用於反激式電源變換器的動態閾值調節的系統和方法

2023-07-07 09:46:16 1

專利名稱：用於反激式電源變換器的動態閾值調節的系統和方法
技術領域：
本發明涉及集成電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器(flybackpower converter)。但是將認識到，本發明具有寬得多的應用範圍。
背景技術：
一般地，傳統的電源變換系統通常使用變壓器來隔離初級側上的輸入電壓與次級側上的輸出電壓。為了調整輸出電壓，諸如TL431和光電耦合器之類的某些組件可被用來將反饋信號從次級側發送到初級側上的控制器晶片。替代地，次級側上的輸出電壓可以被反映(image)到初級側，因此，通過直接調節初級側上的一些參數來控制輸出電壓。圖I是示出具有初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。電源變換系統100包括初級繞組110、次級繞組112、輔助繞組114、功率開關120、電流感測電阻器130、輸出線纜的等效電阻器140、電阻器150和152，以及整流二極體160。例如，功率開關120是雙極電晶體。在另一不例中，功率開關120是MOS電晶體。為了調整輸出電壓到額定電壓範圍內，通常需要提取與輸出電壓和輸出負載有關的信息。在斷續傳導模式(DCM)中，這樣的信息可以通過輔助繞組114來提取。當功率開關120導通時，能量被存儲在次級繞組112中。然後，當功率開關120截止時，所存儲的能量被釋放到輸出端，並且輔助繞組114的電壓如下所示這樣來映射次級側上的輸出電壓。Vfb = -~—xVaux =灸X x4 + 4 X )(等式 I)
尺I + A其中，Vfb表示節點154處的電壓，並且Vaux表示輔助繞組114的電壓。R1和R2分別表示電阻器150和152的電阻值。另外，n表示輔助繞組114與次級繞組112之間的匝數t匕。具體地，n等於輔助繞組114的匝數除以次級繞組112的匝數。V。和I0分別表示輸出電壓和輸出電流。此外，VF表示整流二極體160的正向電壓，並且Req表示等效電阻器140的電阻值。而且，k表示如下所示的反饋係數k= RR:R、等式圖2是示出反激式電源變換系統100的傳統操作機制的簡化示圖。如圖2所示，變換系統100的控制器晶片使用採樣保持機制。當次級側上的退磁過程幾乎完成並且次級繞組112的電流I.幾乎變為零時，輔助繞組114的電壓Vaux例如在圖2的點A處被採樣。採樣的電壓值通常被保持直到下一電壓採樣被執行為止。通過負反饋環，採樣的電壓值可以變得等於參考電壓VMf。因此，Vfb = Vref (等式 3)組合等式I和3，可以獲得下面的等式(等式 4)kxn
基於等式4，輸出電壓隨著輸出電流的增大而減小。脈寬調製(PWM)和脈衝頻率調製(PFM)兩者可以應用於原邊檢測和調整。圖3和圖4都是示出了在脈衝頻率調製下具有針對恆定輸出電壓的初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。如圖所示，電源變換系統300包括指數生成器310、開關320、初級繞組340、次級繞組342、電容器352、誤差放大器360、比較器370、退磁檢測器380、振蕩器390以及端子330、332和334。另外，電源變換系統300還包括電阻器322、觸發器組件374、門驅動器384和比較器386。
類似地，電源變換系統400包括指數生成器410、開關420、初級繞組440、次級繞組442、電容器452、誤差放大器460、比較器470、退磁檢測器480、振蕩器490以及端子430、432和434。另外，電源變換系統400還包括電阻器422、觸發器組件474、門驅動器484和比較器486。例如，指數生成器310或410包括受恆定周期T的振蕩器控制的開關-電容電路。在另一不例中，開關320是雙極電晶體，並且開關420是MOS電晶體。如圖3或4所示，退磁檢測器380或480分別向指數生成器310或410輸出信號382或482。另外，振蕩器390或490也分別向指數生成器310或410輸出信號392或492。另外，開關320或420經由端子334或434而由信號396或496控制。此外，用於檢測流經初級繞組340或440的電流的信號398或498分別由電阻器322或422生成，並且分別由端子330或430接收。圖5是示出用於傳統電源變換系統300或400的傳統指數生成器310或410的簡化示圖。傳統指數生成器500可被用作指數生成器310或指數生成器410。如圖所示，指數生成器500包括開關510、520和540，電容器514和524，計數器550，分頻器560，開關控制器570以及非(NOT)門580。開關510由信號512控制，開關520由信號522控制，並且開關540由信號542控制。例如，信號542是信號382或482。信號512和522是至少基於從振蕩器輸出的時鐘信號532而生成的。例如，時鐘信號532是分別由振蕩器390或490生成的信號392或492。具體地，當開關510閉合併且開關520和540斷開時，參考電壓Vrefb對電容器514充電。反之，當開關520閉合併且開關510和540斷開時，一些電荷從電容器514轉移到電容器524，從而使得電容器524上的電壓上升。隨著電容器524上的電壓變得越來越高，在保持開關540斷開的情況下每次使開關510斷開並使開關520閉合時，從電容器514轉移到電容器524的附加電荷量變得越來越少。因此，如果開關540保持斷開，則在開關510斷開和閉合之間交替並且開關520在閉合和斷開之間交替的情況下，電容器524上的電壓近似以指數方式上升。當開關540通過信號542被閉合時，電容器524通過參考電壓Vrafa被放電。此後,信號542將開關540從閉合改為斷開。如圖5所示，計數器550還接收信號542和來自分頻器560的信號552。信號552表示由分頻器560接收的時鐘信號532的上升沿。時鐘信號532的時鐘周期標識為T。當信號542將開關540從閉合改變為斷開時,計數器550也被復位。基於信號552,計數器550生成輸出信號554。輸出信號554包括輸出信號clk2、clk4. · · cl km. · ·和clkN，其中，2彡m彡N。m和N各自等於2的冪(例如2的整數冪)。當clkm信號在自復位起的第一時間期間從邏輯低電平上升為邏輯高電平(例如，從「O」電平到「I」電平)時，自上次復位
γγ V rT
起的時間段為》X r = —。η表示以時鐘周期的數目計算的自上次復位起的時間段。另外，計數器 550還將輸出信號556發送給開關控制器570。基於輸出信號556,開關控制器570僅閉合開關中分別與「elk」、「 l/2clk」、「 l/4clk」和「 l/8clk」相對應的一個開關。具體地，如果O彡η彡64，則與「elk」相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換周期等於T。如果64<n彡128，則與「l/2clk」相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換周期等於2T。如果128 512，則與「 l/8clk」相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換周期等於8T。因此，
^(nxT〕、KaJn) = (Vreftt-Vrefa)X+% (等式 5)
VJ其中，Vramp表不信號526的電壓大小。例如,信號526是信號312或412。另外，V1^fa和Vrefb都表示恆定電壓電平。例如，Vrefa等於IV，Vrefb等於3V。此外，η表示自計數器550的上次復位起以時鐘周期的數目計算的信號526上升的時間。T是時鐘信號532的時鐘周期。此外，τ是時間常數。具體地，如果O彡η彡64，則τ = 128 X T ;如果64 < η彡128，貝 Ij τ = 256ΧΤ ;如果 128<η彡 256，則 τ = 512 X T ;並且如果 256 < η，則 τ = 1024ΧΤ。返回圖3或圖4，當開關320或420導通時，變壓器存儲能量。流經初級繞組340或440的電流線性地傾斜上升，並且信號398或498(例如，電流感測電壓)也線性地傾斜上升。信號398或498分別由比較器386或486接收，並且分別與閾值信號399或499相比較以用於過電流保護(OCP)。例如，閾值信號399或499是等於O. 5V的閾值電壓。作為響應，比較器386或486將比較信號388或488輸出給觸發器組件374或474。例如，如果信號398在大小上超過閾值信號399，則比較信號388為邏輯高電平。在另一示例中，如果信號498在大小上超過閾值信號499，則比較信號488為邏輯高電平。當開關320或420截止時，存儲在變壓器中的能量被釋放給輸出端。退磁過程開始，並且流經次級繞組342或442的電流線性地傾斜下降。當退磁過程幾乎結束並且流經次級繞組342或442的電流接近零時，採樣信號350或450被生成以對端子332或432處的反饋電壓採樣。經採樣的電壓被保持在電容器352或452上。另外，採樣/保持電壓與參考電壓，例如2V相比較，並且採樣/保持電壓與參考電壓Vref之間的差值被誤差放大器360或460放大以生成放大信號362或462。放大信號362或462由比較器370或470的負輸入端子接收，比較器370或470的輸出信號372或472由觸發器組件374或474接收並且分別用來生成信號396或496。觸發器組件374接收信號372和388，並且作為響應生成信號376。如果信號372為邏輯高電平並且信號388為邏輯低電平，則信號376為邏輯高電平。反之，如果信號372為邏輯高電平並且信號388也為邏輯高電平，則信號376為邏輯低電平。類似地，觸發器組件474接收信號472和488，並且作為響應生成信號476。如果信號472為邏輯高電平並且信號488為邏輯低電平，則信號476為邏輯高電平。反之，如果信號472為邏輯高電平並且信號488也為邏輯高電平，則信號476為邏輯低電平。如圖3所示，信號376由門驅動器384接收，門驅動器384將信號396輸出給開關320。如果信號376為邏 輯高電平，則信號396也為邏輯高電平並且使得開關320導通。反之，如果信號376為邏輯低電平，則信號396也為邏輯低電平並且使得開關320截止。類似地，如圖4所示，信號476由門驅動器484接收，門驅動器484將信號496輸出給開關420。如果信號476為邏輯高電平，則信號496也為邏輯高電平並且使得開關420導通。反之，如果信號476為邏輯低電平，則信號496也為邏輯低電平並且使得開關420截止。另外，當退磁過程開始時，指數生成器310或410的斜坡信號312或412被恢復為初始值。例如，斜坡信號312或412是信號526，當退磁過程開始時，根據等式5其被恢復為VMfa。在退磁過程完成之後，斜坡信號312或412以指數方式增大。如果斜坡信號312或412在大小方面變得高於放大信號362或462，則比較信號372或472為邏輯高電平(例如，「I」電平)，並且開關320或420導通。參考圖3或圖4，電源變換系統300或400的輸出負載越大，則誤差放大器360或460的放大信號362或462的大小就變得越小。因此，開關320或420保持截止的時間段也變得越短。反之，電源變換系統300或400的輸出負載越小，則誤差放大器360或460的放大信號362或462的大小變得越大。因此，開關320或420保持截止的時間段也變得越長。圖6是示出電源變換系統300或400的某些傳統波形的簡化示圖。波形610表示作為時間的函數的信號382或482，波形620表示作為時間的函數的信號396或496，波形630表示作為時間的函數的信號398或498，波形640表示作為時間的函數的信號312或412，波形650表示作為時間的函數的信號362或462。如圖6所示，開關320或420保持截止的時間段Uf等於tDemag+tMmp。tDemag表示退磁過程的時間，並且tramp表示信號312或412電平上升到信號362或462電平的時間。例如，信號312或412是由指數生成器500生成的信號526。信號526的電壓大小Vramp上升直到開關540通過信號542被閉合為止。在另一示例中，tramp等於nMpXT。在又一示例中，當n = nramp時,根據等式5, Vramp小於VMfb,其中，η表示以時鐘周期的數目計算的信號526上升的時間。在又一示例中，ηΧΤ由輸出信號554表不。但是，電源變換系統300或400通常不能在負載改變時提供有效的動態響應。因此，非常希望改進利用初級側檢測和調整的動態響應技術。

發明內容
本發明涉及集成電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有寬得多的應用範圍。根據一個實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的系統包括閾值生成器，被配置來接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息生成閾值信號；比較器，被配置來接收閾值信號和第二信號並且生成比較信號；以及門驅動器，被配置來至少基於與比較信號相關聯的信息生成驅動信號。該門驅動器至少被耦合到被配置為接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使開關斷開。該驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且該閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
根據另一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的系統包括電流生成器，被配置來接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息生成第一電流；以及第一比較器，被配置來接收預定閾值電壓和第一電壓並且生成第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。另外，該系統包括門驅動器，被配置來至少基於與比較信號相關聯的信息生成驅動信號。門驅動器至少被耦合到被配置為接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流的開關。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得開關斷開。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開 關頻率的減小而增大。根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的方法包括接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息生成閾值信號。另夕卜，該方法包括接收閾值信號和第二信號；並且至少基於與閾值信號和第二信號相關聯的信息生成比較信號。此外，該方法包括處理與比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息生成驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使電流減小。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的方法包括接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息生成第一電流。另外，該方法包括接收預定閾值電壓和第一電壓，並且至少基於與閾值電壓和第一電壓相關聯的信息生成第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。此外，該方法包括處理與第一比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息生成驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得第二電流減小。驅動信號與開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。與傳統技術相比，通過本發明可以獲得許多益處。本發明的某些實例利用脈衝-頻率調製來動態地調節導通時間(on-time duration)。本發明的一些實例提高了最小頻率(例如，無負載條件下的頻率)並且改善了針對負載變化的動態響應，而不會減小負載變化範圍或增加待機功耗。取決於實例，可以獲得這些益處中的一個或多個。參考下面的詳細描述和附圖可以全面理解本發明的這些益處以及各種另外的目的、特徵和優點。


圖I是示出具有初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。
圖2是示出反激式電源變換系統的傳統工作機制的簡化示圖。圖3和圖4都是示出了在脈衝頻率調製下具有針對恆定輸出電壓的初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。圖5是示出用於傳統電源變換系統的傳統指數生成器的簡化示圖。圖6是示出電源變換系統的某些傳統波形的簡化示圖。圖7是示出根據本發明一實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。圖8是示出根據本發明一實例的具有動態閾 值調節時的輸出功率與具有恆定閾值電平時的輸出功率之間的比較的簡化示圖。圖9是示出根據本發明另一實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。圖10是示出根據本發明另一實例的電源變換系統的電流生成器的簡化示圖。圖11是示出根據本發明另一實例的用於電源變換系統的電流生成器中的單穩態生成器的簡化示圖。圖12是示出根據本發明另一實例的電源變換系統的電流生成器中的單穩態生成器的某些波形的簡化示圖。圖13是示出根據本發明又一實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。圖14是示出根據本發明又一實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。圖15是示出根據本發明一個實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的數字電流生成器的簡化示圖。圖16是示出根據本發明實施例的由反激式電源變換系統的數字電流生成器生成的、作為nMpXT的函數的補償電流的簡化示圖。圖17是示出根據本發明實施例的由反激式電源變換系統的數字電流生成器生成的、作為Fs的函數的補償電流的簡化示圖。
具體實施例方式本發明涉及集成電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有寬得多的應用範圍。參考圖3和圖4，在斷續傳導模式(DCM)中，反激式電源變換系統300或400的能量傳送關係為
權利要求
1.一種用於調節電源變換系統的閾值的系統，該系統包括 閾值生成器，被配置來接收第一信號並且至少基於與所述第一信號相關聯的信息生成閾值信號； 比較器，被配置來接收所述閾值信號和第二信號並且生成比較信號；以及門驅動器，被配置來至少基於與所述比較信號相關聯的信息生成驅動信號，所述門驅動器至少被耦合到被配置為接收所述驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關； 其中，如果所述第二信號在大小方面大於所述閾值信號，則所述驅動信號使所述開關斷開； 其中 所述驅動信號與一開關頻率相關聯； 所述第二信號在大小方面隨著所述電流的増大而增大並且在大小方面隨著所述電流的減小而減小； 所述閾值信號在大小方面隨著所述開關頻率的増大而增大並且在大小方面隨著所述開關頻率的減小而減小。
2.如權利要求I所述的系統，其中，所述閾值信號在大小方面隨著所述開關頻率的增大而線性地增大並且在大小方面隨著所述開關頻率的減小而線性地減小。
3.如權利要求I所述的系統，其中 所述閾值信號是第一電壓信號；並且 所述第二信號是第二電壓信號。
4.如權利要求3所述的系統，其中，所述第二電壓信號在大小方面與所述電流成比例。
5.如權利要求I所述的系統，其中 所述開關包括電晶體； 如果所述第二信號在大小方面大於所述閾值信號，則所述驅動信號通過使所述電晶體截止而使所述開關斷開。
6.一種用於調節電源變換系統的有效閾值的系統，該系統包括 電流生成器，被配置來接收第一信號並且至少基於與所述第一信號相關聯的信息生成第一電流； 第一比較器，被配置來接收預定閾值電壓和第一電壓並且生成第一比較信號，所述第一電壓是第二電壓和第三電壓之和；以及 門驅動器，被配置來至少基於與所述比較信號相關聯的信息生成驅動信號，所述門驅動器至少被耦合到被配置為接收所述驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流的開關； 其中，如果所述第一電壓在大小方面大於所述預定閾值電壓，則所述驅動信號使得所述開關斷開； 其中 所述驅動信號與一開關頻率相關聯； 所述第二電壓在大小方面隨著第一電流的増大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小；所述第三電壓在大小方面隨著第二電流的増大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小； 其中，所述第一電流在大小方面隨著開關頻率的増大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而増大。
7.如權利要求6所述的系統，其中，所述第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而線性減小，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性増大。
8.如權利要求6所述的系統，其中，所述第二電壓在大小方面與所述第一電流成比例。
9.如權利要求6所述的系統，其中，所述第三電壓在大小方面與所述第二電流成比例。
10.如權利要求6所述的系統，其中 所述第一比較器還被配置來將有效閾值電壓與所述第三電壓進行有效比較； 所述有效閾值電壓等於所述預定閾值電壓減去所述第二電壓。
11.如權利要求10所述的系統，其中，所述有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
12.如權利要求11所述的系統，其中，所述有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的増大而線性増大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性減小。
13.如權利要求6所述的系統，其中，所述門驅動器還被配置來接收至少與所述第一比較信號相關聯的調製信號，並且至少基於與所述調製信號相關聯的信息來生成所述驅動信號。
14.如權利要求13所述的系統，其中 所述調製信號與所述開關頻率相關聯；並且 所述第一信號包括所述調製信號。
15.如權利要求6所述的系統,還包括 信號生成器，被配置來生成第二信號以及ー個或多個第三信號；以及 第二比較器，被配置來接收所述第二信號和第四信號，並且生成第二比較信號。
16.如權利要求15所述的系統，其中，所述門驅動器還被配置來接收至少與所述第一比較信號和所述第二比較信號相關聯的調製信號，並且至少基於與所述第一比較信號和所述第二比較信號相關聯的信息來生成所述驅動信號。
17.如權利要求14所述的系統，其中，所述第一信號包括所述ー個或多個第三信號。
18.一種用於調節電源變換系統的閾值的方法，該方法包括 接收第一信號； 處理與所述第一信號相關聯的信息； 至少基於與所述第一信號相關聯的信息生成閾值信號； 接收所述閾值信號和第二信號； 至少基於與所述閾值信號和所述第二信號相關聯的信息生成比較信號； 處理與所述比較信號相關聯的信息；以及 至少基於與所述第一比較信號相關聯的信息生成驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流； 其中，如果所述第二信號在大小方面大於所述閾值信號，則所述驅動信號使所述電流減小；其中 所述驅動信號與一開關頻率相關聯； 所述第二信號在大小方面隨著所述電流的增大而增大並且在大小方面隨著所述電流的減小而減小；並且 所述閾值信號在大小方面隨著所述開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著所述開關頻率的減小而減小。
19.如權利要求18所述的方法，其中，所述閾值信號在大小方面隨著所述開關頻率的增大而線性地增大並且在大小方面隨著所述開關頻率的減小而線性地減小。
20.如權利要求18所述的方法，其中 所述閾值信號是第一電壓信號；並且 所述第二信號是第二電壓信號。
21.如權利要求20所述的方法，其中，所述第二電壓信號在大小方面與所述電流成比例。
22.一種用於調節電源變換系統的有效閾值的方法，該方法包括 接收第一信號； 處理與所述第一信號相關聯的信息； 至少基於與所述第一信號相關聯的信息生成第一電流； 接收預定閾值電壓和第一電壓，所述第一電壓是第二電壓和第三電壓之和； 至少基於與所述預定閾值電壓和所述第一電壓相關聯的信息生成第一比較信號； 處理與所述第一比較信號相關聯的信息；以及 至少基於與所述第一比較信號相關聯的信息生成驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流； 其中，如果所述第一電壓在大小方面大於所述預定閾值電壓，則所述驅動信號使得所述第二電流減小； 其中 所述驅動信號與一開關頻率相關聯； 所述第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小； 所述第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小； 其中，所述第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。
23.如權利要求22所述的方法，其中，所述第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而線性減小，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性增大。
24.如權利要求22所述的方法，其中，所述第二電壓在大小方面與所述第一電流成比例。
25.如權利要求22所述的方法，其中，所述第三電壓在大小方面與所述第二電流成比例。
26.如權利要求22所述的方法，其中用於生成第一比較信號的處理包括將有效閾值電壓與所述第三電壓進行有效比較；並且 所述有效閾值電壓等於所述預定閾值電壓減去所述第二電壓。
27.如權利要求26所述的方法，其中，所述有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
28.如權利要求27所述的方法，其中，所述有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的増大而線性増大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性減小。
29.如權利要求22所述的方法，還包括 接收至少與所述第一比較信號相關聯的調製信號； 其中，用於至少基幹與所述第一比較信號相關聯的信息來生成驅動信號的處理包括至少基於與所述調製信號相關聯的信息來生成所述驅動信號。
30.如權利要求29所述的方法，其中 所述調製信號與所述開關頻率相關聯；以及 所述第一信號包括所述調製信號。
31.如權利要求22所述的方法，還包括 生成第二信號以及ー個或多個第三信號； 接收所述第二信號和第四信號；並且 至少基於與所述第二信號和所述第四信號相關聯的信息來生成第二比較信號。
32.如權利要求31所述的方法，還包括 接收至少與所述第一比較信號和所述第二比較信號相關聯的調製信號；以及 至少基於與所述第一比較信號和所述第二比較信號相關聯的信息來生成所述驅動信號。
33.如權利要求32所述的方法，其中，所述第一信號包括所述ー個或多個第三信號。
全文摘要
本發明公開了用於反激式電源變換器的動態閾值調節的系統和方法。公開了用於調節電源變換系統的閾值的系統和方法。該系統包括閾值生成器，被配置來接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息生成閾值信號；比較器，被配置來接收閾值信號和第二信號並且生成比較信號；以及門驅動器，被配置來至少基於與比較信號相關聯的信息生成驅動信號。該門驅動器至少被耦合到被配置為接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使開關斷開。該驅動信號與一開關頻率相關聯。
文檔編號H02M3/335GK102624237SQ201110034669
公開日2012年8月1日 申請日期2011年2月1日 優先權日2011年2月1日
發明者張允超, 張秀紅, 方烈義, 董金亞 申請人:昂寶電子(上海)有限公司