移相裝置的製作方法
2023-07-06 09:08:51
專利名稱：移相裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及包含移動體通信終端的無線通信設備上使用的移相裝置。
背景技術：
正交調製信號的調製裝置所使用的90度移相器為了得到正確的正交信號，要求高精度地實現90度相位差和等振幅。
圖9示出作為最簡單結構的90度移相器的第1現有技術。該90度移相器在由電阻R11和電容C11構成的高通濾波器結構的電路中使輸入信號的相位相移+45度。此外，在由電阻R12和電容C12構成的低通濾波器結構的電路中使輸入信號的相位相移-45度。而且，通過從兩電路分別輸出相移了+45度的信號和相移了-45度的信號，從而生成相位彼此相差90度的正交信號。
在上述現有技術的90度移相器中，受元件值的離散或集成電路內寄生成分的影響，90度相位差和振幅會產生誤差。
通過具有用來抵消該相位誤差和振幅誤差的補償電路，可以輸出正確的正交信號。作為這樣的90度移相裝置，例如有專利文獻1等示出的相位補償電路。
圖10示出專利文獻1中記載的90度移相裝置。該90度移相裝置具有以下的構成。即，使用具有利用控制信號使圖9的CR移相器中的電阻R11、R12的電阻值發生變化的可變電阻VR1、VR2的可變移相器111。而且，使該可變移相器111的2個輸出輸入到90度相位比較器100中，將相位比較器100的相位比較結果信號作為移相控制信號121，反饋給可變移相器111。由此，在穩態下，利用移相控制信號121調整可變電阻VR1、VR2的電阻值，使可變移相器111的2個輸出的相位差變成90度。
再有，在圖10中，示出了將電阻R11、R12變成可變電阻VR1、VR2之後的可變移相器111。但是，也可以使用將電容C11、C12變成可變電容之後的可變移相器。這時，利用移相控制信號121調整可變電容的電容值。
再有，可變電阻例如如圖11A所示，由FET構成。此外，可變電容例如如圖11B所示，由二極體構成。
專利文獻1特開平8-18397號公報但是，在圖10的現有技術的構成中，輸出信號的頻率和輸入信號的頻率不能有差別。此外，必須從可變移相器取出由相位比較器確定的相位差和具有同一相移旋轉量的輸出信號。由於可由CR可變移相器等簡單結構的可變移相器生成的相移旋轉量有限，故簡單的結構難以輸出具有較大相移旋轉量的信號。
此外，在圖10的現有技術的構成中，可變移相器111的輸入和輸出電壓有差別。因此，若在可變移相器111的輸入端子和輸出端子之間串聯連接可變電阻或可變電容，則可變電阻的電阻值或可變電容的電容值隨兩端電位的變化而變化，使可變移相器工作不穩定。因此，不能生成具有準確的90度相位差的信號。
發明內容
本發明的目的在於提供一種移相裝置，能從可變移相器中取出相對輸入信號具有由相位比較器確定的相位差的1/N(N是大於等於2的整數)相移旋轉量的輸出信號。
本發明的另一個目的在於提供一種移相裝置，能夠使輸出信號的頻率是輸入信號頻率的N倍。
本發明的又一個目的在於提供一種移相裝置，能夠生成具有準確的相位差的2個信號。
在本發明的移相裝置中，可以只使用不使用可變電容的CR可變移相器。該CR可變移相器在輸入輸出端子之間串聯連接固定的電容，輸出端子與FET的漏極相連接，FET的柵極與控制信號連接，FET的源極接地。FET起可變電阻的作用。由此，由於FET的源極和漏極之間的電位固定，故即使可變移相器的輸出發生變化，可變電阻的電阻值也固定不變，可變移相器工作穩定。
上述結構基於下面的考慮。首先，作為即使輸出振幅發生變化相移旋轉量也穩定不變的電路，最好使用由固定電容和由MOS電晶體構成的可變電阻組成的可變移相器。這是因為，考慮到若源極接地，即使漏極電壓發生變化，MOS電晶體的導通電阻值也一定。若使電容和電阻反過來或者使用可變電容二極體，則可能因輸出變動而使可變電阻的電阻值或可變電容的電容值不穩定。
此外，由固定電容和MOS電晶體構成的可變移相器因為是1階CR移相器，所以，不可能產生90度的相移。通過使用2倍頻電路，由固定電容和MOS電晶體構成的可變移相器只要有45度的相移旋轉量即可。因此，使用由固定電容和MOS電晶體構成的簡單結構的可變移相器，能夠容易地生成正交信號。
N倍頻電路或任意可變移相器等可以將上述構成擴展後形成。N倍頻擴展後的第1效果是可以從可變移相器中取出相對於輸入信號具有由相位比較器確定的相位差的1/N的相移旋轉量的輸出信號。第2效果是可以使輸出信號的頻率為輸入信號頻率的N倍。
在本發明的移相裝置中，最好使用上述可變移相器，但也可以使用其他可變移相器構成。
下面詳細說明使用了上述可變移相器的移相裝置。
本發明的移相裝置將能把信號源的輸出信號作為輸入使相移旋轉量發生變化的第1可變移相器和第1N倍頻電路(N是大於等於2的整數)串聯連接。作為第1N倍頻電路的輸出的第1輸出信號，其相位變化是信號源的輸出信號的N倍，頻率也是它的N倍。
另一方面，信號源的輸出信號與第2N倍頻電路的輸入相連接。作為第2N倍頻電路的輸出的第2輸出信號與信號源的輸出沒有相位差，頻率是其N倍。
當將第1輸出信號和第2輸出信號作為相位比較器的輸入時，相位比較器輸出與來自相位比較器本身所確定的相位的相位差成比例的信號。由相位比較器本身確定的相位可以是任意相位。
將相位比較器輸出的信號作為第1移相控制信號，將第1移相控制信號反饋給第1可變移相器，使第1可變移相器的相移發生變化。由此，可以使第1輸出信號的相移發生變化。
上述系統在作為相位比較器的輸入信號的第1輸出信號和第2輸出信號的相位差達到由相位比較器確定的相位時穩定下來。
因此，當使用90度的相位比較器時，可以得到具有正交調製所必須的準確的90度的相位差的輸出信號。再有，此時的第1可變移相器的相移旋轉量是90/N度。
此外，在本發明中，根據在相位比較器中進行比較的相位，調整輸出信號的相位差。此外，可以從可變移相器的輸出取出輸出信號的相位差的1/N的相位差信號作為輸出信號。
在下面的說明中，作為一個例子，設相位比較器的相位差是90度，N倍頻電路的N＝2。
在上述本發明的移相裝置中，即使第1輸出信號和第2輸出信號的相位差是90度，其振幅也因第1可變移相器的增益而未必相等。
在上述構成中，作為用來使振幅相等的第1裝置，可以考慮使第1輸出信號與第1增益限制電路的輸入端連接，使第2輸出信號與第2增益限制電路的輸入端連接。這樣，作為第1增益限制電路的輸出的第3輸出信號和作為第2增益限制電路的輸出的第4輸出信號可以實現作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅。
此外，在上述構成中，作為用來使振幅相等的第2裝置，可以考慮使第1輸出信號與可變增益放大器的輸入連接，使可變增益放大器的輸出的第3輸出信號和第2輸出信號與電平比較器的輸入端相連接，將電平比較器的輸出作為增益控制信號反饋給可變增益放大器。這樣，因為當電平比較器的輸入相等時，系統達到穩定狀態，故第3輸出信號和第2輸出信號可以實現作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅。
此外，在上述構成中，作為用來使振幅相等的第3裝置，可以考慮在第1可變移相器和第1二倍頻電路之間串聯連接第1增益限制電路，使第2增益限制電路串聯連接在第2二倍頻電路的前一級。這樣，由於第1二倍頻電路的輸入電平和第2二倍頻電路的輸入電平相等，故第1輸出信號和第2輸出信號可以實現作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅。
此外，在上述構成中，作為用來使振幅相等的第4裝置，可以考慮在第1可變移相器和第1二倍頻電路之間串聯連接可變增益放大器，使可變增益放大器的輸出和第2二倍頻電路的輸入信號與電平比較器的輸入端連接，將電平比較器的輸出作為增益控制信號反饋給可變增益放大器。這樣，由於當電平比較器的輸入相等時，系統達到穩定狀態，故可變增益放大器的輸出和第2二倍頻電路的輸入信號相等。結果，第1輸出信號和第2輸出信號可以實現作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅。
此外，在上述構成中，作為用來使振幅相等的第5裝置，可以考慮將第1二倍頻電路作為增益可控的可變增益二倍頻電路，將可變增益二倍頻電路的輸出(第1輸出信號)和第2二倍頻電路的輸出(第2輸出信號)輸入給電平比較器，將電平比較器的輸出作為增益控制信號反饋給可變增益二倍頻電路。這樣，因當電平比較器的輸入相等時，系統達到穩定狀態，故可變增益二倍頻電路和第2二倍頻電路的輸出信號相等。結果，第1輸出信號和第2輸出信號可以實現作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅。
再有，在上述構成中，為了使振幅相等，也可以構成為使第1和第2N倍頻電路分別具有增益限制功能。
此外，與第1可變移相器並聯設置1個或多個可變移相器(第2可變移相器)，將第1移相控制信號反饋給分別並聯連接的第2可變移相器。最好向與第1可變移相器並聯設置的第2可變移相器輸入信號源的輸出，或者輸入信號源的輸出的反相信號，利用第2移相控制信號使相移旋轉量發生變化。此外，最好將相位比較器的輸出作為第2移相控制信號供給第2可變移相器。此外，第1可變移相器和第2可變移相器相對於相位比較器的輸出的相移旋轉量最好互不相同。
當由電容和通過第1移相控制信號使電阻值可變的可變電阻構成第1可變移相器時，使與第1可變移相器並聯設置的第2可變移相器的電容和第1可變移相器的電容具有不同的電容值，可變電阻使用通過第1移相控制信號來使其可變的相同的可變電阻。結果，第2可變移相器的輸出可以利用電容值的選擇方法得到任意的移相輸出。
此外，當由電阻和通過第1移相控制信號使電容值可變的可變電容構成第1可變移相器時，第2可變移相器可以利用與第1可變移相器並聯設置的第2可變移相器的電阻值的選擇方法得到任意的移相輸出。
此外，第1可變移相器最好具有將電容和通過第1移相控制信號能使電阻值可變的可變電阻連接形成的高通濾波器或低通濾波器的結構。
此外，第1可變移相器也可以具有將電阻和通過第1移相控制信號能使電容值可變的可變電容連接形成的高通濾波器或低通濾波器的結構。
此外，作為可變電阻，最好使用N溝道或P溝道電晶體的導通電阻或電晶體的導通電阻與電阻串聯或並聯連接的合成可變電阻，使第1移相控制信號與電晶體的柵極連接來改變電阻值。
此外，作為可變電容，可以使用可變電容二極體或可變電容二極體與電容串聯或並聯連接而成的合成可變電容。
再有，對於具有校正上述相位差和振幅差的電路的90度移相裝置，也可以由差動信號構成其輸入輸出。
若按照本發明，例如，在正交調製裝置和正交調製後信號的解調裝置中，可以輸出具有作為準確的正交信號的90度相位差和等振幅的正交載波信號，並可以實現高精度的正交相位調製解調方式。
此外，若按照本發明，可以從可變移相器中得到相對於輸入信號的相位具有經相位比較器比較的相位的1/N的相移旋轉量的輸出信號。
此外，若按照本發明，可以得到輸入信號的N倍頻信號。
圖1是表示本發明的實施例1的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖2是表示本發明的實施例2的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖3是表示本發明的實施例3的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖4是表示本發明的實施例4的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖5是表示本發明的實施例5的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖6是表示本發明的實施例6的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖7是表示本發明的實施例7的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖8是表示本發明的實施例8的90度移相裝置的構成的電路方框圖。
圖9是表示現有技術的90度移相器的電路圖。
圖10是表示現有技術的另一個90度移相裝置的電路方框圖。
圖11A、圖11B是表示可變電阻和可變電容的構成的圖。
圖12是表示一例第1可變移相器的電路圖。
圖13是表示另一例第1可變移相器的電路圖。
圖14是表示第1和第2可變移相器的具體例子的電路圖。
具體實施例方式
下面，參照
本發明的實施例。
在本發明的實施例中，將相位比較器作為比較的相位為90度的90度相位比較器、N倍頻電路作為2倍頻電路來說明。因此，下面將本發明的移相裝置作為90度移相裝置來說明。
(實施例1)圖1示出本發明的實施例1的90度移相裝置。該90度移相裝置具有信號源11、可以利用第1移相控制信號51使相移旋轉量發生變化的第1可變移相器21、第1二倍頻電路31、第2二倍頻電路32和90度相位比較器41。這裡，將信號源11的輸出分成2路，分別作為第1輸入信號1和第2輸入信號2。
若將第1輸入信號1和第2輸入信號2分別寫成V1、V2，則V1、V2變成V1＝V2＝A*exp(jωt)這裡，A振幅ω角頻率。
若將第1可變移相器21的輸出寫成V21，則V21變成V21＝B*exp(jωt+θ)這裡，B振幅θ第1可變移相器21的相移旋轉量。
若將輸入與第1可變移相器21的輸出端相連接的第1二倍頻電路31的輸出，即第1輸出信號Q1寫成V31，則V 31變成V31＝C*exp(j2ωt+2θ)這裡，C振幅。
此外，若將作為第2二倍頻電路32的輸出的第2輸出信號I2寫成V32，則V32變成V32＝D*exp(j2ωt)這裡，D振幅。
輸出信號的振幅C、D因第1可變移相器21的增益的關係不一定一致。
進而，將第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2分別與90度相位比較器41的2個輸入端相連接。而且，將與第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2的相位差成比例的相位比較結果作為第1移相控制信號51反饋給第1可變移相器21。由此，進行反饋控制，使第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2的相位差一定(90度)。結果，第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2可以準確地實現90度的相位差。這時，第1可變移相器21的相移旋轉量θ是45度。
圖12示出第1可變移相器21的具體例子。第1可變移相器21由一系列的固定電容C1和並聯的MOS電晶體M1構成。具體地說，第1可變移相器21構成為使MOS電晶體M1的漏極與電容C1連接，MOS電晶體M1的源極接地，第1移相控制信號51與MOS電晶體M1的柵極連接。而且，MOS電晶體M1起可變電阻VR1的作用，由電容C1和MOS電晶體M1構成高通濾波器。再有，作為MOS電晶體，可以是N溝道電晶體，也可以是P溝道電晶體。再有，作為可變電阻，如上所述，使用了N溝道或P溝道電晶體的導通電阻，但也可以使用MOS電晶體的導通電阻與固定電阻串聯或並聯連接而成的合成可變電阻。
通過利用第1移相控制信號51使可變電阻VR1的電阻值發生變化，理論上可以使相移旋轉量從0度變到90度。因此，通過調整第1移相控制信號51，可以使θ＝45度。
在上述構成中，即使第1可變移相器21的輸入輸出端的電壓發生變化，因與MOS電晶體M1的柵極連接的第1移相控制信號51和連接在源極的接地之間的電壓不變，故可以得到穩定的相移旋轉量。
作為實施例，希望使用上述可變移相器，但也可以使用具有變換了固定電容和可變電阻的低通濾波器結構的可變移相器。
此外，也可以使用具有使用了上述可變電容和固定電阻的高通濾波器或低通濾波器結構的可變移相器。這裡，作為可變電容，最好使用可變電容二極體或可變電容二極體與固定電容串聯或並聯連接而成的合成可變電容。
(實施例2)在上述實施例1的圖1的90度移相裝置中，雖然能準確地實現90度相位差，但振幅不一定相等。第1輸入信號1通過第1可變移相器21，但第2輸入信號2不通過可變移相器，故第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2之間的振幅誤差變大。
圖2示出本發明的實施例2。實施例2和實施例1一樣，是一種90度移相裝置，除了能實現準確的90度相位差之外，還能夠得到等振幅的輸出信號。
該90度移相裝置使第1增益限制電路61的輸入與第1輸出信號Q1連接，將第1增益限制電路61的輸出作為第3輸出信號Q3。此外，使第2增益限制電路62的輸入與第2輸出信號I2連接，將第2增益限制電路62的輸出作為第4輸出信號I4。因此，第3輸出信號Q3和第4輸出信號I4等振幅。相位差保持90度不變。
再有，也可以代替第1和第2增益限制電路61、62，而使第1和第2二倍頻電路31、32本身具有增益限制功能。利用該構成，也可以使第1輸出信號Q1的振幅和第2輸出信號I2的振幅相等。
(實施例3)圖3示出本發明的實施例3。實施例3和實施例1一樣，是一種90度移相裝置，除了能實現準確的90度相位差之外，還能夠得到等振幅的輸出信號。
該90度移相裝置使可變增益放大器71的輸入與第1輸出信號Q1連接，將可變增益放大器71的輸出作為第3輸出信號Q3。此外，使電平比較器81的輸出與第2輸出信號I2和第3輸出信號Q3連接。而且，將電平比較器81的輸出作為增益控制信號91反饋給可變增益放大器71。
由此，可以控制可變增益放大器71的增益，使第2輸出信號I2的振幅和第3輸出信號Q3的振幅相等。因此，第3輸出信號Q3和第2輸出信號I2等振幅。相位差保持90度不變。
(實施例4)圖4示出本發明的實施例4。實施例4和實施例1一樣，是一種90度移相裝置，除了能實現準確的90度相位差之外，還能夠得到等振幅的輸出信號。
該90度移相裝置在第1可變移相器21和第1二倍頻電路31之間串聯連接第1增益限制電路61，在信號源11和第2二倍頻電路32之間串聯連接第2增益限制電路62。
由此，對第1二倍頻電路31的輸入振幅和對第2二倍頻電路32的輸入振幅相等，所以，若第1二倍頻電路31和第2二倍頻電路32的增益相等，則第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2等振幅。相位差保持90度不變。
(實施例5)圖5示出本發明的實施例5。實施例5和實施例1一樣，是一種90度移相裝置，除了能實現準確的90度相位差之外，還能夠得到等振幅的輸出信號。
該90度移相裝置在第1可變移相器21和第1二倍頻電路31之間串聯連接可變增益放大器71，使可增益放大器71的輸出和第2輸入信號與電平比較器81的2個輸入相連接。而且，將電平比較器81的輸出作為增益控制信號91反饋給可變增益放大器71。
由此，控制可變增益放大器71的增益，使第2輸入信號2的振幅和可變增益放大器71輸出的振幅相等。結果，對第1二倍頻電路31的輸入振幅和對第2二倍頻電路32的輸入振幅相等，因此，若第1二倍頻電路31和第2二倍頻電路32的增益相等，則第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2等振幅。相位差保持90度不變。
(實施例6)圖6示出本發明的實施例6。實施例6和實施例1一樣，是一種90度移相裝置，除了能實現準確的90度相位差之外，還能夠得到等振幅的輸出信號。
該90度移相裝置將第1二倍頻電路31置換成增益可調的可變增益二倍頻電路101，使第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2分別與電平比較器81的2個輸入相連接。而且，將電平比較器81的輸出作為增益控制信號91反饋給可變增益二倍頻電路101。
由此，可以控制可變增益二倍頻電路101的增益，使第1輸出信號Q1的振幅和第2輸出信號I2的振幅相等。因此，第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2等振幅。相位差保持90度不變。
(實施例7)本發明的實施例7除了實施例1～6的各構成之外，還與第1可變移相器並聯設置1個或多個第2可變移相器。作為實施例7的例子，圖7示出在實施例1的結構上增加了上述結構的一種結構。這裡，代表性地示出1個第2可變移相器22。而且，將90度相位比較器41的輸出作為第2移相控制信號施加給第2可變移相器22，從第2可變移相器22中得到第3輸出信號Q3。這裡，第2移相控制信號是和第1移相控制信號51相同的信號。
具體地說，使第2可變移相器22的輸入與信號源11的輸出(作為代表，圖示出第3輸入信號3)連接，分別反饋第1移相控制信號51，從第2可變移相器22中得到第3輸出信號Q3。
該90度移相裝置除了實施例1的結構之外，使第2可變移相器22的輸入與第1可變移相器21的輸入相連接，將第1移相控制信號51施加給第1和第2可變移相器21、22。
當分別由固定的電容和通過第1移相控制信號51使電阻值可變的可變電阻構成第1和第2可變移相器21、22時，使與第1可變移相器21並聯設置的第2可變移相器22中的電容的電容值和第1可變移相器21中的電容的電容值不同。此外，可變電阻同樣使用通過第1移相控制信號51使電阻值可變的相同可變電阻。結果，作為第3輸出信號Q3，可以利用選擇電容值的方法，從第2可變移相器22得到相對於第1輸入信號1具有0度～90度相移的輸出。此外，當將第1輸入信號的反相信號N1輸入到第2可變移相器22時，作為第3輸出信號Q3，可以得到相對於第1輸入信號1具有-180度～-90度的相移的輸出。
這裡，說明未在第2可變移相器22的輸出部設置倍頻電路的理由。該實施例的特徵是作為第3輸出信號Q3，取出相對於第1輸入信號Q1具有任意移相輸出的信號。因此，不必進行二倍頻。若第1輸出信號Q1和第2輸出信號I2的相位差是90度，則第1可變移相器21的輸出信號相對於第1輸入信號具有45度的相移旋轉量。
圖14作為例子示出可變移相器是圖12的結構，第1可變移相器的電容是C1、第2可變移相器的電容是C2、MOS電晶體的導通電阻是Ron時的電路。下面，說明在該電路中能任意調節相移旋轉量的理由。
在第2可變移相器中，若設相移旋轉量是θ，則θ＝arctan(ω*Ron*C2)＝arctan(c2/c1)成立。因此，可以利用電容C2調整相移旋轉量θ。
此外，在第1可變移相器中，當輸入角頻率是ω時，為了使相移旋轉量θ變成45度，只要導通電阻Ron滿足ω＝1/Ron/C1既可。因此，相移旋轉量＝45度＝arctan(ω*Ron*C1)成立。
此外，當由固定電阻和通過第1移相控制信號51使電容值可變的可變電容構成第1可變移相器21時，利用與第1可變移相器並聯的第2可變移相器的電阻值的選擇方法，可以得到相對於第1輸入信號具有0度～-90度的相移旋轉量的輸出並作為並聯連接的第2可變移相器的輸出。此外，當向第2可變移相器輸入第1輸入信號的反相信號N1時，作為第3輸出信號Q3，可以得到相對於第1輸入信號1具有180度～90度的相移旋轉量的輸出。
(實施例8)本發明的實施例1～6的90度移相裝置可以差動構成輸入輸出。作為典型的例子，圖8示出將實施例1的圖1的90度移相裝置的輸入輸出改成差動結構的90度移相裝置。該90度移相裝置使信號源11A、第1可變移相器21A、第1二倍頻電路31A、第2二倍頻電路32A和90度相位比較器41A變成差動輸入輸出的結構。
在該電路中，從信號源11A輸出第1差動輸入信號1A和第2差動輸入信號2A，並輸入到第1可變移相器21A和第2二倍頻電路32A。
第1可變移相器21A的輸出被輸入到第1二倍頻電路31A，作為第1二倍頻電路31A的輸出的第1輸出信號Q 1和第3輸出信號QB3和作為第2二倍頻電路32A的輸出的第2輸出信號I2和第4輸出信號I B4被輸入到90度相位比較器41A。作為90度相位比較器41A的輸出的第1移相控制信號51A和第2移相控制信號52A反饋給第1可變移相器21A。
圖13示出差動輸入輸出結構的第1可變移相器21A的電路。這裡，作為一個例子，使用圖12的可變移相器。
第1可變移相器21A分別將固定電容C1和可變電阻VR1以及固定電容C2和可變電阻VR2製作成高通濾波器的結構。而且，作為可變電阻VR1、VR2使用的MOS電晶體M1、M2的源極共用，並接地或與規定的偏置電壓連接。在圖13中是接地。
而且，作為可變電阻VR1使用的MOS電晶體M1的柵極與第1移相控制信號51A連接，作為可變電阻VR2使用的MOS電晶體M2的柵極與第2移相控制信號52A連接。
在該可變移相器21A中，可以得到對差動輸入信號Vin、VBin的差動輸出信號Vout、VBout。
移相控制信號51A、52A可以共用，但最好對差動輸入信號Vin、VBin分別準備移相控制信號51A、52A。通過這樣的結構，即使電容C1和電容C2與作為可變電阻使用的MOS電晶體M1和MOS電晶體M2誤匹配，也可以通過分別施加移相控制信號51A、52A而得到完全的差動信號輸出。
在該90度移相裝置中，為了實現90度相位差，利用90度相位比較器41A檢測出第1輸出信號Q1對第2輸出信號I2的相位差。而且，將作為與上述相位差成比例的輸出的第1移相控制信號51A反饋給第1可變移相器21A。由此，使第1輸出信號Q1對第2輸出信號I2的相位差是準確的90度。
同樣，利用90度相位比較器41A檢測出第3輸出信號QB3對和第2輸出信號I2具有差動關係的第4輸出信號IB4的相位差。而且，將作為與上述相位差成比例的輸出的第2移相控制信號52A反饋給第1可變移相器21A。由此，使第3輸出信號QB3對第4輸出信號IB4的相位差是準確的90度。
因此，若各輸出信號的相位差以第2輸出信號I2為基準，則如以下那樣，可以得到相位差是準確的90度的差動輸出信號。
I20度 Q190度 IB4180度 QB3270度再有，在上述各實施例中，作為可變移相器，可以使用由固定電容和可變電阻形成的高通濾波器的結構或低通濾波器的結構。作為此時的可變電容，例如，最好使用可變電容二極體。
本發明的移相裝置可以高精度地實現具有90度相位差和等振幅的、正交調製信號的調製解調裝置所必需要的準確的正交信號，可以用於包含通信模塊或便攜終端的無線通信設備等的電路。
權利要求
1.一種移相裝置，其特徵在於具有信號源、通過第1移相控制信號使相移旋轉量可變的第1可變移相器、第1和第2N倍頻電路、以及相位比較器，其中，N是大於等於2的整數，所述信號源的輸出與所述第1可變移相器的輸入以及所述第2N倍頻電路的輸入相連接，所述第1可變移相器的輸出與所述第1N倍頻電路的輸入相連接，將所述第1N倍頻電路的輸出作為第1輸出信號，將所述第2N倍頻電路的輸出作為第2輸出信號，將所述第1輸出信號和所述第2輸出信號輸入到所述相位比較器，將所述相位比較器的輸出作為所述第1移相控制信號反饋給所述第1可變移相器，由此，控制所述第1可變移相器的相移旋轉量，使所述第1輸出信號和所述第2輸出信號的相位差一定。
2.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於使所述第1和第2N倍頻電路分別具有增益限制功能。
3.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於設置輸入與所述第1輸出信號相連接的第1增益限制電路，設置輸入與所述第2輸出信號相連接的第2增益限制電路，將所述第1增益限制電路的輸出作為第3輸出信號，將所述第2增益限制電路的輸出作為第4輸出信號。
4.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於設置輸入與所述第1輸出信號相連接的增益可控的可變增益放大器，將所述可變增益放大器的輸出作為第3輸出信號，設置輸入所述第3輸出信號和所述第2輸出信號的電平比較器，將所述電平比較器的輸出作為增益控制信號施加給所述可變增益放大器，由此，控制所述可變增益放大器的增益，使所述第3輸出信號和所述第2輸出信號的電平相等。
5.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於在所述第1可變移相器和所述第1N倍頻電路之間設置第1增益限制電路，在所述第2N倍頻電路的前一級設置第2增益限制電路。
6.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於在所述第1可變移相器和所述第1N倍頻電路之間設置增益可控的可變增益放大器，設置將所述可變增益放大器的輸出電平和所述第2N倍頻電路的輸入電平進行比較的電平比較器，將所述電平比較器的輸出作為所述增益控制信號施加給所述可變增益放大器，由此，控制所述可變增益放大器的增益，使所述可變增益放大器的輸出信號和所述第2N倍頻電路的輸入信號的電平相等。
7.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於將所述第1N倍頻電路作為增益可控的可變增益N倍頻電路，設置將所述可變增益N倍頻電路的輸出電平和所述第2N倍頻電路的輸出電平進行比較的電平比較器，將所述電平比較器的輸出作為所述增益控制信號施加給所述可變增益N倍頻電路，由此，控制所述可變增益N倍頻電路的增益，使所述可變增益N倍頻電路的輸出信號和所述第2N倍頻電路的輸出信號的電平相等。
8.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於進而設置1個或多個第2可變移相器，將所述信號源的輸出作為輸入，或將所述信號源的輸出的反相信號作為輸入，並可以利用第2移相控制信號使相移旋轉量發生變化。
9.權利要求8記載的移相裝置，其特徵在於將所述相位比較器的輸出作為所述第2移相控制信號，提供給所述第2可變移相器。
10.權利要求9記載的移相裝置，其特徵在於所述第1可變移相器和所述第2可變移相器的與所述相位比較器的輸出相對應的相移旋轉量互不相同。
11.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於所述信號源、所述第1可變移相器、所述第1和第2N倍頻電路、和所述相位比較器的各輸入輸出是差動結構。
12.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於所述第1可變移相器具有將電容和通過所述第1移相控制信號使電阻值可變的可變電阻連接而成的高通濾波器或低通濾波器的結構。
13.權利要求12記載的移相裝置，其特徵在於作為可變電阻，使用N溝道或P溝道電晶體的導通電阻、或所述電晶體的導通電阻與電阻串聯或並聯連接而成的合成可變電阻，使所述第1移相控制信號與所述電晶體的柵極相連接來改變電阻值。
14.權利要求1記載的移相裝置，其特徵在於所述第1可變移相器具有將電阻和通過所述第1移相控制信號使電容值可變的可變電容連接而成的高通濾波器或低通濾波器的結構。
15.權利要求14記載的移相裝置，其特徵在於作為所述可變電容，使用所述可變電容二極體、或所述可變電容二極體與電容串聯或並聯連接而成的合成可變電容。
全文摘要
具有信號源、通過移相控制信號使相移旋轉量可變的可變移相器、第1和第2二倍頻電路、和90度相位比較器。信號源的輸出與可變移相器的輸入和第2二倍頻電路的輸入相互連接，可變移相器的輸出與第1二倍頻電路的輸入相連接，將第1二倍頻電路1的輸出作為第1輸出信號，將第2二倍頻電路的輸出作為第2輸出信號。而且，將第1輸出信號和第2輸出信號輸入到90度相位比較器。利用從90度相位比較器輸出的移相控制信號使可變移相器的相移旋轉量發生變化。由此，實現準確的90度的相位差。等振幅通過具有校正電路來實現。
文檔編號H03H11/02GK1750395SQ200510103878
公開日2006年3月22日 申請日期2005年9月16日 優先權日2004年9月16日
發明者田中崇敏, 田邊充, 片岡茂 申請人:松下電器產業株式會社