoulder)存在與WCDMA接收帶106重疊的疊合區域104，該區域中可能存在帶內噪聲，包括相位噪聲、調製譜因素等等。此外，繪圖108示出來自WCDMA發送信號28的寬帶噪聲的頻譜。儘管如此，雙工器54理解為能夠將這種噪音水平降低至-174dBm/Hz的熱噪聲層以下約6dB。即使通過這樣的降低，WCDMA接收埠 46上的總噪聲還可能增加ldB，導致相應的接收靈敏度降低。
[0057]按照本公開的多種實施例，對於本文考慮的包括WCDMA和WLAN模態的示例雙工模式通信系統10，在WLAN同時工作時，WCDMA的接收靈敏度可接受的降低水平，理解為不超過
0.5dB至1.0dB。為了達到這種性能，來自WLAN發送的額外允許的噪聲水平大約是-180dBM/Hz,儘管這還取決於第一收發器12在接收模式中的噪聲係數。
[0058]現在參考圖3的框圖，將考慮前端電路16的額外細節，特別是其中的功率放大器架構110。功率放大器架構110的整體也可以被稱作發送鏈路，並且包括前端電路16中的作為WLAN發送輸入埠 68和第二天線埠 24之間的一部分電路的部件。因此，功率放大器架構110專門針對WLAN工作模式，並且由此具有2.4GHz至2.5GHz的工作頻帶。在一些情況中，諸如第二天線20或第二收發器14的其他部件也可以被考慮為發送鏈路的一部分。存在通常相當於上述WLAN發送輸入埠 68的輸入端112以及可經由開關90連接至第二天線20的輸出端114。
[0059]功率放大器架構110在其最基本的形式中包括電晶體116，電晶體116具有第一或基極端子116a、第二或集電極端子116b和第三或發射極端子116c。電晶體116被視為雙極性型，但是使用場效應型的替代實施例也可行。在這種情況中，第一端子116a是柵極端子、第二端子116b將是漏極端子，第三端子116c將是源極端子。第一端子116a連接至輸入匹配部分118，輸入匹配部分118再連接至輸入端112。第二端子116b連接至輸出匹配部分120，輸入匹配部分120再連接至輸出端114。輸入匹配部分118和輸出匹配部分120分別與從第二收發器14和第二天線20看去的阻抗(典型值是50歐姆)相匹配。
[0060]第三端子116c聯接至地，不過在傳統半導體晶片的實現中，連接至地的接合線或多條接合線顯示為電感122。儘管傳統模態在匹配部分118或120之一上使用濾波器，但是本公開的多個實施例構思了這樣一種共存濾波器98:其與將發射極連接至地的已有接合線或電感互連並聯地連接至發射極或第三端子116c。在各種實施例中，所述電感互連是接合線，但將會理解的是可以替代成諸如片上印刷電感器之類的任何其他類型的電感互連。當參考接合線特徵時，除非另有註解，則應該理解為該接合線的特性可以與所述替換實現進行互換。圖示出的示例示出具有一個電晶體的單個放大級，但是應該理解的是，可以存在多個級，並且一些或所有的級具有各自的共存濾波器98。電感122和共存濾波器98的高Q因數理解為精確地抑制緊鄰位置上的頻帶並且呈現陡峭的濾波特性。關於共存濾波器98的額外細節下面將會更加完全的進行考慮。
[0061]將會認識到，在電晶體116發射極端插入共存濾波器98能夠導致放大器電路在某些頻率上的不穩定性。為了減輕該不穩定性，本公開的各種實施例構思了補償電路126。該補償電路126的細節也將會在下面進行討論。
[0062]圖示出的功率放大器架構110的部件可以全部構建在單個半導體晶片上。有益地，這理解為允許去除天線側的外部濾波器，由此改善了 WLAN接收鏈路的靈敏度。另外，集成化的裝置降低了雙工模式通信系統10的整體覆蓋區域及其伴隨的成本。所增加的片上共存濾波器98和補償電路126的額外覆蓋區域，對於單級配置最少低於5%，對於多級配置最少低於10%。如前面提及的，電晶體116可以是雙極性型或場效應型，並且能夠使用任何半導體架構，例如，金屬氧化物半導體場效應(M0SFET)、金屬半導體場效應(MSFET)、異質結雙極性、絕緣體上矽(SOI)和高電子遷移率(HEMT)，並且電晶體116可以使用任何合適的半導體襯底，例如，矽、砷化鎵(GaAs)等。應該理解的是，本公開不限於任何特定的半導體構建技術。
[0063]參考圖4的示意圖，共存濾波器第一實施例98a包括連接至節點128的電容器C2，節點128聯接至電晶體116的第三端子116c。與電容器C2串聯連接的是聯接至地的電感器L2。如上所表明的，存在對應於將第三端子116c聯接至地的接合線的電感122，該電感示出為電感器LI。類似地，電感器L2也實現為具有高Q因數的接合線。對應於電感器LI和L2的接合線位置彼此靠近，所述接合線的晶片焊盤之間的耦合係數定義了具有典型數值0.4至0.5的耦合係數。
[0064]選擇電容器C2、電感器L2和LI的值以使得在WLAN工作頻率(2.4GHz至2.5GHz)從發射器側向下看的節點116c處的阻抗，為小電阻值。在一些實施例中，該電阻阻抗小於3至4歐姆。此外，在該工作頻率上，其電抗阻抗幾乎是O。電感器L2與電容器C2—起理解為也導致增益增加。圖5中的史密斯圓圖示出了共存濾波器的第一實施例98a的仿真的響應/散射參數(S11)，並且在工作頻率2.5GHz處用標記130突出顯示。
[0065]在要被抑制的WCDMA接收頻率(2.17GHz)中，共存濾波器98a具有大於15至20歐姆的更高電阻阻抗。所述阻抗的電抗成分也更高，大於20至25歐姆。標記132突出顯示了在2.17GHz處的響應。如圖所示，可以實現對與WCDMA接收頻率疊合的WLAN發送噪聲的高水平抑制。
[0066]現在參考圖6的示意圖，其描述了共存濾波器的第二實施例98b。該變型也包括連接至節點128的電容器C2，節點128聯接至第三端子116c，而電感器L2與電容器C2串聯連接並且聯接至地。另外，其中存在同樣連接至節點128的電感器C3，以及與電感器C3串聯連接並且聯接至地的電感器L3。如上所表明的，電感器LI可以實現為將電晶體116的第三端子116c聯接至地的接合線。按照這樣的方式，電感器L2和L3也可以是物理位置上靠近彼此的接合線。電感器LI和電感器L2的晶片焊盤之間的耦合係數以及電感器LI和電感器L3的晶片焊盤之間的耦合係數理解為典型的0.4至0.5，而電感器L2和電感器L3的晶片焊盤之間的耦合係數理解為典型的0.2至0.3。
[0067]圖7中的史密斯圓圖示出了共存濾波器98b在工作頻率2.45GHz和抑制頻率
2.17GHz處的S參數(Sll )，其中電容器C2、C3以及電感器L2、L3的值被設置為基本等於前面所討論的涉及共存濾波器98a的那些參數。
[0068]圖8的示意圖示出了共存濾波器的又一個即第三實施例98c。在這個實施例中，電感器L4將節點128從電晶體116的第三端子116C上分開。但是，與電感器L3串聯的電容器C3直接連接至第三端子116c，而與第二電感器L2串聯連接的第二電容器C2仍連接至節點128。同樣，電感器L1、L2和L3中的每一個實現為接合線，並且它們所附接的晶片焊盤定義了與前面所討論的參數相一致的多種磁耦合係數。
[0069]共存濾波器98c的各個部件能夠被調整為在工作頻率和抑制頻帶上呈現上述的阻抗特性，圖9中的史密斯圓圖示出的仿真響應符合該阻抗特性。共存濾波器第三實施例98c理解為擴展了整個阻抗匹配的靈活性，改善了諸如所述功率放大器架構的輸入反射損耗的主要性能參數。
[0070]如圖5、圖7和圖9中所示出的史密斯圓圖所示，公開的共存濾波器的實施例98a-98c中的每一個都具有潛在的不穩定頻率區134的特徵，其可歸因於電晶體116的發射極處包含了濾波器。現在參考圖10的示意圖，補償電路126的一個實施例包括連接至輸入匹配部分118的第一埠 136，以及連接至輸出匹配部分120的第二埠 138。更詳細地，補償電路126包含包括電容器C5和電感器L5的並聯共振電路140。並聯共振電路140與電容器C6串聯連接。
[0071]額外參考圖11中的史密斯圓圖，電感器L5和電容器C5的值被選擇以定義接近WLAN工作頻率2.45GHz的共振頻率。此外，並聯共振電路140被配置為表示在不穩定頻率區135上的阻抗的電感成分以對不穩定的頻率區進行抵銷。另外，電容器C6理解為處於輸出匹配部分120的偏置電源和控制塊之間的直流(DC)塊，從而向電晶體116的基極端子116a提供適當的電壓。電容器C6的進一步的調整理解為也影響功率放大器架構110的整體性能。
[0072]根據各種實施例，上述的共存濾波器98和補償電路126可以併入功率放大器110中。此外，更廣泛地，這樣的功率放大器架構110可以併入雙工模式通信系統10中。圖12中的示意圖示出了功率放大器架構的第一示例性實施例110a，其通常能夠分成輸入匹配部分118、放大器/電晶體116、補償電路126、輸出匹配部分120和共存濾波器98。在這個示例中，共存濾波器98是其第一實施例98a。輸入端112連接至輸入匹配部分118，輸出端114連接至輸出匹配部分120。電感器L4、L6和L7的部件值可以保持為低(例如，小於0.1至0.2nH)以簡化調整。此外，關於輸出匹配部分120，其中的電容器CS和電感器L8可以配置為在工作頻率的第二諧波頻率上串聯共振。
[0073]功率放大器架構的第一實施例1lOa的操作是前面所討論的各種部件的功能的組合，因此不再重複討論。在整個功率放大器架構IlOa和它的各種有源和無源部件的環境中，額外調整的可能性將會被考慮。特別的，電容器C6的值可以被調整用於前述的2.1lGHz至2.17GHz WCDMA接收帶以外的更寬廣的頻率抑制範圍。其它靈敏頻帶也可以被濾波，這些靈敏頻帶包括被諸如GSM、GPRS, EDGE、3G WCDMA, HSPA, LTE、CDMA-2000等各種蜂窩式通信模態所使用的800MHz、I OOOMHz、l.7GHz和2.0GHz，包括GPS頻帶(1.575GHz)、以及可以通過通信系統10處理的其它視頻和音頻廣播系統頻帶。對不期望信號的抑制的增大被構思，以允許縮短天線至天線的距離並由此獲得更小的設備，以及在保持WCDMA鏈路的高接收靈敏度的同時，增大通信模態之間的耦合。
[0074]圖13中示出了所述功率放大器架構的第二實施例110b。該實施例也包括輸入匹配部分118、輸出匹配部分120和同樣的補償電路126。然而，替換為共存濾波器的第二實施例98b。採用共存濾波器的第二實施例98b理解為在2.1lGHz至2.17GHz頻帶(WCDMA)上抑制更大部分的信號/噪聲，而其工作方式的其它方面與第一實施例1lOa中的相同。
[0075]圖14的示意圖是功率放大器架構的第三實施例110c。同樣，輸入匹配部分118連接至輸入端112和電晶體116的基極端子116a，而輸出匹配部分120連接至輸出端114和電晶體116的集電極端子116b。連接至發射極端子116c的是共存濾波器的第三實施例98c。在輸入匹配部分118和輸出匹配部分120之間，連接了補償電路126。功率放大器架構的第三實施例1lOc理解為減少在輸入匹配部分118處的任何潛在的阻抗失配問題。
[0076]如前面簡述，功率放大器架構110可能包括級聯的多個放大級。這理解為改善在期望抑制頻帶上的抑制。當功率放大器架構的第三實施例1lOc用作最後一級時，能更好地容許電壓駐波比(VSWR)的失配，使得電晶體116各個端子之間的電壓擺動減小。反過來，當具有預期較低的電壓擺動時，電晶體16能夠是伴隨著成本降低的低電壓類型。
[0077]通過圖15的示意圖所示的示例性電路142，仿真了功率放大器架構的第二實施例1lOb的性能。除了前面提及的部件以外，該示例性電路還包括代表與多個電感器和電容器有關的典型電阻損耗的額外電阻器。基於應用於所述電路仿真的時域電流和電壓波形，在埠 P1-P5處記錄了多個仿真測量值。下面的表格示出了僅用示例方式表示而不是限制方式展示的包括在如圖15中所示的示例性電路142中的部件值。
【權利要求】
1.一種功率放大器架構，用於針對工作頻率將收發器連接至天線並且包括輸入埠和輸出埠，所述功率放大器架構包括: 輸入匹配部分，其連接至所述輸入埠 ； 輸出匹配部分，其連接至所述輸出埠 ； 至少一個濾波器，其具有抑制頻率範圍； 放大器部分，其包括至少一個電晶體，所述電晶體的第一端子連接至所述輸入匹配部分，第二端子連接至所述輸出匹配部分，第三端子連接至所述濾波器，所述濾波器以緊挨的方式連接至第一感應互連，所述第一感應互連將與所述第三端子連接的節點聯接至地；和 補償器，其連接至所述輸入匹配部分和所述輸出匹配部分以使所述濾波器的不穩定性最小化。
2.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述濾波器包括聯接至所述節點的第一濾波電容器和與所述第一濾波電容器串聯並且聯接至地的第一濾波電感器。
3.根據權利要求2所述的功率放大器架構，其中，所述第一濾波電感器是與所述第一電感互連有並聯關係的第二電感互連，所述第一和第二接合線彼此磁耦合。
4.根據權利要求3所述的功率放大器架構，其中，所述第一電感互連和所述第二電感互連之間的磁耦合係數大約是0.4至0.5。
5.根據權利要求2所述的功率放大器架構，其中，所述第一濾波電容器和所述第一濾波電感器在所述工作頻率上具有對應於小電阻阻抗和電抗阻抗的值，以及在所述抑制頻率範圍內具有對應於大電阻阻抗和電抗阻抗的值。
6.根據權利要求5所`述的功率放大器架構，其中，所述工作頻率上的電阻阻抗小於約4歐姆，並且所述抑制頻率範圍內的電阻阻抗大於約15歐姆。
7.根據權利要求5所述的功率放大器架構，其中，所述工作頻率上的電抗阻抗大約為O歐姆，並且所述抑制頻率範圍內的電感電抗阻抗大於約20歐姆。
8.根據權利要求2所述的功率放大器架構，其中，所述濾波器包括聯接至所述節點的第二濾波電容器和與所述第二濾波電容器串聯並且聯接至地的第二濾波電感器。
9.根據權利要求8所述的功率放大器架構，其中，所述第一濾波電感器和所述第二濾波電感器分別是與所述第一電感互連有並聯關係的第二電感互連和第三電感互連，所述第一、第二和第三電感互連彼此磁耦合。
10.根據權利要求9所述的功率放大器架構，其中，所述第一電感互連和所述第二電感互連之間的第一磁耦合係數以及所述第一電感互連和所述第三電感互連之間的第二磁耦合係數大約是0.4至0.5，並且所述第二電感互連和所述第三電感互連之間的第三磁耦合係數大約是0.2至0.3。
11.根據權利要求2所述的功率放大器架構，其中，所述濾波器包括聯接至所述第三端子的第二濾波電容器和與所述第二濾波電容器串聯並且聯接至地的第二濾波電感器，以及包括連接在所述第三端子和所述節點之間的第三濾波電感器。
12.根據權利要求11所述的功率放大器架構，其中，所述第一濾波電感器和所述第二濾波電感器分別是與所述第一電感互連有並聯關係的第二電感互連和第三電感互連，所述第一、第二和第三電感互連彼此磁耦合。
13.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述放大器部分包括按多級序列連接的多個電晶體，一個以上所述電晶體被連接至各個濾波器。
14.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述補償器包括: 並聯共振電路，其具有第一補償電容器和補償電感器，通過接近所述工作頻率的共振頻率來定義所述並聯共振電路；和 第二補償電容器，其與所述並聯共振電路串聯連接。
15.根據權利要求14所述的功率放大器架構，其中，所述補償器影響特定信號頻率上的抑制特性。
16.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述第一電感互連是接合線。
17.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述第一電感互連是片上印刷電感器。
18.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述電晶體是雙極性型，其第一端子是基極端子，第二端子是集電極端子，第三端子是發射極端子。
19.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述電晶體是場效應型，其第一端子是柵極端子，第二端子是源極端子，第三端子是漏極端子。
20.根據權利要求1所述的功率放大器架構，其中，所述至少一個電晶體構建在半導體架構上，所述半導體架 構從以下項構成的組中選取:金屬氧化物半導體場效應、雙極性結型、異質結雙極性、金屬半導體場效應和高電子遷移率。
21.將收發器連接至天線的射頻前端架構，其包括: 發送輸入埠，其可連接至所述收發器的輸出線路； 接收輸出埠，其可連接至所述收發器的輸入線路； 具有工作頻率的功率放大器，其連接至所述發送輸入埠，所述功率放大器包括輸入匹配部分、輸出匹配部分和放大器部分； 具有抑制頻率範圍的濾波器，其連接至所述放大器部分的發射極側； 補償器，其連接至所述功率放大器的所述輸出匹配部分和所述輸入匹配部分以使與所述發射極側濾波器相關的不穩定性影響最小化； 低噪聲放大器，其連接至所述接收輸出埠 ；和 開關，其具有連接至所述天線的第一埠、連接至所述低噪聲放大器的第二埠、以及連接至所述功率放大器的第三埠，所述低噪聲放大器和所述功率放大器通過所述開關可選地連接至所述天線。
22.根據權利要求18所述的射頻前端架構，其中，所述濾波器包括在所述工作頻率上具有對應於小電阻阻抗和電抗阻抗的值並且在所述抑制頻率範圍內具有對應於大電阻阻抗和電抗阻抗的值的部件。
23.根據權利要求19所述的射頻前端架構，其中，所述工作頻率上的電阻阻抗小於約4歐姆，所述抑制頻率範圍內的電阻阻抗大於約15歐姆。
24.根據權利要求19所述的射頻前端架構，其中，所述工作頻率上的電抗阻抗大約為O歐姆，所述抑制頻率範圍內的電感電抗阻抗大於約20歐姆。
25.根據權利要求18所述的功率放大器架構，其中，所述補償器包括通過接近所述工作頻率的共振頻率定義的並聯共振電路。
26.根據權利要求23所述的功率放大器架構，其中，所述補償器影響特定信號頻率上的抑制特性。
27.一種射頻前端電路，其將工作在第一頻帶上的第一收發器連接至第一天線，以及將工作在第二頻帶上的第二收發器連接至第二天線，所述前端電路包括: 第一功率放大器，其可連接至來自所述第一收發器的發送線路； 第一低噪聲放大器，其可連接至來自所述第一收發器的接收線路； 第二功率放大器，其可連接至來自所述第二收發器的發送線路； 第二低噪聲放大器，其可連接至來自所述第二收發器的接收線路；以及共存濾波器，其位於發送鏈路中，通過來自所述第二收發器的所述發送線路和包括所述第二功率放大器的所述第二天線之間的互連來定義所述發送鏈路，所述共存濾波器抑制所述第二頻帶的發送信號在頻率上與所述第一頻帶的接收重疊的部分； 其中，所述第一功率放大器和所述第一低噪聲放大器可連接至所述第一天線，所述第二功率放大器和所述第二低噪聲放大器可選地可連接至所述第二天線，並且所述共存濾波器和所述第二功率放大器以及所述第二低噪音放大器一起構建在片上。
28.根據權利要求23所述的射頻前端電路，還包括: 雙工器，其具有連接至所述第一功率放大器的輸出端的第一埠、連接至所述第一低噪聲放大器的輸入端的第二埠、和可連接至所述第一天線的第三埠，所述雙工器將所述第一功率放大器和所述第一低噪聲放大器連接至所述第一天線。
29.根據權利要求23所述的射頻前端電路，還包括: 開關，其具有連接至所述第二功率放大器的輸出端的第一埠、連接至所述第二低噪聲放大器的輸入端的第二埠、和可連接至所述第二天線的第三埠，所述開關可選地將所述第二功率放大器和所述第二低`噪聲放大器至所述第二天線。
30.根據權利要求23所述的射頻前端電路，其中，所述第一頻帶對應於寬帶碼分多址移動通信模態。
31.根據權利要求26所述的射頻前端電路，其中，所述第一頻帶範圍大約在2.1lGHz至2.17GHz之間，所述第一功率放大器和所述第一低噪音放大器根據該第一頻帶範圍而被調難iF.0
32.根據權利要求23所述的射頻前端電路，其中，所述第二頻帶對應於無線區域網數據網絡模態。
33.根據權利要求28所述的射頻前端電路，其中，所述第二頻帶範圍大約在2.4GHz至2.5Ghz之間，所述第二功率放大器和所述第二低噪音放大器根據該第二頻帶範圍而被調難iF.0
34.根據權利要求23所述的射頻前端電路，其中，所述第一功率放大器、所述第二功率放大器、所述第一低噪音放大器、所述第二低噪音放大器和所述共存濾波器都構建在半導體架構上，所述半導體架構從以下項構成的組中選取:金屬氧化物半導體場效應、雙極性結型、異質結雙極性、金屬半導體場效應和高電子遷移率。
【文檔編號】H03F3/68GK103797713SQ201280032903
【公開日】2014年5月14日 申請日期:2012年5月2日 優先權日:2011年5月2日
【發明者】阿列克桑德爾·戈巴契夫 申請人:阿法克斯公司