OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法及裝置與流程
2023-07-06 02:04:46
本發明屬於通信技術領域，尤其涉及一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法及裝置。
背景技術：
正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)是一種無線環境下的高速傳輸技術。OFDM技術將信道分成若干正交子信道，並把高速數據信號轉換成並行的低速數據流，調製到每個子信道上傳輸。
符號間幹擾(Inter Symbol Interference，ISI)是指同一信號由於多徑傳播在接收臺相互重疊而產生的幹擾。OFDM技術通過在每個OFDM符號前插入循環前綴(Cyclic Prefix，CP)來消除由信道多徑傳輸引起的ISI。假設，循環前綴中的信號與OFDM符號尾部寬度為Tg的部分相同，在實際系統中，OFDM符號在送入信道之前，首先要加入循環前綴，然後送入信道進行傳送。在接收端，首先將接收符號開始的寬度為Tg的部分丟棄，然後將剩餘部分進行傅立葉變換，然後進行解調。
但是，當多徑時延大於CP時，將會同時引起ISI和載波間幹擾(Inter Carrier Interference，ICI)。當CP的長度大於信道的衝激響應長度時，能夠同時消除ISI和ICI幹擾。通過增加CP長度來消除ISI和ICI幹擾，將極大地增加系統開銷從而降低系統吞吐率，同時，也降低了頻帶利用率。
技術實現要素：
有鑑於此，本發明的目的在於提供一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法及裝置，在不增加CP長度的前提下克服ISI幹擾和ICI幹擾。
第一方面，本發明提供一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法，應用於接收端，包括：
對接收到的OFDM符號，利用基於硬判決的判決反饋均衡器DFE消除符號間幹擾ISI，得到第一接收信號；
利用串行Q階最小均方誤差MMSE均衡器消除所述第一接收信號中的信道間幹擾ICI，得到發送符號；
對所述發送符號進行軟判決，得到所述發送符號對應子載波上的軟比特；
計算Turbo解碼器的最大對數似然比，將所述軟比特與所述最大對數似然比的乘積輸入至所述Turbo解碼器中，得到所述發送符號對應的原始比特流。
可選地，所述對接收到的OFDM符號，利用基於硬判決的判決反饋均衡器DFE消除符號間幹擾ISI，得到第一接收信號，包括：
接收OFDM時域符號，去除所述OFDM時域符號中的循環前綴，並對去除循環前綴後的OFDM時域符號進行快速傅立葉變換，得到頻域接收信號；
利用判決反饋均衡器DFE消除所述頻域接收信號中的所述ISI，得到所述第一接收信號，所述判決反饋均衡器DFE的表達式為：
Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1)
其中，Y'(n)表示第n個所述第一接收信號，Y(n)表示第n個所述頻域接收信號，X(n-1)表示第n-1個發送符號且X(n-1)通過硬判決檢測得到，V表示由大時延多徑引起的ISI幹擾中的信道響應矩陣。
可選地，所述利用串行Q階MMSE均衡器消除所述第一接收信號中的ICI，得到發送符號，包括：
將所述第一接收信號輸入所述串行Q階MMSE均衡器，在所述串行Q階MMSE均衡器的輸出端得到所述發送符號，所述串行Q階MMSE均衡器的表達式為：
其中，表示Q階MMSE均衡器，表示包含Q個所述第一接收信號的矩陣，Q＝2q+1。
可選地，所述對所述發送符號進行軟判決，得到所述發送符號對應子載 波上的軟比特，包括：
獲取所述發送符號的實部和虛部，得到所述發送符號對應子載波上的軟比特。
可選地，計算Turbo解碼器的最大對數似然比，將所述軟比特與所述最大對數似然比的乘積輸入至所述Turbo解碼器中，得到所述發送符號對應的原始比特流，包括：
利用最大對數似然比計算公式計算所述Turbo解碼器的最大對數似然比，其中，所述最大對數似然比計算公式為：
其中，LLRi表示第i個發送符號Xi對應的最大對數似然比；表示……、 表示……；
計算所述發送符號的實部real(Xi)與對應的所述最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·real(Xi)，以及，計算所述發送符號的虛部imag(Xi)與對應的所述最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·imag(Xi)；
將所述LLRi·real(Xi)和所述LLRi·imag(Xi)輸入所述Turbo解碼器，得到所述發送符號對應的原始比特流。
第二方面，本發明提供一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡裝置，應用於接收端，包括：
ISI幹擾消除模塊，用於對接收到的OFDM符號，利用基於硬判決的判決反饋均衡器DFE消除符號間幹擾ISI，得到第一接收信號；
ICI幹擾消除模塊，用於利用串行Q階最小均方誤差MMSE均衡器消除所述第一接收信號中的信道間幹擾ICI，得到發送符號；
判決模塊，用於對所述發送符號進行軟判決，得到所述發送符號對應子載波上的軟比特；
解碼模塊，用於計算Turbo解碼器的最大對數似然比，將所述軟比特與所述最大對數似然比的乘積輸入至所述Turbo解碼器中，得到所述發送符號對應的原始比特流。
可選地，所述ISI幹擾消除模塊，包括：
信號轉換子模塊，用於接收OFDM時域符號，去除所述OFDM時域符號中的循環前綴，並對去除循環前綴後的OFDM時域符號進行快速傅立葉變換，得到頻域接收信號；
ISI幹擾消除子模塊，用於利用判決反饋均衡器DFE消除所述頻域接收信號中的所述ISI，得到所述第一接收信號，所述判決反饋均衡器DFE的表達式為：
Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1)
其中，Y'(n)表示第n個所述第一接收信號，Y(n)表示第n個所述頻域接收信號，X(n-1)表示第n-1個發送符號且X(n-1)通過硬判決檢測得到，V表示由大時延多徑引起的ISI幹擾中的信道響應矩陣。
可選地，所述ICI幹擾消除模塊，具體用於：
將所述第一接收信號輸入所述串行Q階MMSE均衡器，在所述串行Q階MMSE均衡器的輸出端得到所述發送符號，所述串行Q階MMSE均衡器的表達式為：
其中，表示Q階MMSE均衡器，表示包含Q個所述第一接收信號的矩陣，Q＝2q+1。
可選地，所述判決模塊，具體用於：
獲取所述發送符號的實部和虛部，得到所述發送符號對應子載波上的軟比特。
可選地，所述解碼模塊，包括：
對數似然比計算子模塊，用於利用最大對數似然比計算公式計算所述Turbo解碼器的最大對數似然比，其中，所述最大對數似然比計算公式為：
其中，LLRi表示第i個發送符號Xi對應的最大對數似然比；表示……、 表示……；
解碼器輸入比特計算子模塊，用於計算所述發送符號的實部real(Xi)與對應的所述最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·real(Xi)，以及，計算所述發送符號的虛部imag(Xi)與對應的所述最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·imag(Xi)；
解碼子模塊，用於將所述LLRi·real(Xi)和所述LLRi·imag(Xi)輸入所述Turbo解碼器，得到所述發送符號對應的原始比特流。
本實施例提供的OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法，接收端接收到OFDM符號後，利用DFE均衡器消除ISI幹擾，然後，利用串行Q階MMSE均衡器消除ICI，得到發送符號；然後，對發送符號進行軟判決，得到發送符號對應子載波上的軟比特，最後計算權值LLR，將發送符號對應的軟比特與相應的權值LLR相乘後輸入至Turbo解碼器中，利用Turbo解碼器對軟比特信號進行解碼，得到發送符號對應的原始比特流。由上述過程可見，該方法在不增加CP長度的前提下，消除ISI幹擾和ICI幹擾，採用串行Q階MMSE均衡器降低了均衡器複雜度。而且，與Turbo解碼器結合後，使用LLR使均衡性能提高2dB。
附圖說明
為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖是本發明的一些實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。
圖1是本發明實施例一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法的流程圖；
圖2是Q-MMSE均衡器檢測後符號實部幅度分布概率示意圖；
圖3是本發明實施例一種仿真結果示意圖；
圖4是本發明實施例一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡裝置的示意圖；
圖5是本發明實施例一種ISI幹擾消除模塊的框圖；
圖6是本發明實施例一種解碼模塊的框圖。
具體實施方式
為使本發明實施例的目的、技術方案和優點更加清楚，下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。
請參見圖1，示出了本申請實施例一種OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法的流程圖，該方法應用於接收端，如圖1所示，該方法可以包括以下步驟：
S110，對接收到的OFDM符號，利用基於硬判決的DFE均衡器消除ISI幹擾，得到第一接收信號。
接收端從信道上接收OFDM符號，對於第n個OFDM符號的第l個接收樣點yl(n)，其時域接收信號的表達式為：
其中，公式1中rs(n)為OFDM時域信號，L為CP長度，信道衝擊響應h是長度為P的衝擊響應濾波器(Finite Impulse Response，FIR)，假設多徑時延分別為τ0,τ1,…τP-1，則對於基帶信號有：其中， V＝vP-1為信道最大多徑時延。Tc＝Tsym/N為基帶採樣間隔，Tsym是OFDM符號長度，N為OFDM符號採樣點數；dl(n)為白噪聲。
對第n個OFDM符號進行去CP操作，並進行快速傅立葉變換(Fast Fourier Transform，FFT)，則頻域接收信號表示為：
Y(n)＝H(n)X(n)+V(n)X(n-1)+D(n) (公式2)
其中，X(n)為發射端映射在頻域子載波的符號向量；H(n)表示發送符號X(n)對應的頻域信道響應矩陣；V(n)表示X(n-1)對應的信道響應矩陣；D(n)表示高斯白噪聲；
其中，X(n)＝[X0(n),X1(n),…XN-1(n)]T；
H(n)＝W'DFTC(n)W』IDFT-W'DFTA(n)W』IDFT，W'DFT＝WDFTT，其中，WDFT表示傅立葉變換矩陣且T表示元素逆序排列算子，其表達式為Ti,N-1-i＝1(i＝0,1,…,N-1)；A(n)表示由於大時延多徑引起的符號X(n)內的ICI幹擾，其表達式如公式3所示；C(n)表示信道響應循環矩陣，其表達式如公式5所示；
V(n)＝W'DFTB(n)W』IDFT；W』IDFT＝TWIDFT，表示傅立葉逆變化矩陣，B(n)表示前一個符號X(n-1)引起的ISI幹擾，其表達式如公式4所示。
D(n)＝W'DFTd(n)；
其中，
對於公式2，假設前一符號X(n-1)已經使用硬判決正確檢測，V即公式2中的V(n)由信道估計模塊得到，則ISI幹擾通過判決反饋均衡DFE消除，如公式6所示：
Y'(n)＝Y(n)-VX(n-1) (公式6)
其中，Y'(n)表示消除ISI幹擾後的第一接收信號，。
串行Q階MMSE均衡器的複雜度與經典的並行MMSE均衡器的複雜度(N3次複數乘)相比降低了[1-(N3/Q2)]％。
S120，利用串行Q階MMSE均衡器消除第一接收信號中的ICI，得到發送符號。
在本申請一種可能的實現方式中，串行Q階MMSE均衡器的表達式如下：
其中，表示Q-MMSE均衡器；
表示接收信號的自相關矩陣。
表示接收信號與Xi的互相關矩陣。
此表達式中各矩陣表示如下：
其中，表示信號功率，表示噪聲功率，Q＝2q+1表示Q-MMSE階數。下文假設發送信號功率歸一化
S130，對發送符號進行軟判決，得到發送符號對應子載波上的軟比特。
軟判決就是解調器將解調後的模擬信號直接接入到解碼器來實現解碼。
對檢測到的X(n)進行軟判決，分別得到第i個子載波上的軟比特為real(Xi)和imag(Xi)，real(Xi)表示Xi的實部，imag(Xi)表示Xi的虛部。
S140，計算Turbo解碼器的最大對數似然比，將軟比特與最大對數似然比的乘積輸入至Turbo解碼器中，得到發送符號對應的原始比特流。
Turbo解碼器是一種軟輸入軟輸出的解碼算法。
Turbo解碼器在Max-log-map準則下的最大對數似然比(Like Lihood Rate，LLR)如公式8所示：
其中，表示Q階MMSE均衡器輸出加性噪聲功率。
LLR在通信中通常用於軟解碼，不管發端發比特1還是比特0，接收端都可能誤判。如果收到信號r，正確判為0的概率與正確判為1的概率的比值就是似然比，再取自然對數即對數似然比。
其中，Q階MMSE均衡器檢測後的第i個符號輸出加性噪聲功率如公式9所示：
以雙徑信道為例:第一徑時延v0＝0，其值為：h0＝0.14-0.54i,第二徑時延vP-1＝253，其值為：h253＝-0.44+0.2i；則求得其中，(·)*表示求共軛運算，(·)-1表示求逆運算，(·)i,j表示矩陣的第i行第j列元素，表示矩陣的第2行第2列元素；
QPSK調製下，在仿真中取Q階MMSE均衡器檢測後符號X的實部real(Y)的概率密度分布結果如圖2所示，圖2中的曲線1表示第2個子載波對應的檢測後符號的實部概率密度分布曲線；曲線2表示第62個子載波上檢測後符號的實部概率密度分布曲線。從圖2可知，Q階MMSE均衡器輸出信號服從高斯分布，說明其輸出的加性噪聲確如公式9所示；且第62個子載波上檢測後的信號相比第2個子載波分布方差更大。
對於Q階MMSE均衡器，當Q＝2q+1足夠大時，等同於經典MMSE均衡器，因此得到公式10所述的表達式：
其中，表示矩陣的第q+1行第q+1列元素。
將公式10代入公式9中，得到公式11：
將公式11代入公式8中，可得LLR的計算公式如下：
則以QPSK為例，對於檢測後軟符號Xi，Turbo解碼器的輸入比特分別為：LLRi·real(Xi)及LLRi·imag(Xi)。
Turbo解碼器將輸入的軟比特進行解碼，得到發送符號對應的原始比特流。
利用上述實施例提供的OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法實施例，進行仿真測試，其中，設置仿真參數如表1所示：
表1
請參見圖3，示出了表1所示仿真參數的仿真結果示意圖，圖3中曲線1表示Q階串行MMSE均衡器(Q＝5)，LLR＝1(即，不使用LLR)對應的誤碼率曲線圖；曲線2表示並行MMSE均衡器不使用LLR對應的誤碼率曲線圖；曲線3表示串行MMSE均衡器(Q＝5)且LLR採用公式12計算得到時對應的誤碼率曲線圖；曲線4表示並行MMSE均衡器不使用LLR時所對應的誤碼率曲線圖。
由圖3可知，基於最大信噪比LLR軟比特輸出的DFE Turbo Q-MMSE均衡器誤碼率相比LLR＝1時性能提高2dB左右；Q＝5時，Q-MMSE均衡器性能接近MMSE均衡器，性能只差0.5dB，但Q-MMSE均衡器的複雜度卻大幅降低。
本實施例提供的OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法，接收端接收到OFDM符號後，利用DFE均衡器消除ISI幹擾，然後，利用串行Q階MMSE均衡器消除ICI，得到發送符號；然後，對發送符號進行軟判決，得到發送符號對應子載波上的軟比特，最後計算權值LLR，將發送符號對應的軟比特與相應的權值LLR相乘後輸入至Turbo解碼器中，利用Turbo解碼器對軟比特信號進行解碼，得到發送符號對應的原始比特流。由上述過程可見，該方法在不增加CP長度的前提下，消除ISI幹擾和ICI幹擾，採用串行Q階MMSE均衡器降低了均衡器複雜度。而且，與Turbo解碼器結合後，使用LLR提高了均衡性能。
對於前述的各方法實施例，為了簡單描述，故將其都表述為一系列的動作組合，但是本領域技術人員應該知悉，本發明並不受所描述的動作順序的限制，因為依據本發明，某些步驟可以採用其他順序或者同時進行。其次，本領域技術人員也應該知悉，說明書中所描述的實施例均屬於優選實施例，所涉及的動作和模塊並不一定是本發明所必須的。
相應於上述的OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡方法實施例，本發 明還提供了OFDM系統抵抗大時延多徑幹擾的均衡裝置實施例。
請參見圖4，示出了本發明實施例一種OFDM系統均衡裝置的框圖，如圖4所示，該裝置包括：ISI幹擾消除模塊410、ICI幹擾消除模塊420、判決模塊430和解碼模塊440。
ISI幹擾消除模410，用於對接收到的OFDM符號，利用基於硬判決的DFE消除ISI幹擾，得到第一接收信號。
在本發明一種可能的實現方式中，如圖5所示，ISI幹擾消除模塊410包括：信號轉換子模塊411和ISI幹擾消除子模塊412。
信號轉換子模塊411，用於接收OFDM時域符號，去除所述OFDM時域符號中的循環前綴，並對去除循環前綴後的OFDM時域符號進行快速傅立葉變換，得到頻域接收信號；
ISI幹擾消除子模塊412，用於利用DFE消除所述頻域接收信號中的所述ISI，得到所述第一接收信號，所述判決反饋均衡器DFE的表達式如公式6所示，此處不再贅述。
ICI幹擾消除模塊420，用於利用串行Q階MMSE均衡器消除第一接收信號中的ICI，得到發送符號。
將第一接收信號輸入串行Q階MMSE均衡器，在所述串行Q階MMSE均衡器的輸出端得到所述發送符號，串行Q階MMSE均衡器的表達式如公式7所示，此處不再贅述。
判決模塊430，用於對所述發送符號進行軟判決，得到發送符號對應子載波上的軟比特。
對檢測到的X(n)進行軟判決，分別得到第i個子載波上的軟比特為real(Xi)和imag(Xi)，real(Xi)表示Xi的實部，imag(Xi)表示Xi的虛部。
解碼模塊440，用於計算Turbo解碼器的最大對數似然比，將軟比特與所述最大對數似然比的乘積輸入至Turbo解碼器中，得到發送符號對應的原始比特流。
在本發明一種可能的實現方式中，如圖6所示，解碼模塊440包括：對 數似然比計算子模塊441、解碼器輸入比特計算子模塊442和解碼子模塊443。
對數似然比計算子模塊441，用於利用最大對數似然比計算公式計算所述Turbo解碼器的最大對數似然比，其中，所述最大對數似然比計算公式如公式12所示，此處不再贅述。
解碼器輸入比特計算子模塊442，用於計算發送符號的實部real(Xi)與對應的最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·real(Xi)，以及，計算發送符號的虛部imag(Xi)與對應的最大對數似然比LLRi的乘積，得到LLRi·imag(Xi)；
解碼子模塊443，用於將LLRi·real(Xi)和LLRi·imag(Xi)輸入Turbo解碼器，得到發送符號對應的原始比特流。
需要說明的是，本說明書中的各個實施例均採用遞進的方式描述，每個實施例重點說明的都是與其他實施例的不同之處，各個實施例之間相同相似的部分互相參見即可。對於裝置類實施例而言，由於其與方法實施例基本相似，所以描述的比較簡單，相關之處參見方法實施例的部分說明即可。
最後，還需要說明的是，在本文中，諸如第一和第二等之類的關係術語僅僅用來將一個實體或者操作與另一個實體或操作區分開來，而不一定要求或者暗示這些實體或操作之間存在任何這種實際的關係或者順序。而且，術語「包括」、「包含」或者其任何其他變體意在涵蓋非排他性的包含，從而使得包括一系列要素的過程、方法、物品或者設備不僅包括那些要素，而且還包括沒有明確列出的其他要素，或者是還包括為這種過程、方法、物品或者設備所固有的要素。在沒有更多限制的情況下，由語句「包括一個……」限定的要素，並不排除在包括所述要素的過程、方法、物品或者設備中還存在另外的相同要素。
對所公開的實施例的上述說明，使本領域技術人員能夠實現或使用本發明。對這些實施例的多種修改對本領域技術人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發明的精神或範圍的情況下，在其它實施例中實現。因此，本發明將不會被限制於本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的範圍。
以上所述僅是本發明的優選實施方式，應當指出，對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護範圍。