一種超低旁瓣脈衝壓縮方法
2023-07-19 22:44:36 2
專利名稱：一種超低旁瓣脈衝壓縮方法
技術領域：
本發明屬於信號處理技術領域，它涉及超低旁瓣脈衝壓縮技術。
背景技術：
雷達的距離分辨力取決於信號帶寬，在普通脈衝雷達中，雷達信號的時寬帶 寬積為一常量(約為1)，因此不能兼顧距離分辨力和速度分辨力兩項指標。現 代雷達系統廣泛採用脈衝壓縮技術，它採用寬脈衝發射以提高發射的平均功率， 保證足夠的最大作用距離，而在接收時採用相應的脈衝壓縮法獲得窄脈衝，以提 高距離分辨力，因而能較好地解決作用距離和分辨能力之間的矛盾。 這種體制最顯著的特點是
(1) 它的發射信號採用載頻按一定規律變化的寬脈衝，使其脈衝寬度與有效 載頻譜寬度的乘積57">〉1，這兩個信號參數基本上是獨立的，因而可以分別加 以選擇來滿足戰術要求。在發射機峰值功率受限的條件下，它提高了發射機的平 均功率i^，增強了發射信號的能量，因此擴大了探測距離。
(2) 在接收機中設置一個與發射信號頻譜相匹配的壓縮網絡，使寬脈衝的發 射信號(一般認為也是接收機輸入端的回波信號)變成窄脈衝，因此保持了良好 的距離分辨力。這一處理過程稱之為"脈衝壓縮"。
(3) 有利於提高系統的抗幹擾能力。對有源噪聲幹擾來說，由於信號帶寬很
大，迫使幹擾機發射寬帶噪聲，從而降低了幹擾的譜密度。對回答式幹擾也由於 採用了複雜的脈衝內調製，在信號的延遲、放大、轉發過程中會產生更大的畸變， 從而得到一定的抑制。至於消極幹擾，則由於提高了系統的分辨能力，抗幹擾性 能也有一定的改善。
由於脈衝壓縮體制的這些優點，脈衝壓縮體制己成為近代雷達廣泛應用的一 種體制。
常見的脈衝壓縮體制是在匹配濾波器後面再加上加權窗形成最佳的失配網 絡，來達到脈衝寬度的壓縮的同時保證儘可能高的輸出信噪比。傳統的加權窗有矩形函數、泰勒加權、海明加權等，這些經典的加權窗即使在壓縮比大於200 時，旁瓣電平也只能壓縮到-40dB左右。如此高的旁瓣完全有可能使強幹擾的回 波淹沒掉目標的回波，造成測距的不準。
近年來，數字脈衝壓縮技術的理論和算法成為了一個研究熱點，各種數字脈 衝壓縮的算法層出不窮，這大大推進了數字脈衝壓縮技術的的發展。這些算法大 部分都圍繞改善脈衝壓縮RMS (主副比)，但至今沒有一種有效的適合於各種脈 壓信號的通用方法來得到大的RMS。例如N. Vincent, J. Richard, N. Suinot在"Very low side-lobe level pulse compression for rain radar" —文中提出了一禾中非線性調頻 信號，其RMS可達到60dB以上，比常規脈壓算法的RMS大為提高，但它並沒 一般性地指出脈衝壓縮中RMS的改善方法。又比如徐慶、徐繼麟、黃香馥在"一 種脈衝壓縮信號旁瓣抑制方法" 一文中提出了一種改進RMS的新方法，但其效 果不是很顯著。
常規的脈衝壓縮雷達接收機中，在中頻採用模擬混頻正交變換到基帶，再進 行數位化。這種體制的缺點在於很難保證I、 Q雙通道模擬本振的嚴格正交，從 而在正交變換過程中引入很大的鏡頻幹擾。隨著A/D技術的提高，在中頻進行 數字正交變換成為可能。目前常見的脈衝壓縮體制雷達其信號處理前端，先進行 中頻數字採樣，多以大於4B(B為信號帶寬)的採樣率採樣，之後進行數字下變頻 得到雙通道的基帶信號，之後進行脈壓處理。這種處理結構，無論脈壓是在頻域 還是時域進行，總的運算量都較大，較大的運算量導致了系統結構的複雜以及成 本的提高。通過對於數字正交採樣和脈衝壓縮的研究，蘇濤、強生斌、吳順君在 "數字正交採樣和脈壓的高效算法及實現" 一文中提出了一種高效的合成算法。
發明內容
為了儘量壓低旁瓣電平，以使旁瓣電平與噪聲電平相仿，本發明一種超低旁 瓣脈衝壓縮方法，能夠有效的降低旁瓣電平，從而降低雷達的虛警率。
為了方便描述本發明的內容，首先作以下術語定義
定義1中頻脈壓信號xO卜Re(/(/"exp(y、2" /。》，/。為中頻載頻，/(/)為
發射的基帶參考信號，傅立葉變換表示為F(w)， Re[]表示取實部。 定義2帶通採樣
帶通採樣率為/、54/。/2m + l，且/、>25， m為整數，S為信號帶寬，/。為中頻載頻。
定義3多相濾波結構
若濾波器傳遞函數為/ZO)，脈衝響應為/7(n)，則//(" = |^-^Jz"，
A=0
A(^)為其分支濾波器，那麼&(z) = + 其中D為分支數。 定義4數字正交變換
所謂數字正交變換實際上就是先對模擬信號;c(O通過A/D採樣數位化後形 成數字序列，然後與兩個正交本振序列cos(叫")、sin(w。w)相乘 (w。 =2<。//5 )，再通過數字低通濾波來得到基帶覆信號。 定義5時延濾波
在基於多相濾波的數字正交變換中，中頻數位訊號如下
f 2附+12附+1 x(w) = cos[2;r + + = cos cos(^^朋)—sin sin(-
,、 ,2m + l 、 , 、 . ,2w + l 、 =xwcos(~^~朋)_ xfty (w) sin(~~^~朋)
2
2
2
由上式可得
x(2") = xB/ (2") (—1)" ， x(2n +1) = x說)(2" +1) (_1)"
令(") = xw (2") ， A。(")= (2" +1) 則
xV (一") = l/2xfi/(一"/2) ,x'吸")=l/2xfi。(e,/2)""/2
可知兩者的數字譜相差一個延遲因子一"/2，所以要對序列進行時延濾波( 定義6共軛對稱與反對稱分解 對義("做共軛對稱與反對稱分解如下
2
(1)
(2)
(3)
其中A^(A)為共軛對稱分量，X。""為共軛反對稱分j
6定義7設參考信號為/(/),其傅立葉變換表示為F(w)
定義8設匹配濾波器頻域響應為/Z(ft;;^W(fi;)exp(-_/紐。)，F(w)為參考信號 傅立葉變換，/。為實現匹配濾波所需要的延遲時間 定義9設加權函數傅立葉變換為『(w) 定義IO設目標回波的脈壓頻域輸出為r(w)，時域為j;(O
本發明提出了一種超低旁瓣脈衝壓縮方法，它包含如下步驟 步驟l中頻回波信號數位化
對輸入的中頻回波信號進行帶通採樣，並將帶通採樣輸出的數字序列分兩路
進行抽取，得到兩路序列，如圖2所示， 一路稱為I路序列， 一路稱為Q路序列；
步驟2數字序列預處理
對步驟1得到的I、 Q兩路數字序列的符號進行修正，如圖2所示，其中當m
為偶數時，則選擇(-lf+'， m為奇數時選擇(-l) p = 0,l,2,3...， m為任意整數，
進行帶通採樣，得到預處理後的I路數字序列和Q路數字序列；其中I代表同相 分量，Q代表正交分量；
步驟3時延校正，得到回波信號移頻後的頻譜
對步驟2得到的預處理後的I、 Q兩路數字序列進行複數FFT，分解出I、 Q 兩路數字序列分別對應的頻譜，並對Q路數字序列進行延時濾波得到經過延時 濾波後Q路數字序列頻譜，將I路數字序列的頻譜與經過延時濾波後的Q路數 字序列頻譜相加，得到回波信號移頻後的頻譜。分解出I、 Q兩路數字序列分別 對應的頻譜和對Q路數字序列頻譜做延時濾波的過程如下所示
X'(A)=臘(^ (") + 7,*x、("》 (6)
將得到的l'Ot)進行如下的共軛對稱與反對稱分解
"印("=W + y (—"]/2 ' X、("=[義'("-X'*/ 2 (7)
則
W = ￡)F7XA,("》=X、 (" ， X'欲,(A) = DfT(xV; (")) = —; * X'。p W (8)對義、e(A)進行頻域延時濾波，濾波器為/^(e>/2) = e—w";
其中X'("為將I、 Q兩路數字序列看作複數序列時的頻譜；義''("為1'(" 的共軛；Z;("為X'(A:)的共軛對稱分量，X;(A:)為X'(A:)的共軛反對稱分量;
""")為I路數字序列，W為I路數字序列頻譜；；^(")為Q路數字序列，
義、e(AO為Q路數字序列頻譜；
步驟4求取超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果
設計一個矩形函數，使矩形函數的長度小於脈壓處理過程中所處理數據序列
長度的1/4，將該矩形函數與其自身做四次以上巻積，運算得到巻積後的結果， 將該巻積後的結果作為超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果； 步驟5設計濾波器
根據歩驟4中得到的超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果，反求加權函數，如下式
其中F(w)為參考信號頻譜，//(w)為匹配濾波器，則W(w)即是所需的頻域加權
函數。//(6>)*『(《)則構成脈壓濾波器，將實際工程中提供的低通濾波器與脈壓
濾波器合併得到合併後的低通濾波器； 步驟6頻域濾波
利用步驟5中得到的合併後的低通濾波器，在頻域上對歩驟3所得到的回波 信號移頻後的頻譜進行濾波，得到脈衝壓縮的頻域結果； 步驟7脈壓結果
對步驟6中得到的脈衝壓縮頻域結果進行頻譜疊加，之後對疊加後的頻譜進 行IFFT，得到最終的具有超低旁瓣效果的脈衝壓縮結果。 需要說明的是
步驟1中分兩路進行抽取時，其中一路序列的移動半個採樣時刻後再抽取， 抽取後的序列稱為Q路序列。
步驟3中將I、 Q兩路數字序列的頻譜相加時，要將Q路對應的頻譜乘j後 再相加，也就是說將Q路序列看成純虛數。步驟4中確定r(w)的原理解釋如下根據辛格函數的旁瓣電平為-13.2dB，
則多個辛格函數相乘則旁瓣電平會降低。時域上多個辛格函數相乘等效於在頻域 上相應的矩形函數的巻積。矩形函數長度的選擇要根據所要求的旁瓣電平選擇， 同時多次巻積結果(也就是輸出的頻譜)要主要集中於信號帶寬內，以降低信噪 比損失。為了同時滿足脈壓的超低主副比和主瓣展寬，必須提高採樣率。實際上 本方法從另一個角度來看就是充分利用大的頻域寬度來達到壓縮旁瓣的目的。仿 真證明，在採樣率小於信號帶寬2倍時，不能同時滿足超低旁瓣和小的主瓣展寬。 在當採樣率大於信號帶寬2倍以上時，可以滿足超低旁瓣與小的主瓣展寬，具體 指標可折中選擇。根據折中選取脈壓各項指標的原則，對矩形函數，進行多次巻 積運算，得到所需要的低旁瓣脈壓輸出波形的傅立葉變換y(w)。
步驟4中設計矩形函數時，矩形函數長度也不能太小，否則會導致脈壓的主
瓣展寬太大，滿足不了工程需要，具體的長度選擇需通過仿真實驗反覆的比較篩 選。
歩驟4中，當脈壓信號為相位編碼信號時，脈壓頻譜函數可能有零點，不能
直接倒推求取加權函數，需要對頻譜零點做一定修正，將零點頻譜用一較小的數 值代替。倒推求得的加權函數，由於失配較為嚴重，可能會導致輸出信噪比的惡 化。當信噪比惡化較大時，需要對加權函數進行一定的修正，將引入了大噪聲的 頻率點數值增大。
步驟7中頻譜疊加的過程相當於在時域上進行抽取，因此應保證抽取之後的
數據率滿足採樣定理。
本發明的原理是
經典的加權窗都是直接對匹配濾波器的輸出進行濾波，不同參數的信號的加 權窗都相同。本算法先提出一種各項指標都滿足雷達系統要求的壓縮後的波形，
再反求加權窗，因此對不同參數的信號，其加權窗將不完全相同。若y(w)表示
有目標回波時的脈壓頻域輸出，即所提出的一種各項指標都滿足雷達系統要求的
壓縮後的波形的傅立葉變化，F(w)表示參考波形的傅立葉變化，//(w)表示匹配
濾波器頻率響應，則加權窗函數可按下式求得= ~~^~~。為了達到使wo的旁瓣很小，y(w)的帶寬要求很高，則必須提高採樣率，因此可考慮將
該算法應用在中頻採樣系統中。
當以帶通採樣定理進行中頻數位化時，設輸入信號為
柳=a0) cos[2t^ + (10)
其中/。為中頻載頻，"(0為幅度函數，通常為矩形脈衝，p(/)表示信號相位。 採樣率滿足帶通採樣定理，為
/、. ="^~(m = 0,1,2，...) 、2w + l
得到釆樣序列為
x(w) = a(n) cos[2;rw + = cos[2;r (2:+ " " +
="("w—(平朋)— 參(^i朋)
=x, (w) cos(~^~~朋)-x0 (w) sin(~^~朋)
由上式可得，當"=^，/ =0，/，麼…時
x(2 / ) = x, (2 / ) cos[(2m + l)別=x, (2 p)(— 1)"
當《=2p+7,p=6U，2,…曰寸
(11)
(12)
(13)
,，j、 。
^、 . 「2附+ 1門』，fx。(2;7 + l)(-l廣1附為偶數l ^ xtf(2p + l)(-l)p w為竒數J
(14)
令^,H)"，"老");(
L x(2p + l)*(—I)" w為奇數J 則x', (p) = X, (2p), x' e (p) = Xg (2" +1)
由抽取原理知道，如果x/(^和x";^的數字譜寬度小於"/2，則其2倍抽取
序列x',(^和x'efe)可以無失真地表示原序列。xVW和x'g(^的數字譜為
x ,(一"=會A (A) ， x'(' (O =會xe (盧) 盧 (15)
也就是說兩者的數字譜相差一個延遲因子expV/"。可以採用濾波器對其頻譜進行校正，I、 Q兩路的校正濾波器頻率響應(分別為/f,(e。和/^(e，))應 滿足
-n且|// =|//,(0|=1 (16)
因此正交插值可利用多相濾波來實現，又由於正交插值與脈衝壓縮都可在頻 域中實現，且頻域實現運算量大為減少，因此將兩部分結合在一起完成，運算量 進一步降低。 本發明的創新點在於-
提出一種各項指標都滿足雷達系統要求的壓縮後的超低旁瓣波形，再在頻域 反求加權窗。由於這種各項指標都滿足雷達系統要求的壓縮後的超低旁瓣波形其 頻域帶寬很大，所以要求大的釆樣率，顯然在基帶採樣中應該算法必然導致大的 數據率，提高硬體成本，所以我們應用在中頻採樣的系統中，根據正交插值與脈 衝壓縮等可在頻域來實現，且正交插值可利用多相濾波降低數據率來完成的原 理，設計了基於多相濾波的正交插值與脈衝壓縮合成算法結構，該合成算法結構 可方便的應用前面提出的超低旁瓣脈壓算法，並且其運算量比常規的方法更小， 性能更好。
本發明解決的技術問題
在常規的脈衝壓縮體制中，其主副比(RMS) —般僅為40dB左右，小壓縮 比的信號的RMS甚至降低到30dB，如此高的旁瓣會使得雷達檢測中強目標回波 淹沒掉弱目標回波或造成虛警率的提高，應用本發明可大大提高脈壓的主副比 (RMS)，而對信噪比與主瓣寬度的影響較小，因而大大提高了脈壓的性能。
本發明的優點是
在對脈壓其他指標影響較小的條件下，提高了脈壓的主副比(RMS)，從而 降低旁瓣電平，達到降低雷達虛警率的目的。本發明可廣泛用於脈衝壓縮體制雷 達中。
圖1本發明方法流程框圖 圖2本發明方法原理方案框圖。
圖中y;為採樣率，/。為中頻載頻，w為任意整數，z表示數位訊號移動一個時間單位，丄2表示2倍抽取，/p = 0,l,2...。圖中若附為奇數時，則選擇(-l)州，
否則選擇(-lf， A/D表示數模轉換模塊。
具體實施例方式
本發明的所有步驟、結論都在MATLAB 7. 0上驗證正確。具體實施步驟如下 步驟1中頻回波信號數位化
對中頻脈壓信號進行基於多相濾波的數字正交變換。
中頻脈衝回波參數為/Q=15M/fe，脈衝時寬為T = 50m，帶寬為 5 = 2M/fe，則中頻回波脈衝可表示為
jc(0 = Re"(〃r)cos(2;r(/。 +力)""2), ^為都卜勒頻移。
如圖2所示，對上述信號進行採樣率為/、=20她2的帶通採樣，將採樣數據
分解為I、 Q兩路數字序列； 步驟2數字序列預處理
將步驟1得到的I、 Q兩路數字序列進行2倍抽取，並對兩路數字序列的符
號進行修正，如圖2，其中對於Q數字序列，當m為偶數時，則乘(-l)"+'，當m
為奇數時，乘(-I)p。 I路數字序列總是乘(-1)"。 /7為自然數；
步驟3時延校正，得到回波信號移頻後的頻譜
對I、 Q兩路數字序列進行複數FFT，分解出I路、Q路分別對應的頻譜(根據式 6、 7)，並對Q路數字序列在頻域進行延時濾波，之後將Q路頻譜乘j加上I路頻譜， 得到回波信號移頻後的頻譜； 步驟4求取超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果y(&)
設計矩形函數Wl長度為65點，則欲得到的超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果
，)為
Y-conv(conv(conv(conv(wl ,wl ),conv(wl ,wl ))，conv(conv(wl ,wl )，conv(wl ，wl )))，conv(conv(conv(w 1, w 1 )，conv(w 1, w 1 )),conv(conv(w 1, w 1 ),conv(w 1 ， w 1))));
其中Corw(,)表示巻積運算； 步驟5設計濾波器
12根據步驟4得到的超低旁瓣脈衝壓縮結果的傅立葉變換r(w)反推得到旁瓣 抑制加權函數，方法為w=Y./(H.*conj(H))，則脈壓濾波器為H.*W;
將實際工程中提供的低通濾波器與上面求得的脈壓濾波器合併得到合併後 的低通濾波器； 步驟6頻域濾波
利用步驟5設計的合併後的低通濾波器在頻域上對步驟3得到的回波信號頻 譜進行濾波，得到在頻域上的脈衝壓縮結果； 步驟7求得脈壓結果
對步驟6中得到的頻域信號做頻譜疊加，相當於在時域上做抽取，之後進行 IFFT，得到脈壓結果。
將得到的頻域結果1-256點、513-768點、1025-1280點、1537-1792點疊加 為256點數據，將剩餘的1024點混疊為另外256點數據，在將兩部分頻譜組成 一個完整頻譜，進行512點IFFT，此時數據率已變為2.5MHz。
本發明的優點在於降低了脈衝壓縮中的旁瓣電平。
通過將本發明所提出的超低旁瓣脈衝壓縮方法與傳統的脈衝壓縮方法做對 比，可以看出，傳統的脈衝壓縮方法脈壓後的旁瓣電平只能抑制到-40dB左右， 而本發明所提出的超低旁瓣脈衝壓縮方法脈壓後的旁瓣電平可抑制到-52dB或 更低，具體的數值取決於採樣率的相對大小。因此，與傳統的脈衝壓縮方法相比， 採用本發明的技術可有效降低雷達的虛警率。
權利要求
1、一種超低旁瓣脈衝壓縮方法，其特徵是它包含如下步驟步驟1中頻回波信號數位化對輸入的中頻回波信號進行帶通採樣，並將帶通採樣輸出的數字序列分兩路進行抽取，得到兩路序列，一路稱為I路序列，一路稱為Q路序列；步驟2數字序列預處理對步驟1得到的I、Q兩路數字序列的符號進行修正，其中當m為偶數時，則選擇(-1)p+1，m為奇數時選擇(-1)p，p＝0，1，2，3…，m為任意整數，進行帶通採樣，得到預處理後的I路數字序列和Q路數字序列；其中I代表同相分量，Q代表正交分量；步驟3時延校正，得到回波信號移頻後的頻譜對步驟2得到的預處理後的I、Q兩路數字序列進行複數FFT，分解出I、Q兩路數字序列分別對應的頻譜，並對Q路數字序列進行延時濾波得到經過延時濾波後Q路數字序列頻譜，將I路數字序列的頻譜與經過延時濾波後的Q路數字序列頻譜相加，得到回波信號移頻後的頻譜；分解出I、Q兩路數字序列分別對應的頻譜和對Q路數字序列頻譜做延時濾波的過程如下所示X′(k)＝DFT(x′BI(n)+j*x′BQ(n)) (6)將得到的X′(k)進行如下的共軛對稱與反對稱分解X′ep(k)＝[X′(k)+X′*(-k)]/2，X′op(k)＝[X′(k)-X′*(-k)]/2 (7)則X′BI(k)＝DFT(x′BI(n))＝X′ep(k)，X′BQ(k)＝DFT(x′BQ(n))＝-j*X′op(k)(8)對X′BQ(k)進行頻域延時濾波，濾波器為HQ(ejω/2)＝e-jω/2；其中X′(k)為將I、Q兩路數字序列看作複數序列時的頻譜；X′*(k)為X′(k)的共軛；X′ep(k)為X′(k)的共軛對稱分量，X′op(k)為X′(k)的共軛反對稱分量；x′BI(n)為I路數字序列，X′BI(k)為I路數字序列頻譜；x′BQ(n)為Q路數字序列，X′BQ(k)為Q路數字序列頻譜；步驟4求取超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果設計一個矩形函數，使矩形函數的長度小於脈壓處理過程中所處理數據序列長度的1/4，將該矩形函數與其自身做四次以上卷積運算，得到卷積後的結果，將該卷積後的結果作為超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果；步驟5設計濾波器根據步驟4中得到的超低旁瓣脈衝壓縮頻域結果，反求加權函數，如下式<![CDATA[ W ( )= Y ( ) F ( )*H ( ) --- ( 9 ) ]]>其中F(ω)為參考信號頻譜，H(ω)為匹配濾波器，則W(ω)即是所需的頻域加權函數；H(ω)·W(ω)則構成脈壓濾波器，將實際工程中提供的低通濾波器與脈壓濾波器合併，得到合併後的低通濾波器；步驟6頻域濾波利用步驟5中得到的合併後的低通濾波器，在頻域上對步驟3所得到的回波信號移頻後的頻譜進行濾波，得到脈衝壓縮的頻域結果；步驟7脈壓結果對步驟6中得到的脈衝壓縮頻域結果進行頻譜疊加，之後對疊加後的頻譜進行IFFT，得到最終的具有超低旁瓣效果的脈衝壓縮結果。
全文摘要
本發明提供了一種超低旁瓣脈衝壓縮方法，它是針對各項指標都滿足雷達系統要求的壓縮後的超低旁瓣波形，在頻域反求加權窗，根據正交插值與脈衝壓縮可在頻域來實現和正交插值利用多相濾波降低數據率來完成的原理，提出基於多相濾波正交插值與脈衝壓縮合成算法結構。採用本發明，在對脈壓其他指標影響較小的條件下，提高了脈壓的主副比，從而能夠有效的降低旁瓣電平，達到降低雷達虛警率的目的，本發明可廣泛用於脈衝壓縮體制雷達中。
文檔編號H04J11/00GK101599932SQ20081004461
公開日2009年12月9日 申請日期2008年6月3日 優先權日2008年6月3日
發明者宋奇菊, 賀知明 申請人:電子科技大學