用於數字地測量信號的相位的方法和設備的製作方法
2023-07-06 08:14:41 2
專利名稱：用於數字地測量信號的相位的方法和設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及電信網絡領域，並且特別涉及用於數字地測量信號的相位的方法和設備。
背景技術：
已知在例如SDH或Sonet的同步傳輸網絡中，所有本地定時信號由基準定時信號來同步。所述基準定時信號在整個網絡中傳播，並被用來同步所述傳輸網絡的所有節點。
換句話說，同步傳輸網絡執行「主-從」同步方式，其中，通過在本地再生基準定時信號(主)，恢復單個網絡節點的所有本地定時信號(從)，所述基準定時信號通過數據流在網絡中傳播。
為了被同步，需要同步網絡(例如SDH或Sonet)的網絡單元執行功能，例如測量基準頻率或者再生基準定時信號。對於所述網絡的正確操作，每個網絡單元必須儘可能準確地執行這些功能。
例如，用於SDH標準的ITU-T建議G.813建立了由每個網絡單元測量的基準定時信號的頻率的需求。例如，將2048kbit/s操作的優化SDH層的準確度定為4.6ppm。ITU-T建議G.813也根據恢復信號相位的漂移(wander)和抖動(jitter)，定義了本地再生的定時信號的需求(「從設備時鐘(Slave Equipment Clock)」或者SEC)。例如，對於以2048kbit/s操作的優化SDH層，當通過通帶為20Hz-100Hz的帶通濾波器，在60秒的間隔上通過0.50UI的最大峰到峰幅度來定義最大抖動時，在0.1-1秒的觀察間隔上的最大漂移是40納秒。
已知現有技術中的一些用於相位測量的設備，其能夠數字地或者模擬地恢復信號的相位。所述設備根據進入信號x(t)的時間Гx(t)來恢復相位，並可選地通過適當處理相位來估計其頻率fx。在同步傳輸網絡中，用於相位測量的設備可被用於下列網絡單元中-用於恢復進入信號x(t)的相位和/或頻率；-用於促進進入信號x(t)的再生。
應當指出，定時信號通過數據流在網絡中傳播，所述數據流的比特速率等於定時信號的頻率。為了簡單，接下來的描述「頻率為fx的信號x(t)」是指比特速率為fx的數據流。
在第一種情況中(相位和/或頻率測量)，用於相位測量的設備接收信號x(t)，並輸出例如其頻率fx的測量。在網絡單元中，所述設備可以例如提供包括在所述同步數據流中的基準定時信號的相位或頻率的測量；可選地，所述設備可提供來自於與所述同步網絡連接的異步本地網絡的異步數據流的相位或頻率的測量。在第一種情況中(fx是所述基準定時頻率)，例如，所述網絡單元能夠存儲所測量的頻率，該網絡單元能夠在需要時使用它，例如當所述網絡單元最終丟失所有的基準定時信號(SDH建議ITU-T G.813中的「保持(holdover)操作」)時。在第二種情況中(fx是異步信號的頻率)，所測量的頻率能夠被用來將異步分支(tributary)映射/反映射到所述同步數字結構中。
如上所述，用於相位測量的設備能夠促進進入信號x(t)的再生。在再生設備中，鎖相環(或PLL)因其結構的簡單和其再生信號的準確性而成為最普遍採用的設備之一。PLL接收頻率為fx的信號x(t)，並且通過適當的反饋機制，該PLL輸出具有所述信號x(t)的相同頻率fx的本地周期信號xloc(t)。更具體地，PLL在反饋配置中包括檢相器和壓控振蕩器(或VCO)。所述檢相器比較進入信號x(t)的相位和本地信號xloc(t)的相位，該本地信號是由所述VCO產生的並傳播至所述PLL的環路中。使用兩個比較信號之間的相位誤差信號來調整所述VCO的操作頻率。當本地信號xloc(t)的頻率等於進入信號x(t)的頻率時，所述PLL是「相位鎖定」的。
例如，在同步網絡中，PLL被置於網絡單元中，以從所述同步數據流(x(t))恢復本地定時信號(xloc(t))。然後使用所述本地定時信號來同步交換功能。
如上所述，所述用於測量相位的設備可以是數字的或者模擬的。然而對傳輸網絡應用而言，用於測量相位的設備優選地是數字的，這是因為其更易於和所述網絡單元的其它元件集成，其主要執行數位訊號處理。
數字地測量信號x(t)的相位Гx(t)的已知方法提供了計數值，該計數值隨標誌了信號x(t)的演化的每個事件而改變。然後，以採樣頻率fs來採樣計數值。理想地，如果所述頻率fs等於頻率fx的整因數，則採樣序列允許根據時間Гx(t)來恢復相位。
然而，在實際操作中，所述頻率fs不正好是頻率fx的整因數。例如，所述進入信號x(t)可以是異步的數據流，其頻率明顯不同於同步所述網絡單元的同步頻率，根據其導出頻率fs。可選地，所述進入信號x(t)可以是同步數據流，其比特速率受依據建議ITU-T G.813的上述容限的影響(每百萬的一部分)。
在這些情況中，其中，在採樣頻率fs和信號頻率fx之間發生去調，所測量的相位受周期誤差的影響，下文將詳細解釋原因。通過降低fs和fx之間的去調來增加所述相位誤差的周期。例如，通過下文將要介紹的公式，說明了當以同步層(幾個百分比點的去調)的頻率來測量異步信號的相位時，所述振蕩器具有幾個納秒的周期，相應於100MHz級的頻譜分布，其相當容易濾波。相反，當通過所述同步層的頻率測量同步信號的相位時(去調每百萬的一小部分)，所述相位誤差具有幾秒的周期，相應於Hz範圍內的頻譜分布，其不能通過數字低通濾波器被濾波。
發明內容
本發明的一般目的是提供用於在克服了前述問題的傳輸網絡中數字地測量數據信號的相位的一種方法和一種設備。
特別地，本發明的目的是提供用於在傳輸網絡中數字地測量數據信號的相位的一種方法和一種設備，在所述網絡中，由於所述採樣頻率和被測量的信號頻率之間的去調所引起的相位誤差，具有與所述去調無關並易於被低通數字濾波器濾波的頻譜分布。便利地，這樣的數字濾波器類似於同步網絡的網絡單元中已有的濾波器。
根據本發明，通過用於在傳輸網絡中數字地測量數據信號的相位的一種方法和一種設備，達到了所述和其它目的，在分別的從屬權利要求中闡明了本發明的其它有利特徵。所有的權利要求被認為是本發明的組成部分。
根據本發明，提供了一種用於數字地測量信號的相位的方法，所述方法包括與已知方法相比的附加步驟，其中，以與所述數據信號的頻率不相關的第一採樣頻率來採樣計數值。所述第一採樣頻率可以表示為fc＝αfx，其中α是無理數。通過下文將要介紹的公式，說明了所述相位誤差的周期和幅度主要取決於α；特別地，如果α是無理數，則該相位誤差是非周期的。
因此，儘管fs和fx之間的去調僅是每百萬的一小部分，然而由於該相位誤差目前主要取決於α，因而能夠修改該相位誤差。特別地，可以選擇α，以便朝著能夠容易地被電子低通濾波器濾波的頻率範圍，偏移所述相位誤差的頻譜分布。
在第一方面中，本發明提供了一種用於在傳輸網絡中數字地測量頻率為fx的數據信號的相位的方法。該方法包括以下步驟提供計數值；每次發生事件時增加所述計數值，所述事件標誌了頻率為fx的數據信號的演化，並以第一採樣頻率fc採樣計數值，因而獲得了第一採樣序列。根據本發明的方法，所述第一採樣頻率fc與所述頻率fx不相關。根據本發明的方法還包括以第二採樣頻率fs採樣所述第一採樣序列的步驟，因而獲得了第二採樣序列；並且數字地處理所述第二採樣序列，以便估計所述數據信號的所述相位。
優選地，以頻率fc採樣所述計數值，fc＝αfx，其中α是無理數。
優選地，數字地處理所述第二採樣序列的步驟包括數字地過濾所述第二採樣序列。
可選地，數字地處理所述第二採樣序列的步驟包括估計所述數據信號的所述頻率fx。
有利地，所述數據信號的所述頻率fx以及所述第二採樣頻率fs是同步傳輸系統的頻率。
優選地，由本地振蕩器產生所述第一採樣頻率fc，該頻率與所述頻率fx和所述第二採樣頻率fs無關。
在第二方面中，本發明提供了一種用於在傳輸網絡中數字地測量頻率為fx的數據信號的相位的設備。該設備包括計數器塊，所述計數器塊在每次發生事件時增加所述計數值，所述事件標誌了頻率為fx的數據信號的演化；以及寄存器，所述寄存器以第一採樣頻率fc採樣所述計數值，因此獲得了第一採樣序列。根據本發明，所述第一採樣頻率fc與所述頻率fx不相關。另外，所述設備還包括用於以第二採樣頻率fs採樣所述第一採樣序列的採樣器，因而獲得了第二採樣序列；以及用於數字地處理所述第二採樣序列以估計數據信號的相位的處理器。
優選地，所述寄存器是以第一採樣頻率fc採樣所述計數值的寄存器，fc＝αfx，其中α是無理數。
優選地，所述處理器通過數字地過濾所述第二採樣序列，來數字地處理所述第二採樣序列。
可選地，所述處理器通過估計所述數據信號的所述頻率fx，來數字地處理所述第二採樣序列。
有利地，所述設備是鎖相環的一部分。
有利地，所述設備被包括在網絡單元中。
參考附圖，通過閱讀下面以非限制性例子的方式給出的詳細描述，本發明的其它特徵和優勢將變得清楚，其中-圖1示出了頻率為fx的周期信號x(t)的圖；-圖2示出了根據已知方法的信號x(t)的歸一化相位Гx(t)/2π和計數值c(t)的圖；-圖3示出了根據已知方法的信號x(t)的歸一化相位Гx(t)/2π、計數值c(t)和採樣序列{sn}的圖，在理想的情況中，fs是fx的整因數；-圖4a和4b示出了根據已知方法的信號x(t)的歸一化相位Гx(t)/2π、計數值c(t)和採樣序列{sn}的圖，在實際的情況中，fs分別大於(圖4a)和小於(圖4b)fx的整因數；-圖5示出了根據已知方法的歸一化相位Гx(t)/2π、計數值c(t)和採樣序列{sn}的圖，以及相位誤差ε(t)和相位誤差序列{εn}的圖，在理想的情況中，fs是fx的整因數；-圖6a和6b示出了根據已知方法的歸一化相位Гx(t)/2π、計數值c(t)和採樣序列{sn}的圖，以及相位誤差ε(t)和相位誤差序列{εn}的圖，在實際的情況中，fs分別大於(圖6a)和小於(圖6b)fx的整因數；-圖7示出了根據已知方法的相位誤差ε(t)、理想情況中(fs等於fx的整因數)的相位誤差序列{εn』}和實際情況中(fs和fx之間去調)的相位誤差序列{εn」}的圖，以及根據本發明的實際情況中(fs和fx之間去調)的相位誤差序列{εn}的圖；-圖8示出了用於數字地測量信號的相位的已知設備的圖解；-圖9示出了用於數字地測量信號的相位的根據本發明的設備的圖解；和-圖10示出了PLL，其包括用於數字地測量信號的相位的根據本發明的設備。
在上面所有說明了隨時間改變的變量(x(t)、c(t)等)的圖中，以任意的單位來表示時標。
具體實施例方式
圖1示出了幅度為P0且頻率為fx的周期信號x(t)的圖。該信號x(t)在每個時刻t1、t2、…、tn出現上升沿，其中t1＝1/fx、t2＝2/fx、…、tn＝n/fx。換言之，該周期信號的每個周期以上升沿開始。
已知所述周期信號x(t)的相位Гx(t)根據關係式Гx(t)＝2π·fx·t隨時間演化，即Гx(t)在時刻t1、t2、…、tn等於2π的整數倍數。因此，在出現所述周期信號x(t)的上升沿的時刻t1、t2、…、tn，所述信號x(t)的歸一化相位Гx(t)/2π等於整數值，如圖2所示。特別地，Гx(t1)/2π＝1、Гx(t2)/2π＝2、…、Гx(tn)/2π＝n。
如上所述，在已知的方法中，為了數字地測量信號的相位，首先提供計數值。該計數值隨標誌了數據信號的演化的事件的每次發生而增加。圖2示出了例如在所述周期信號x(t)的每個上升沿增加的計數值c(t)。因此-c(t)＝0其中t0＜t＜t1；-c(t)＝1其中t1＜t＜t2；-c(t)＝2其中t2＜t＜t3；和，一般地，-c(t)＝n其中tn＜t＜tn+1。
比較所述歸一化相位Гx(t)/2π和所述計數值c(t)，可以看到，在每個周期中，所述計數值c(t)是所述歸一化相位Гx(t)/2π的整數部分。因此，該計數值c(t)等於相位誤差為ε(t)的歸一化相位Гx(t)/2π。所述相位誤差是所述歸一化相位Гx(t)/2π的小數部分，且其被定義為ε(t)＝Гx(t)/2π-c(t)。
應當指出，在本說明書中，x(t)是周期信號。然而，如上所述，能夠將根據本發明的測量方法應用於數據信號，即包括比特速率為fx的比特序列的信號。為了數字地測量這種信號的相位，每個比特「1」或者「0」必須被編碼，以便在每個周期發生事件以增加所述計數值c(t)。這例如是雙極性編碼的情況，其中，比特「1」被編碼為「高-低」轉換(transition)，而比特「0」被編碼為「低-高」轉換。因此，與所述比特序列無關，每個周期包括轉換；然後在每次轉換發生時增加所述計數值c(t)。
用於測量所述信號x(t)的相位的已知方法的下一步驟包括以採樣頻率fs採樣計數值c(t)，即以採樣時刻ts1、ts2、…、tsn的時刻序列{tsn}來採樣所述計數值c(t)。兩個連續的採樣時刻tsn和tsn+1間隔了採樣周期Ts＝1/fs。因此獲得了採樣序列{sn}＝s1、s2、…、sn，特別地，參考圖3-在tsn-2sn-2＝c(tsn-2)；-在tsn-1sn-1＝c(tsn-1)；-在tsnsn＝c(tsn)；-在tsn+1sn+1＝c(tsn+1)；和，-在tsn+2sn+2＝c(tsn+2)。
如上所述，所述計數器值(t)是受誤差ε(t)影響的歸一化相位Гx(t)/2π。然而，如果所述採樣頻率fs使得採樣時刻相對於所述信號周期而言總是發生在相同的位置，則影響所述序列{sn}的每個採樣的相位誤差對所有的採樣而言是相同的。換言之，如果所述採樣頻率fs等於fx或者等於所述頻率fx的整因數，則所述序列{sn}允許恢復所述歸一化相位Гx(t)/2π，其通過相位偏置被偏移。
接下來，為了清楚，僅討論採樣頻率fs等於頻率fx的情況。然而，所有的考慮可以被應用於fs是fx的整因數的更一般的情況。
圖3示出了理想的情況，其中fs正好等於fx。應當指出，所有採樣時刻都位於每個周期的中間；因此，所述採樣序列{sn}是斜坡(ramp)，該斜坡類似於所述歸一化相位Гx(t)/2π斜坡，其通過常數相位偏置被偏移。
然而，在實際情況中，fs不正好等於fx(或是fx的整因數)。例如，在同步網絡中，所述頻率fs由所述基準定時信號導出，因而是所述同步層頻率之一的因數。所述信號x(t)可以是同步信號或者異步信號。如上所述，在第一種情況中，fs和fx之間的去調可以是每百萬的一小部分；在第二種情況中，fs和fx之間的去調可以是幾個百分比點。
圖4a和4b示出了在兩種實際情況中採樣的結果，其中，所述採樣頻率fs和頻率fx被去調。特別地，圖4a涉及fs高於fx的情況。假設在某個信號周期內，例如該周期包括在tn-3和tn-2之間，採樣時刻tsn-2位於所述周期的中間。當fs高於fx時，在接下來的信號周期內，所述採樣時刻將朝向該周期的開始移動。因此，所述序列{sn}的每個採樣受關於所述歸一化相位Гx(t)/2π的相位誤差的影響，其隨每個採樣而改變。另外，當所述採樣周期1/fs低於所述信號周期時，在一定數量的採樣時刻之後，將存在包括兩個採樣時刻(tsn+1和tsn+2)的信號周期(在圖4a中的tn和tn+1之間)。因此，作為結果的採樣序列{sn}關於趨於直線的歸一化相位斜坡而言呈現為不規則。
類似地，圖4b示出了fs低於fx的情況。也是在該情況中，在某個信號周期內，例如包括在tn-3和tn-2之間的周期內，所述採樣時刻正好位於所述信號周期的中間。當fs低於fx時，接下來的採樣時刻朝向所述信號周期的末端移動。因此，所述序列{sn}的每個採樣受不同的相位誤差的影響。另外，當所述採樣周期1/fs高於所述信號周期時，在一定數量的採樣時刻之後，將存在不包括採樣時刻的信號周期(在圖4b中的tn和tn+1之間)。因此，作為結果的採樣序列{sn}關於趨於直線的歸一化相位斜坡而言呈現為不規則。
圖5、6a和6b示出了根據已知方法在相位誤差上、在fs和fx之間去調的結果，所述相位誤差是當在每個採樣時刻tsn考慮採樣sn而不是歸一化相位Гx(t)/2π的實際值時發生的。特別地，圖5涉及fs等於fx的理想情況。圖6a和6b涉及fs分別大於和小於fx的兩種實際情況。
在圖5中，應當指出，如參考圖3所描述的，所述採樣序列{sn}趨於直線，因而除了相位偏置外還對應於信號歸一化相位。換言之，如圖5下面的圖所示，在這種情況下，影響所述序列{sn}的相位誤差序列{εn}是固定的，其中，每個εn被定義為εn＝Гx(tsn)/2π-sn。
圖6a示出了fs大於fx的實際情況。在該情況中，如參考圖4a所描述的，所述採樣序列{sn}是不規則的。這樣的不規則(由圖6a中的圓圈所強調)是周期性的，周期是WTJ。換言之，如圖6a下面的圖所示，在該情況中，相位誤差序列{εn}具有周期為WTJ的鋸齒形。因此，對這樣的相位誤差進行濾波需要過濾頻率成分1/WTJ。
圖6b示出了fs低於fx的第二實際情況。在該情況中，如參考圖4b所描述的，所述採樣序列{sn}是不規則的。這樣的不規則(由圖6b中的圓圈所強調)是周期性的，周期是WTJ。換言之，如圖6b下面的圖所示，在該情況中，相位誤差序列{εn}具有周期為WTJ的鋸齒狀。因此，對這樣的相位誤差進行濾波需要過濾頻率成分1/WTJ。
可以通過下文將要介紹的公式來估計相位誤差序列的周期WTJ。
假定fs可以表示為fs＝(1+s)·fx，在所述信號x(t)的每個周期內，每個採樣時刻相對於相應的信號周期移動某個時間間隔ΔT＝s/fx。
所述時刻在整個信號周期上移動所需要的信號周期的數量是N＝(1/fx)/ΔT。
因此，當所述採樣時刻已經通過所述信號x(t)的整個周期時，將出現不規則，即WTJ＝(1/fx)·N＝1/(fx·s)。
例如，假定fs等於77MHz。根據ITU-T建議G.813，如果所述信號x(t)是同步信號，則s等於每百萬的一小部分。因此，WTJ(synch)＝1/(77MHz·10-6)＝12ms。
數字地過濾這樣的不規則需要對位於1/WTJ(synch)＝77Hz的頻譜分布進行濾波。由於頻率過低，這樣的濾波顯然不能通過低通數字濾波器來實現。
另一方面，不可以修改所述採樣頻率fs，這是因為fs是通過分頻器(divider)由所述同步層頻率導出的，其提供fs的整因數。然而，使用fs的因數不能消除所述序列{sn}的不規則和所述相位誤差序列{εn}的作為結果的周期。
根據本發明，提供了一種用於數字地測量信號的相位的方法，其中，所述相位誤差的頻譜分布可以被修改。因此，根據本發明的方法包括關於已知方法的附加步驟，其中，以和所述信號頻率fx不相關的第一採樣頻率fc來採樣所述計數值c(t)，因而獲得了第一採樣序列{cn}。還以第二採樣頻率fs來採樣所述第一採樣序列{cn}，因而獲得了第二採樣序列{sn}，最後將其數字地處理。
通過根據本發明的方法，即使如同在同步傳輸系統應用中那樣，fs和fx之間的去調很低，所述第二序列{sn}也出現了有關歸一化相位的斜坡的不規則，該相位具有主要取決於第一採樣頻率fc和信號頻率fx之間的比率的周期WTJ。特別地，如果fc＝αfx，α為無理數，則通過適當地調整α可以修改相位誤差序列{εn}。
實際上，如果α為無理數(即fs和fx不相關)，則相位誤差序列{εn}變成非周期性的。如參考圖6a和6b所描述的，如果fs和fx之間的比率是小數值，則所述採樣序列的不規則是周期性的。相反，由於α是無理數，因此所述採樣序列{cn}的不規則不是正好為周期性的，這是因為每個緊隨不規則的採樣cn，相對於信號周期而言位於不同的位置。因此，不規則不是正好為時間上周期性的，因此降低了相位誤差序列{εn}的頻譜分布的幅度。
為了更好地理解本發明，可以參考上述相位誤差ε(t)。現在參考圖7，其中，介紹了隨時間變化的誤差ε(t)的圖。定義為ε(t)＝Гx(t)/2π-c(t)的誤差ε(t)具有周期性的鋸齒狀。圖7中三角形所表示的序列{εn』}是在理想情況下影響序列{sn}的相位誤差序列，其中，fs等於fx。如上所述，影響每個採樣sn的每個相位誤差εn』是固定的，因而對應於所述歸一化相位的序列{sn}通過某個偏置而被偏移。圖7中圓圈代表的序列{εn」}是在實際情況下影響序列{sn}的相位誤差序列，其中，fs和fx被去調。在該情況中，影響每個採樣sn的相位誤差εn」不是固定的，且序列{εn」}的周期為WTJ。
圖7中由矩形表示的序列{εn}是在根據本發明的方法的實施例中，影響所述序列{sn}的相位誤差序列。如上所述，由於所述採樣時刻總是位於所述信號周期的不同位置，因而序列{εn}不是周期性的。接下來將推導描述{εn}的公式。
為了簡單，假定α是靠近小數q/p的無理數。因此，Tc＝p/q·Tx，Ts＝(1+d)Tx。以第一採樣周期Tc來採樣所述相位誤差ε(t)，並且接著以第二採樣周期Ts對其進行採樣，可以將序列{εn}表示為
其中 並且其中， 是整數運算符。比率p/q可以表示為p/q＝(m+1)/m；因而前面的公式能夠重新寫為 由於d通常很低，可以認為項nd是常數K。因此，可以將相位誤差序列表示為 不能夠證明相位誤差序列在被過濾時基本上與K無關，即與d無關；換言之，相位誤差序列與fs和fx之間的去調無關。通過對所述序列{εn}進行數字濾波，被過濾的序列{εn}filt能夠寫為 由於求和的項是周期為m+1的周期性函數，因而能夠消除對i的相關性。重寫K為K＝k+γ，其中k是K的整數部分，而γ是K的小數部分，被過濾的序列可以進一步表示為 可以看到，求和的前兩項總是整數，而第三項提供了小數部分。第三項只有在與大於m的數相乘時才是整數，即必須滿足下面兩個條件-nm+γm≥m(m+1)；和-n≥m+(1-γ)。
只有當n＝m+1時才滿足這兩個條件，並且，在這種情況下，第三項等於1。因而被過濾的序列能夠重寫為
可以看到-當n≤γm時， 而-當n＞γm時， 因而被過濾的相位誤差序列的最終表示為 可以看到，所述被過濾的序列{εn}filt取決於m，其涉及第一採樣頻率fc和信號頻率fx之間的比率。項γ表示了所述序列對d的較弱的相關性。還可以看到，在已知的方法中，所述相位誤差在0-1的範圍內變化，在根據本發明的方法中，所述相位誤差的最大值是大約2/m。
圖8示出了一種用於數字地測量信號的相位的已知設備。該設備80包括計數器塊CNT，其具有用於接收信號的輸入埠和與數字設備81的輸入埠相連接的輸出埠，所述數字設備還包括與處理器DPA相連接的採樣器SMP，該處理器實現數字處理算法。所述設備80的輸入處的接收信號x(t)是從所述計數器塊CNT被接收的，該計數器塊輸出計數值c(t)。所述計數值c(t)被發送到所述數字設備81，該數字設備由頻率為fs的定時信號同步。在所述數字設備81中，首先通過所述採樣器SMP以採樣頻率fs對所述計數值c(t)進行採樣，因而獲得了採樣序列{sn}。然後該採樣器向所述處理器DPA發送所述採樣序列{sn}，該DPA數字地處理該序列並可能估計所述輸入信號x(t)的頻率。
圖9示出了一種用於數字地測量信號的相位的根據本發明的設備。所述設備被有利地應用到同步傳輸網絡的網絡單元中。所述設備90包括計數器塊CNT，其具有用於接收信號的輸入埠和與寄存器RG的輸入埠相連接的輸出埠。所述寄存器RG具有與數字設備91的輸入相連接的輸出埠，所述數字設備還包括與處理器DPA相連接的採樣器SMP，該DPA執行數字處理算法。所述設備90的輸入處的接收信號x(t)是由所述計數器塊CNT接收的，所述計數器塊從所述信號x(t)推導計數值c(t)。所述計數值c(t)被發送到所述寄存器RG，該RG以第一採樣頻率fc採樣該計數值c(t)，因而獲得了第一採樣序列{cn}。所述第一採樣序列{cn}被發送到所述數字設備91，該數字設備由頻率為fs的定時信號同步。在所述數字設備91中，首先由所述採樣器SMP以採樣頻率fs對所述序列{cn}進行採樣，因而獲得了採樣序列{sn}。然後該採樣器向所述處理器DPA發送所述採樣序列{sn}，該DPA數字地處理該序列並可能估計所述輸入信號x(t)的頻率。
如上所述，這樣的設備能夠例如被應用在同步網絡的網絡節點中。在該應用中，通過合適的分頻器，由同步層的頻率獲得了所述頻率fs，因而fs是所述同步層的頻率的整因數。相反，由本地振蕩器產生了fc，該本地振蕩器與所述網絡單元中可用的定時信號無關。這保證了fc和fx之間的不相關性。
如介紹中所述，用於數字地測量相位的根據本發明的設備能夠被應用到用於再生周期信號x(t)的設備中，並且特別應用到例如所謂的「鎖相環」(PLL)的設備中。圖10示出了PLL 100，其中，根據本發明的方法實現了相位恢復。所述PLL 100包括用於相位數字測量的相位裝置101、低通數字濾波器LPDF和壓控本地振蕩器VCO。在所述VCO輸出，提供了具有兩個分支的分線裝置(junction)102，其中，第一分支是所述PLL的輸出埠，而第二分支與用於相位數字測量的裝置101相連接。所述用於相位數字測量的裝置101還包括檢相器PD、以第一採樣頻率fc操作的寄存器RG和以第二採樣頻率fs工作的採樣器SMP。
所述檢相器PD比較PLL輸入處的頻率為fx的信號x(t)和本地信號xloc(t)，該本地信號是通過所述分線裝置102的第二分支來自所述VCO的。所述PD輸出與x(t)和xloc(t)之間的相位差成比例的信號。首先由所述寄存器RG以頻率fc對所述相位差進行採樣，然後由所述採樣器SMP以頻率fs對其進行採樣。根據本發明，選擇所述頻率fc，以使對應於所述相位差的採樣序列呈現為易於由所述濾波器LPDF過濾的不規則。然後由所述濾波器LPDF數字地過濾對應於該相位差的採樣序列。被過濾的序列最終被發送到所述VCO。如果該被過濾的序列不是空(null)序列，則所述VCO修改其操作頻率；如果該被過濾的序列是空序列，x(t)和xloc(t)的相位相等，則所述VCO不修改其操作頻率。
權利要求
1.一種用於在傳輸網絡中數字地測量頻率為fx的數據信號(x(t))的相位(Γx(t))的方法，所述方法包括下列步驟-提供計數值c(t)；-每次發生事件時增加所述計數值c(t)，所述事件標誌了頻率為fx的數位訊號(x(t))的演化；-以第一採樣頻率fc採樣所述計數值c(t)，因而獲得了第一採樣序列({cn})。其中，所述第一採樣頻率fc與所述頻率fx不相關，並且其中，所述方法還包括-以第二採樣頻率fs採樣所述第一採樣序列({cn})，因而獲得了第二採樣序列({sn})；並且-數字地處理所述第二採樣序列({sn})，以便估計所述數據信號(x(t))的所述相位(Γx(t))。
2.根據權利要求1的方法，其中，以與所述頻率fx不相關的所述第一採樣頻率fc來採樣所述計數值c(t)的步驟包括，以所述頻率fc採樣所述計數值c(t)，fc＝α·fx，其中α是無理數。
3.根據權利要求1或2的方法，其中，數字地處理所述第二採樣序列({sn})的步驟包括，數字地過濾所述第二採樣序列({sn})。
4.根據權利要求1至3的任何一個的方法，其中，數字地處理所述第二採樣序列({sn})的步驟包括，估計所述數據信號(x(t))的所述頻率fx。
5.根據前面權利要求的任何一個的方法，其中，所述數據信號(x(t)的所述頻率fx和所述第二採樣頻率fs是同步傳輸系統的頻率。
6.根據前面權利要求的任何一個的方法，其中，由本地振蕩器來產生所述第一採樣頻率fc，該頻率與所述頻率fx和所述第二採樣頻率fs無關。
7.一種用於在傳輸網絡中數字地測量頻率為fx的數據信號(x(t))的相位(Γx(t))的設備，所述設備包括-計數器塊(CNT)，所述計數器塊(CNT)在每次發生事件時增加所述計數值(c(t))，所述事件標誌了頻率為fx的數據信號的演化；和-寄存器(RG)，所述寄存器(RG)以第一採樣頻率fc來採樣所述計數值(c(t))，因而獲得了第一採樣序列({cn})，其中，所述第一採樣頻率fc與所述頻率fx不相關。並且其中，所述設備還包括-採樣器(SMP)，所述採樣器(SMP)以第二採樣頻率fs來採樣所述第一採樣序列({cn})，因而獲得了第二採樣序列({sn})；和-處理器(DPA)，所述處理器(DPA)數字地處理所述第二採樣序列({sn})，以便估計所述數據信號(x(t))的相位(Γx(t))。
8.根據權利要求7的設備，其中，所述寄存器(RG)是以第一採樣頻率fc來採樣所述計數值(c(t))的寄存器，fc＝α·fx，其中α是無理數。
9.根據權利要求7或8的設備，其中，所述處理器(DPA)通過數字地過濾所述第二採樣序列({sn})，來數字地處理所述第二採樣序列({sn})。
10.根據權利要求7至9的任何一個的設備，其中，所述處理器(DPA)數字地處理所述第二採樣序列({sn})，估計所述數據信號(x(t))的所述頻率fx。
11.根據權利要求7至10的任何一個的設備，其中，所述數據信號(x(t))的所述頻率fx和所述第二採樣頻率fs是同步傳輸系統的頻率。
12.根據權利要求7至11的任何一個的設備，其中，由本地振蕩器來產生所述第一採樣頻率fc，該頻率與所述頻率fx和所述第二採樣頻率fs無關。
13.根據權利要求7至12的任何一個的設備，其中，所述設備是鎖相環(100)的一部分。
14.一種包括根據權利要求7至13的任何一個的設備的網絡單元。
全文摘要
公開了一種用於在傳輸網絡中數字地測量頻率為fx的數據信號的相位的方法。該方法包括以下步驟提供計數值；每次發生事件時增加所述計數值，所述事件標誌了頻率為fx的數據信號的演變，並以第一採樣頻率fc採樣該計數值，因而獲得了第一採樣序列。根據本發明的方法，所述第一採樣頻率fc與所述頻率fx不相關。根據本發明的方法還包括以第二採樣頻率fs採樣所述第一採樣序列的步驟，因而獲得了第二採樣序列；並且數字地處理所述第二採樣序列，以便估計所述數據信號的所述相位。優選地，以頻率fc來採樣所述計數值，fc＝α·fx，其中α是無理數。
文檔編號H03L7/00GK1753311SQ200510103568
公開日2006年3月29日 申請日期2005年9月21日 優先權日2004年9月22日
發明者M·斯科爾奇, L·拉澤蒂, S·加斯塔爾代洛 申請人:阿爾卡特公司