差分調製解調方法、發射機以及接收機的製作方法

2023-07-27 22:59:06

專利名稱：差分調製解調方法、發射機以及接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及通信領域，特別涉及一種差分調製解調方法、發射機以及接收機。
背景技術：
變換域通信系統(Transform Domain Communication System, TDCS)收發機方案是認知無線電(Cognitive Radio,CR)技術的一種收發機候選方案。TDCS的基本思想是通過在給定的頻譜範圍內動態改變發射信號的頻譜，以避免該發射信號與其它用戶之間的互相干擾。TDCS可以利用基於傅立葉變換、離散餘弦函數或小波變換的基函數，對發送的數據信號進行調製以及對接收的信號進行解調，其調製解調方式可以為循環碼移鍵控(CyclicCodeShift Keying, CCSK)或者正交編碼。 現有的一種TDCS數據傳輸方案為將CCSK調製解調技術和正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)收發技術相結合，該TDCS數據傳輸方案為採用基於0FDM-TDCS相干檢測技術的方案，具體包括發射機對發送的原始數據信號進行調製，在調製後的數據信號中插入導頻信號，再由發射機中的OF匿發射機將插入導頻信號的數據信號轉換為時域數據信號，並添加循環前綴後發送；接收機中的OFDM接收機接收OFDM發射機發送的時域數據信號，將接收的時域數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號後輸出，接收機根據頻域數據信號中的導頻信號進行信道估計，並根據信道估計的結果對頻域數據信號進行解調，從而獲得發射機發送的原始數據信號的估計序列。
但上述方案中需要進行信道估計，才能最終獲得發射機發送的原始數據信號，這樣使發射機和接收機在進行數據傳輸的過程中都需要處理插入的導頻信號，從而降低了系統傳輸效率，提高了系統開銷。

發明內容
本發明實施例提供了一種差分調製解調方法、發射機以及接收機，提高了系統效率，降低了系統開銷。 本發明實施例提供了一種發射機，包括
第一基向量生成單元，用於生成調製基向量； 第一調製單元，用於利用所述第一基向量生成單元生成的調製基向量對發送的原始數據信號進行調製； 第二調製單元，用於對所述第一調製單元輸出的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號並輸出； 正交頻分復用OF匿發射機，用於將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送。 本發明實施例還提供了一種接收機，包括 OFDM接收機，用於將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號後輸出；
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第一解調單元，用於對所述OF匿接收機輸出的頻域數據信號進行差分解調，生成 差分解調信號； 第二基向量生成單元，用於生成解調基向量； 第二解調單元，用於利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原 始數據信號的估計序列。 本發明實施例還提供了一種數據傳輸系統，包括 發射機，用於生成調製基向量；利用所述調製基向量對發送的原始數據信號進行 調製，生成調製後的數據信號；對所述調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信 號；將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送； 接收機，用於接收發射機發送的時域數據信號，將接收的時域數據信號去除循環 前綴，並轉換為頻域數據信號；對所述頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號；生 成解調基向量；利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的 估計序列。 本發明實施例還提供了一種差分調製方法，包括
生成調製基向量； 利用所述調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的數據信號； 對所述調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號； 將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送。 本發明實施例還提供了一種差分解調方法，包括 將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號； 對所述頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號； 生成解調基向量； 利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序 列。 本發明實施例由發射機和接收機組成的數據傳輸系統在數據傳輸過程中，通過對 數據信號進行差分調製和差分解調得出原始數據信號的估計序列，提高了系統傳輸效率， 降低了系統開銷。


圖1為本發明發射機實施例一的結構示意圖； 圖2為本發明發射機實施例二的結構示意圖； 圖3為本發明接收機實施例一的結構示意圖； 圖4為本發明接收機實施例二的結構示意圖； 圖5為本發明接收機實施例三的結構示意圖； 圖6為本發明樹形搜索算法的示意圖； 圖7為本發明Viterbi算法的示意圖； 圖8為本發明輸出估計序列的示意圖； 圖9為本發明差分調製方法實施例的流程圖； 圖10為本發明差分解調方法實施例的流程 圖11為本發明數據傳輸方法實施例的流程圖。
具體實施例方式
下面通過附圖和實施例，對本發明實施例的技術方案做進一步的詳細描述。
本發明實施例中的發射機和接收機組成的數據傳輸系統應用於TDCS，通過對傳輸
的數據信號進行差分調製和差分解調，避免了複雜的信道估計技術，從而提高了系統傳輸 效率，降低了系統開銷。與現有的基於OF匿-TDCS相干檢測技術的數據傳輸方案不同，本發 明實施例是基於0FDM-TDCS非相干檢測技術的數據傳輸方案。 圖l為本發明發射機實施例一的結構示意圖，如圖l所示，發射機包括依次連接的 第一基向量生成單元1、第一調製單元2、第二調製單元3和0F匿發射機4。第一基向量生 成單元1生成調製基向量；第一調製單元2接收第一基向量生成單元1生成的調製基向量 以及發送的原始數據信號，利用調製基向量對原始數據信號進行調製，並輸出調製後的數 據信號；第二調製單元3接收第一調製單元2輸出的調製後的數據信號，對調製後的數據信 號進行差分調製，生成差分調製信號；0F匿發射機4接收第二調製單元3輸出的差分調製 信號，將差分調製信號轉換成時域數據信號，並添加循環前綴後發送。 本實施例中發射機對數據信號進行差分調製，避免了採用信道估計技術，從而提 高了系統傳輸效率，降低了系統開銷。 圖2為本發明發射機實施例二的結構示意圖，如圖2所示，本實施例在實施例一的 基礎上，對發射機中的各功能單元進行了進一步細化。 第一基向量生成單元1包括頻譜標記生成模塊11、隨機相位生成模塊12、縮放模 塊13和乘法器。 頻譜標記生成模塊11根據對子載波上的信號進行採樣檢測的結果，生成與採樣 檢測的結果對應的頻譜標記向量。頻譜標記向量可用於標記通信信道內哪些子載波被佔 用，哪些子載波空閒。為避免對授權用戶的幹擾，CR用戶可使用頻譜標記向量中子載波空 閒的頻段。發射機具備發射信號的天線和感知頻譜的天線，感知頻譜的天線對連續N個子 載波上的信號進行採樣，對採樣信號進行檢測，得出採樣信號的功率值。若第k個子載波上 檢測出的採樣信號的功率值大於閾值，則第k個子載波的頻譜標記Ak為0，表示該子載波被 佔用；反之Ak為l，表示該子載波空閒，可以使用，當然也可以將Ak標記為l，表示被佔用；反 之Ak為O，表示子載波空閒，本發明實施例不具體限定。因此，頻譜標記生成模塊11可以根 據對子載波上的信號進行採樣檢測出的功率值，生成與採樣檢測的功率值對應的頻譜標記 向量Ak， k = 0， 1，2， ， N-l。 隨機相位生成模塊12生成隨機相位向量。隨機相位向量用於識別發射機和接收 機，因此收發數據的一對發射機和接收機需要具有相同的隨機相位向量。生成隨機相位向 量的隨機相位生成模塊12可以為一個r級線性反饋移位寄存器(Linear Feedback Shift Register,以下簡稱LFSR) ， LFSR生成r比特的二進位序列，再經過轉換成十進位數Nk、映射 成復值以及N次移位後生成隨機相位向量exp (j2 mk/M)，其中M = 2、
由乘法器將上述頻譜標記生成模塊11生成的頻譜標記向量Ak與隨機相位生成模 塊12生成的隨機相位向量e鄧(j2 Ji mk/M)相乘得到相乘結果Ak^p (j2 ji mk/M)，再由縮放模 塊13對相乘結果進行縮放處理，生成調製基向量C/V^4exp(y2扁JM),其中，N為調製基向量的長度，C-^/^7V/A^是用於控制符號能量的縮放因子，A^為發射機可用頻譜標記
向量中的可用子載波數。 第一調製單元2包括頻域映射模塊21和乘法器。頻域映射模塊21將發送的原始 數據信號映射為頻域數據信號，並由乘法器將頻域數據信號與第一基向量生成單元1生成 的調製基向量相乘，得出調製後的數據信號。具體地，頻域映射模塊21將原始數據信號Si 映射為頻域數據信號e鄧(-j2 Ji Sik/M_ary)，再由乘法器將頻域數據信號e鄧(-j2 Ji Sik/M—
ary)與調製基向量C/V^4t expC/2;w7A /M)相乘，得出調製後的數據信號，該調製後的數據 信號中第i個數據符號在第k個子載波上的信號可以表示為AZ,^ =*C4ie7^V ^ ,
該調製過程為CCSK調製，調製後的數據信號中的數據符號也可稱為CCSK數據符號，其中， M—ary為CCSK調製階數，e s為發送一個CCSK數據符號需要的能量。為了完成後續的差分 調製和解調過程，原始數據信號中的第一個數據符號前可插入一個參考數據符號，作為差 分調製和差分解調的基準，該參考數據符號對發射端和接收端均為已知，其相位可以設置 為0。參考數據符號用於與原始數據信號中的第一個數據符號進行差分調製和差分解調。
第二調製單元3包括延遲模塊31、幅度歸一化模塊32和乘法器。第二調製單元3 對第一調製單元2調製後的數據信號進行差分調製，並生成差分調製信號。其中，延遲模塊 31將前一時刻(第i-l個)原始CCSK符號生成的差分調製信號進行延遲處理；幅度歸一 化模塊32對前一時刻(第i-l個)原始CCSK符號生成的差分調製信號進行幅度歸一化處 理；由乘法器將經過延遲處理和幅度歸一化處理的前一時刻(第i-l個)原始CCSK符號生 成的差分調製信號與第一調製單元2輸出的調製後的當前時刻(第i個)原始CCSK符號 相乘，得出當前時刻(第i個)原始CCSK符號的差分調製信號；例如，第i個原始CCSK符
號AXi在第k個子載波上的信號可表示為A^,「ic4/ie w-^，該符號差分相位
2;rwt 2嫂&
為A《.4 =~^ —，經過差分調製後，第i個差分CCSK符號Xi的第k個子載波上的f
號為義a-^C^一'，其中，c^,k= A t,k+(^—u是差分調製後的相位，也是實際發送信 號的相位。 OFDM發射機4將上述差分調製信號轉換為時域數據信號，並添加循環前綴後發送 出去。 本實施例中發射機對發送的原始數據信號進行差分調製，避免了採用信道估計技 術，從而提高了系統傳輸效率，降低了系統開銷；由於發射機對發送的原始數據信號採用了 CCSK調製，從而使發射機能夠工作在較低的信噪比環境中。 圖3為本發明接收機實施例一的結構示意圖，如圖3所示，接收機包括0F匿接收 機5、第一解調單元6、第二基向量生成單元7和第二解調單元8。 0F匿接收機5將接收的 數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號後輸出給第一解調單元6，第一解調單元6 對0F匿接收機5輸出的頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號，並輸出給第二解 調單元8 ;第二基向量生成單元7生成解調基向量並輸出給第二解調單元8 ;第二解調單元
108利用解調基向量對差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列，該原始數據信 號為通過發射機發送的數據信號。其中，差分解調可採用逐個數據符號差分解調技術或者 多數據符號差分解調技術，屬於非相干檢測技術。 本實施例中接收機對數據信號進行差分解調，避免了採用信道估計技術，從而提 高了系統傳輸效率，降低了系統開銷。 圖4為本發明接收機實施例二的結構示意圖，如圖4所示，本實施例在實施例一的 基礎上，對接收機中的各功能單元進行了進一步細化。 0Fmi接收機5將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號，其第i個
數據符號可表示為"A = ^,4《,4 +
一。'U中，
""為
頻域信道係數，9i,k二arg(Hi,k)為幹擾相位，為加性復白高斯噪聲。
第一解調單元6包括延遲模塊61、取復共軛模塊62以及乘法器。延遲模塊61對 OFmi接收機5輸出的頻域數據信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理；取復共軛模塊62 對OF匿接收機5輸出的頻域數據信號中前一時刻的數據符號取復共軛獲得前一時刻的數 據符號對應的復共軛值；乘法器將前一時刻的數據符號的復共軛值與該頻域數據信號中當 前時刻的數據符號相乘，得出差分解調信號序列中當前時刻的數據符號。得出的連續多個 時刻的數據符號組成差分解調信號。具體地，假設OFDM接收機5輸出的頻域數據信號中二 個相鄰的數據符號在同一子載波上的信道係數(幅度和相位)變化不大，即Hi,k二H卜u，則 得出的差分解調信號可表示為
V
e踏+
1 f77* 力e一乂" A/"
WaWM,4 ，其中，公式第一項為數據信號中的有效信號部分，其餘三項為噪聲部分。 第二基向量生成單元7包括頻譜標記生成模塊71、隨機相位生成模塊72和乘法
器。頻譜標記生成模塊71根據對子載波上的信號進行採樣檢測的結果，生成與採樣檢測的
結果對應的頻譜標記向量；隨機相位生成模塊72生成隨機相位向量；乘法器將頻譜標記向
量和隨機相位向量相乘，得出解調基向量。解調基向量可表示為A' ke鄧(j2Jimk/M)，該解
調基向量與調製基向量的區別在於頻譜標記向量A' k與Ak可以相同或不同，並且解調基
向量無需經過縮放模塊的縮放處理。 第二解調單元8包括取復共軛模塊81、離散傅立葉逆變換(InverseDiscrete Fourier Transform,以下簡稱IDFT)模塊82、取實部模塊83、最大值搜索模塊84和乘法 器。取復共軛模塊81將解調基向量取復共軛，並輸出取復共軛後的解調基向量；乘法器將 取復共軛後的解調基向量與差分解調信號相乘，並輸出相乘結果；IDFT模塊82將乘法器輸 出的相乘結果進行IDTF，轉換為時域數據信號；取實部模塊83對時域數據信號取實部，得 出判決向量；最大值搜索模塊84搜索出判決向量的元素取最大值時對應的位置值，該位置 值為原始數據信號的估計數據。具體地，乘法器將解調基序列與差分解調信號相乘為CCSK
解調過程，輸出的相乘結果為凡formula see original document page 11formula see original document page 12
為噪聲項，再經過IDFT模塊82和取實部模塊83的處理後得出判決向
formula see original document page 12
w,["]，該判決向量為帶有白高斯噪聲的實值衝
激函數；最後再由最大值搜索模塊84搜索出判決向量的元素取最大值時對應的位置值，該
位置值為原始數據信號Si的估計數據S ，連續多個估計數據形成了估計序列。 本實施例中接收機採用逐個數據符號差分解調的方法對數據信號進行差分解調， 以得出原始數據信號的估計值，避免了採用信道估計技術，從而提高了系統傳輸效率，降低 了系統開銷；由於接收機對接收的數據信號採用了 CCSK解調，從而使接收機能夠工作在較 低的信噪比環境中。 圖5為本發明接收機實施例三的結構示意圖，如圖5所示，本實施例採用多數據 符號差分解調的方法對數據信號序列進行差分解調，與實施例二的區別在於，本實施例第 一解調單元6中的延遲模塊61、取復共軛模塊62以及乘法器均為多個，相應地，第二解調 模塊8中的IDFT模塊82、取實部模塊83、和乘法器也均為多個，另外，與實施例二不同的 是第二解調模塊8還包括一個最大似然序列估計模塊85。多個延遲模塊61對0F匿接 收機5輸出的頻域數據信號中的多個數據符號進行延遲處理；多個取復共軛模塊62對 每個經過延遲處理的數據符號取復共軛獲得數據符號的復共軛值；多個乘法器將每個數
據符號的復共軛值分別與頻域數據信號中該數據符號之外的每個數據符號相乘，得出差 分解調信號中的每個數據符號。具體地，0FDM接收機5輸出頻域數據信號中K個連續的 的數據符號Yi， Y卜p . . . ， Y卜k+1，由延遲模塊61對Y卜p . . . ， Y卜k+1進行延遲處理，以及由取 復共軛模塊62對經過延遲處理的Y卜n . . . ， Y卜k+1取復共軛，再將每個數據符號的復共軛 值分別與該數據符號之外的每個數據符號相乘，也就是說，需要對I, Y卜n . . . ， Y卜k+1中每 二個數據符號均進行差分解調，得出<^=《(《-1)/2個差分解調信號中的數據符號，第 二解調單元8中的乘法器將上述(^=尺(^-1)/2個差分解調信號中的數據符號與取復 共軛模塊81輸出的取復共軛後的解調基向量相乘，並將相乘結果由IDFT模塊82進行轉 換成時域數據信號處理，並由取實部模塊82進行取實部處理後，得出C;-《(《-l)/2個
判決向量。例如，i取ii和i2，K進行延遲處理、取復共軛處理後與經過延遲處理的^相
乘得出差分解調信號及(,^);與第二基向量生成單元7生成的解調基向量相乘得出:^,，";再
經過IDFT模塊82以及取實部模塊83的處理得出判決向量 ,,,2)。最後由最大似然序列估
:公式，根據該判決度j
:公式取最大判決度
計模塊85根據多個判決向量得出判決度』 有的數據序列對應的判決度量值，並計算判決度 據序列，該數據序列為原始數據信號的估計序列。具體地，判決度』
W 丄/~
:值公式分別計算取所 值時對應的數 值公式為多個判決向
的對應元素之和，具體為 7,乂S卜J] ^,,2)
>其中，formula see original document page 13對應的數據序列，即原始數據信號的估計序列》。 下面以三數據符號(K = 3)差分解調為例詳細說明採用多數據符號差分解調的方 法對數據信號進行差分解調的過程。0F匿接收機5輸出頻域數據信號中連續三個數據符 號，由第一解調單元6對三個數據符號兩兩進行差分解調，得出三個差分解調信號中的數 據符號，並由第二解調單元8對包含三個數據符號的差分解調信號進行CCSK解調、轉換成 時域數據信號處理以及取實部處理後得出三個判決向量，最後根據三個判決向量得出判決 度量值序列。具體地，設定經過0FDM發射機5發送的原始數據信號為
，N = M_ary = 2，則三個判決向量的判決度量值公式可表示為
77,(H)=￡^(S -0) +五^(S一, -0) +五^(§ +Sm -0-0) + 、,-農-0)+w"…2良-0)+
、w(S+S一-0 —O),其中，Es = e s/N，而w("—D(m)，w(i—2)(m)禾口 w(w—2) (m)是相互獨立的
白高斯噪聲；根據上述公式分別計算出上述公式取所有可能的數據序列時對應的判決度量 值
3Es+w(i,i—d (0)+w(卜丄
i-2) (0)+w(i,i-2) (0) (i-2) (D+w(i,i-2) (1) i—2) (0)+w(i,i—2) (1) (i-2) (D+w(i,i-2) (0)， ni(o，o) ni(O，l) = Es+w(i,i—d(0)+w
ni(l，O) = Es+w(i,i—d (l)+w
ili(l，l) = Es+w(i,i—d (l)+w
從上述四個判決度量值中查詢出數據序列為[O，O]時判決度量值最大，即最大判 決度量值，則該數據序列[O，O]為原始數據信號的估計序列，並且該估計序列與發送的原 始數據信號相同。 本實施例中採用多數據符號差分解調的方法，與採用逐個數據符號差分解調的方 法區別在於多數據符號差分解調的實現複雜度要大於逐個數據符號差分解調，但通過仿 真結果可以得出，與逐個數據符號差分解調相比，採用多數據符號差分解調，可降低數據信 號傳輸的誤碼率。 進一步地，當原始數據信號中的數據符號個數較多或者CCSK調製階數M—ary較高 時，本發明實施例還提出了一種採用根據樹形搜索算法(TreeSearch Algorithm,TSA)改進 的維特比Viterbi算法(Viterbi Algorithm, VA)，實現根據判決向量得出原始數據信號的
估計序列的方法。該方法由接收機中的最大似然序列估計模塊來實現，具體過程如下
首先，進行初始化操作，即初始階段i = 0、候選累積度量值ri+1(mi+1，mi) =0、最 大的累積度量值門(叫)=0、倖存路徑為空集。其中，倖存路徑為計算累積度量值時採用 的數據狀態構成的序列。 利用樹形搜索算法構成第一集合和第二集合，具體為 從當前時刻各個數據狀態對應的累積度量值中由大到小選取預先設定數量個累 積度量值，並將選取的累積度量值對應的數據狀態構成第一集合；圖6為本發明樹形搜索 算法的示意圖，如圖6所示，每個數據狀態即為一種可能的估計數據，圖6中m即為數據狀 態，例如，m = 0時對應的倖存路徑即為一種估計序列，圖中列舉了 M_ary種數據狀態，圖中的mi表示第i階段對應的各個數據狀態；從第i階段各個數據狀態對應的累積度量值中由 大到小選取Ma個累積度量值，Ma為預先設定數量，圖6中的Ma為四個；上述四個累積度量 值對應的數據狀態構成第一集合； 從所述第一集合中選取最大累積度量值對應的數據狀態，最大累積度量值對應的 數據狀態對應的倖存路徑為基準倖存路徑，圖6中最大累積度量值對應的數據狀態為第i 階段111= l的數據狀態； 根據多個判決向量計算基準倖存路逕到下一階段各個數據狀態的分支序列度量 值，具體為根據多個判決向量得出判決度量值公式，根據判決度量值公式計算基準倖存 路逕到下一階段各個狀態的分支序列度量值，其中基準倖存路徑可表示為{iv rvn ...， IVK+J，計算出的基準倖存路逕到第i+1階段各個數據狀態的分支序列度量值可表示為
ni+1(mi+1， ， ivK+3); 從計算出的各個數據狀態的分支序列度量值中由大到小選取預先設定數量個分 支序列度量值，並將選取出的分支序列度量值對應的數據狀態構成第二集合；如圖6所示， 從第i+l階段各個數據狀態對應的累積度量值中由大到小選取Mb個分支序列度量值，Mb為 預先設定數量，圖6中的Mb為四個；將上述四個分支序列度量值對應的數據狀態構成第二
隹A 朱n o 利用Viterbi算法根據第一集合計算第二集合中的每個數據狀態的累積度量值 和倖存路徑，具體為 根據多個判決向量計算從第一集合中的每個數據狀態對應的倖存路逕到第二集 合中某一數據狀態的分支序列度量值，將每個分支序列度量值對應的第一集合中的數據狀 態對應的累積度量值與該分支序列度量值相加，得出第二集合中的該數據狀態的多個候選 累積度量值；具體地，圖7為本發明Viterbi算法的示意圖，如圖7所示，首先需要根據多個 判決向量得出判決度量值公式，再根據判決度量值公式計算出第一集合中的每個數據狀態 對應的倖存路逕到第二集合中m = 2的數據狀態對應的四個分支序列度量值，將每個分支 序列度量值對應的第一集合中的數據狀態對應的累積度量值與該分支序列度量值相加，得 出第二集合中m = 2的數據狀態對應的四個候選累積度量值； 從多個候選累積度量值中選取最大候選累積度量值，最大候選累積度量值 為該數據狀態的累積度量值，該數據符號的倖存路徑為計算最大候選累積度量值時 採用的數據狀態構成的序列；具體地，圖7中對於第二集合中m二 2的數據狀態， 其最大候選累積度量值對應的倖存路徑為從第一集合中m二 2的數據狀態對應的 倖存路徑出發到達該數據狀態所經歷的序列，具體可表示為最大候選累積度量值 「+1(附,'+，) = ^^{巧(/^) + ;7,'+10^，^， " 7,^+3)}，叫+1 g b，其中A為第一集合，8為第二集合；
計算最大候選累積度量值時採用的數據狀態構成的序列為第二集合中m = 2的數據狀態對 應的倖存路徑，該倖存路徑為更新倖存路徑； 按照上述方法依次計算出第二集合中某一數據狀態之外的其它數據狀態對應的 累積度量值和倖存路徑。另外，對於第i+1階段第二集合之外的其它各個數據狀態對應的 累積度量值可設為負無窮，由此可得到第i+1階段各個數據狀態對應的累積度量值和倖存 路徑。 根據計算出的第二集合中的每個數據狀態對應的倖存路徑輸出原始數據信號的估計序列，具體為 選取第二集合中的每個數據狀態對應的累積度量值中的最大累積度量值對應的 數據狀態，輸出該數據狀態對應的倖存路徑中特定序列，並從輸出的該序列中得出所述原 始數據信號的估計序列；具體地，圖8為本發明輸出估計序列的示意圖，如圖8所示，判斷 i是否等於nL，如果i # nL，則返回執行上述各種操作，直至i = nL為止，其中L為判決深 度，其可設置為K的5-10倍，n為分段數，即將輸出的數據信號序列分為n個L段；如果i =nL(n > 2)，選取第二集合中第i+1階段m = 0的數據狀態對應的累積度量值為最大累 積度量值，該數據狀態對應的倖存路徑為最優倖存路徑，輸出最優倖存路徑中第(n-2)L (n-l)L段序列，並從中獲取原始數據信號的估計序列。輸出的(n-2)L (n-l)L段為L二 (5 10) (K-l)的序列，在該序列中已經包括了原始數據信號的估計序列中的所有(K-l)個 估計數據，從而當輸出(5 10) (K-l)個估計數據過程中同時輸出了發射機發送的原始數 據信號的估計序列，而(5 10) (K-l)個估計數據中的其它估計數據為其它數據信號的估 計序列；保留(n-l)L nL段中的序列作為後續計算的參考數據序列。並且可以將第i+1 階段各個數據狀態對應的累積度量值中最大累積度量值歸零，即將第i+1階段各個數據狀 態對應的累積度量值減去最大累積度量值。 上述改進的Viterbi算法中，Ma與Mb的值為預先設置，Ma與Mb的值越小，計算復 雜度越低，性能損失也越大；反之性能損失越小。在實際計算過程中，可根據仿真結果來預 先設置Ma與Mb的適當取值。 本實施例中接收機採用逐個數據符號差分或者多數據符號差分解調的方法對數 據信號進行差分解調，以得出原始數據信號的估計序列，避免了採用信道估計技術，從而提 高了系統傳輸效率，降低了系統開銷；由於接收機對接收的數據信號進行了 CCSK解調，從 而使接收機能夠工作在較低的信噪比環境中；多數據符號差分解調方法中最大似然序列估 計模塊可採用根據樹形搜索算法改進的Viterbi算法，計算出原始數據信號的估計序列， 從而有效降低了計算複雜度，並且使多數據符號差分解調方法可以適用於具有較高的CCSK 調製階數的原始數據信號。 在上述發射機各實施例和接收機各實施例的基礎上，本發明還提出了一種數據傳 輸系統，該系統可包括發射機和接收機。 發射機生成調製基向量；利用調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成 調製後的數據信號；對調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號；將差分調製 信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送； 接收機接收發射機發送的時域數據信號，將接收的時域數據信號去除循環前綴，
並轉換為頻域數據信號；對頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號；生成解調基
向量；利用解調基向量對差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列。 進一步地，發射機可採用圖2中的發射機，其具體功能描述可參見發射機實施例 接收機可採用圖4中的接收機，採用圖4中的接收機可實現逐個數據符號的差分 解調。 另外，接收機還可採用圖5中的接收機，採用圖5中的接收機可實現多數據符號的 差分解調。
本實施例中由發射機和接收機組成的數據傳輸系統通過對數據符號進行差分調 制和解調，得出原始數據信號的估計值，避免了採用信道估計技術，從而提高了系統傳輸效 率，降低了系統開銷；由於系統對傳輸的數據信號進行了 CCSK解調和解調，從而使系統能 夠工作在較低的信噪比環境中；多數據符號差分解調方法中接收機可採用根據樹形搜索算 法改進的Viterbi算法，計算出原始數據信號的估計序列，從而有效降低了計算複雜度，並 且使多數據符號差分解調方法可以適用於具有較高的CCSK調製階數的原始數據信號；並 且通過仿真結果可以得出，與逐個數據符號差分解調相比，採用多數據符號差分解調，可降 低數據信號傳輸的誤碼率。 圖9為本發明差分調製方法實施例的流程圖，如圖9所示，本實施例中各步驟均由
發射機來完成，具體包括 步驟101、生成調製基向量； 發射機將頻譜標記向量與隨機相位向量相乘得到相乘結果，再將相乘結果進行縮 放處理，從而得出調製基向量。 步驟102、利用調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的數據信 號； 發射機首先將發送的原始數據信號映射為頻域數據信號，再將頻域數據信號與步
驟101中生成的調製基向量相乘，得出調製後的數據信號。 步驟103、對調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號； 發射機對差分調製信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理；對差分調製信號中
前一時刻的數據符號進行幅度歸一化處理；將經過延遲處理和幅度歸一化處理的前一時刻
的數據符號與調製後的數據信號中當前時刻的數據符號相乘，得出差分調製信號中當前時
刻的數據符號。 步驟104、將差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送；
此過程可由發射機中的OFDM發射機執行。 本實施例中發射機對發送的原始數據信號進行差分調製，避免了採用信道估計技 術，從而提高了系統傳輸效率，降低了系統開銷；由於發射機對發送的原始數據信號進行了 CCSK調製，從而使發射機能夠工作在較低的信噪比環境中。 圖IO為本發明差分解調方法實施例的流程圖，如圖IO所示，本實施例中各步驟均 由接收機來完成，具體包括 步驟201、將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號； 此步驟由接收機中的OF匿接收機來執行。 步驟202、對頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號； 此步驟中可採用對頻域數據信號進行逐個數據符號差分解調的方法，具體為接 收機對頻域數據信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理，對頻域數據信號中前一時刻的 數據符號取復共軛獲得前一時刻的數據符號的復共軛值，將前一時刻的數據符號的復共軛 值與頻域數據信號中當前時刻的數據符號相乘，得出差分解調信號中的當前時刻的數據符 號； 另外也可以採用對頻域數據信號序列進行多數據符號差分解調的方法，具體為 接收機對頻域數據信號中的多個數據符號進行延遲處理，對每個經過延遲處理的數據符號取復共軛獲得數據符號的復共軛值；將每個數據符號的復共軛值分別與頻域數據信號中該
數據符號之外的每個數據符號相乘，得出差分解調信號中的每個數據符號。 步驟203、生成解調基向量； 接收機將頻譜標記向量與隨機相位向量相乘，得出解調基向量。 步驟204、利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號
的估計序列； 對於採用逐個數據符號差分解調的方法，相應地，步驟204具體為接收機將解調 基向量取復共軛，得出取復共軛後的解調基向量；將取復共軛後的解調基向量與差分解調 信號相乘，得出相乘結果；將得出的相乘結果轉換為時域數據信號，對時域數據信號取實 部，得出判決向量；搜索出判決向量的元素取最大值時對應的位置值，該位置值為原始數據 信號的估計數據； 對於採用多數據符號差分解調的方法，相應地，步驟204具體為接收機將解調基 向量取復共軛，得出取復共軛後的解調基向量，將取復共軛後的解調基向量與差分解調信 號中的每個數據符號相乘，得出每個相乘結果，將每個相乘結果轉換為時域數據信號，對每 個時域數據信號取實部，得出多個判決向量，根據多個判決向量得出原始數據信號的估計 序列。 其中，根據多個判決向量得出原始數據信號的估計序列具體可以為根據多個判 決向量得出判決度量值公式，根據該判決度量值公式分別計算取所有的數據序列時對應的 判決度量值，並查詢出判決度量值公式取最大判決度量值時對應的數據序列，該數據序列 為原始數據信號的估計序列； 另外，根據多個判決向量得出原始數據信號的估計序列具體還可採用根據樹形搜 索算法改進的Viterbi算法，計算出原始數據信號的估計序列，具體過程可參見接收機實 施例三中的描述。 其中，步驟203還可位於步驟201或步驟202之前，本實施例僅描述了差分解調方 法中各步驟的一種時序關係。 本實施例中接收機採用逐個數據符號差分解調的方法或者多符號差分解調的方 法對數據信號序列進行差分解調，以得出原始數據信號的估計序列，避免了採用信道估計 技術，從而提高了系統傳輸效率，降低了系統開銷；由於接收機對接收的數據信號序列進行 了 CCSK解調，從而使接收機能夠工作在較低的信噪比環境中；多數據符號差分解調方法中 接收機可採用根據樹形搜索算法改進的Viterbi算法，計算出原始數據信號序列的估計序 列，從而有效降低了計算複雜度，並且使多數據符號差分解調方法可以適用於具有較高的 CCSK調製階數的原始數據信號序列；並且通過仿真結果可以得出，與逐個數據符號差分解 調相比，採用多數據符號差分解調，該系統可降低輸出的原始數據信號的估計序列的誤碼 率。 圖11為本發明數據傳輸方法實施例的流程圖，如圖11所示，該方法包括
步驟301、發射機生成調製基向量； 步驟302、發射機利用調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的 數據信號； 步驟303、發射機對調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號；
步驟304、發射機將差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送；
步驟305、接收機接收發射機發送的時域數據信號序列，將接收的時域數據信號去 除循環前綴，並轉換為頻域數據信號； 步驟306、接收機對頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號；
步驟307、接收機生成解調基向量； 步驟308、接收機利用解調基向量對差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的 估計序列。 本實施例中接收機和發射機執行的各步驟的具體描述可參見上述差分解調方法 和差分調製方法實施例中的內容，此處不再詳細描述。 本實施例發射機和接收機對數據信號進行傳輸的過程中，通過對數據信號進行差 分調製和差分解調避免了複雜的信道估計技術，從而提高了系統傳輸效率，降低了系統開 銷；由於採用了 CCSK調製技術，使TDCS可以工作在較低的信噪比環境中；多數據符號差分 解調方法中接收機可採用根據樹形搜索算法改進的Viterbi算法，計算出原始數據信號的 估計序列，從而有效降低了計算複雜度，並且使多數據符號差分解調方法可以適用於具有 較高的CCSK調製階數的原始數據信號；並且通過仿真結果可以得出，與逐個數據符號差分 解調相比，採用多數據符號差分解調，該系統可降低輸出的原始數據信號的估計序列的誤 碼率。 最後應說明的是以上實施例僅用以說明本發明的技術方案而非對其進行限制， 儘管參照較佳實施例對本發明進行了詳細的說明，本領域的普通技術人員應當理解其依 然可以對本發明的技術方案進行修改或者等同替換，而這些修改或者等同替換亦不能使修 改後的技術方案脫離本發明技術方案的精神和範圍。
權利要求
一種發射機，其特徵在於，包括第一基向量生成單元，用於生成調製基向量；第一調製單元，用於利用所述第一基向量生成單元生成的調製基向量對發送的原始數據信號進行調製；第二調製單元，用於對所述第一調製單元輸出的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號並輸出；正交頻分復用OFDM發射機，用於將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送。
2. 根據權利要求1所述的發射機，其特徵在於，所述第一基向量生成單元包括 頻譜標記生成模塊，用於根據對子載波上的信號進行採樣檢測的結果，生成頻譜標記向量，該頻譜標記向量用於表示子載波是否空閒； 隨機相位生成模塊，用於生成隨機相位向量； 乘法器，用於將所述頻譜標記向量與所述隨機相位向量相乘；縮放模塊，用於將所述乘法器輸出的數據信號進行縮放處理，生成所述調製基向量。
3. 根據權利要求1或2所述的發射機，其特徵在於，所述第一調製單元包括 頻域映射模塊，用於將發送的原始數據信號映射為頻域數據信號；乘法器，用於將所述頻域數據信號與所述調製基向量相乘，得出所述調製後的數據信號。
4. 根據權利要求1所述的發射機，其特徵在於，所述第二調製單元包括 延遲模塊，用於對所述差分調製信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理； 幅度歸一化模塊，用於對所述差分調製信號中前一時刻的數據符號進行幅度歸一化處理；乘法器，用於將經過延遲處理和幅度歸一化處理的前一時刻的數據符號與所述調製後 的數據信號中當前時刻的數據符號相乘，得出當前時刻原始數據符號的差分調製信號。
5. —種接收機，其特徵在於，包括OFDM接收機，用於將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號後輸出； 第一解調單元，用於對所述OF匿接收機輸出的頻域數據信號進行差分解調，生成差分 解調信號；第二基向量生成單元，用於生成解調基向量；第二解調單元，用於利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列。
6. 根據權利要求5所述的接收機，其特徵在於，所述第一解調單元包括 延遲模塊，用於對所述OF匿接收機輸出的頻域數據信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理；取復共軛模塊，用於對所述OF匿接收機輸出的頻域數據信號中前一時刻的數據符號 取復共軛獲得前一時刻的數據符號的復共軛值；乘法器，用於將所述前一時刻的數據符號的復共軛值與所述頻域數據信號中當前時刻 的數據符號相乘，得出所述差分解調信號中當前時刻的數據符號。
7. 根據權利要求5或6所述的接收機，其特徵在於，所述第二基向量生成單元包括頻譜標記生成模塊，用於根據對子載波上的信號進行採樣檢測的結果，生成頻譜標記向量，該頻譜標記向量用於表示子載波是否空閒；隨機相位生成模塊，用於生成隨機相位向量；乘法器，用於將所述頻譜標記向量和所述隨機相位向量相乘，輸出所述解調基向量。
8. 根據權利要求5-7中任意一項所述的接收機，其特徵在於，所述第二解調單元包括取復共軛模塊，用於將所述解調基向量取復共軛，並輸出取復共軛後的解調基向量；乘法器，用於將所述取復共軛後的解調基向量與所述差分解調信號相乘，並輸出相乘結果；離散傅立葉逆變換IDFT模塊，用於將乘法器輸出的相乘結果轉換為時域數據信號；取實部模塊，用於對所述時域數據信號取實部，得出判決向量；最大值搜索模塊，用於搜索出所述判決向量的元素取最大值時對應的位置值，該位置值為原始數據信號的估計數據。
9. 根據權利要求5所述的接收機，其特徵在於，所述第一解調單元包括多個延遲模塊，用於對所述0F匿接收機輸出的頻域數據信號中的多個數據符號進行延遲處理；多個取復共軛模塊，用於對每個經過延遲處理的數據符號取復共軛獲得數據符號的復共軛值；多個乘法器，用於將每個數據符號的復共軛值分別與所述頻域數據信號中該數據符號之外的每個數據符號相乘，得出所述差分解調信號中當前時刻的每個數據符號。
10. 根據權利要求9所述的接收機，其特徵在於，所述第二解調單元包括取復共軛模塊，用於將所述解調基向量取復共軛，並輸出取復共軛後的解調基向量；多個乘法器，用於將所述取復共軛後的解調基向量與所述差分解調信號中的每個數據符號相乘，並輸出每個相乘結果；多個IDFT模塊，用於將所述多個乘法器輸出的相乘結果轉換為時域數據信號；多個取實部模塊，用於對所述多個IDFT模塊輸出的每個所述時域數據信號取實部，得出多個判決向量；最大似然序列估計模塊，用於根據所述多個判決向量得出判決度量值公式，根據該判決度量值公式分別計算取所有的數據序列對應的判決度量值，並計算所述判決度量值公式取最大判決度量值時對應的數據序列，該數據序列為原始數據信號的估計序列。
11. 一種數據傳輸系統，其特徵在於，包括發射機，用於生成調製基向量；利用所述調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的數據信號；對所述調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號；將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送；接收機，用於接收發射機發送的時域數據信號，將接收的時域數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號；對所述頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號；生成解調基向量；利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列。
12. —種差分調製方法，其特徵在於，包括生成調製基向量；利用所述調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的數據信號； 對所述調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號； 將所述差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送。
13. 根據權利要求12所述的方法，其特徵在於，所述對所述調製後的數據信號進行差 分調製，生成差分調製信號具體為對所述差分調製信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理； 對所述差分調製信號中前一時刻的數據符號進行幅度歸一化處理； 將經過延遲處理和幅度歸一化處理的前一時刻的數據符號與所述調製後的數據信號 中當前時刻的數據符號相乘，得出所述差分調製信號中當前時刻的數據符號。
14. 根據權利要求12或13所述的方法，其特徵在於，所述原始數據信號中的第一個數 據符號前插入一個參考數據符號，該參考數據符號作為差分調製和差分解調的基準。
15. —種差分解調方法，其特徵在於，包括 將接收的數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號； 對所述頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號； 生成解調基向量；利用所述解調基向量對所述差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列。
16. 根據權利要求15所述的方法，其特徵在於，所述對所述頻域數據信號進行差分解 調，生成差分解調信號具體為對所述頻域數據信號中前一時刻的數據符號進行延遲處理；對所述頻域數據信號中前一時刻的數據符號取復共軛獲得前一時刻的數據符號的復 共軛值；將所述前一時刻的數據符號的復共軛值與所述頻域數據信號中當前時刻的數據符號 相乘，得出所述差分解調信號中當前時刻的數據符號。
17. 根據權利要求15或16所述的方法，其特徵在於，所述利用所述解調基向量對所述 差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列具體為將所述解調基向量取復共軛，得出取復共軛後的解調基向量； 將所述取復共軛後的解調基向量與所述差分解調信號相乘，得出相乘結果； 將得出的相乘結果轉換為時域數據信號； 對所述時域數據信號取實部，得出判決向量；搜索出所述判決向量的元素取最大值時對應的位置值，該位置值為原始數據信號的估 計數據。
18. 根據權利要求15所述的方法，其特徵在於，所述對所述頻域數據信號進行差分解 調，生成差分解調信號具體為對所述頻域數據信號中的多個數據符號進行延遲處理； 對每個經過延遲處理的數據符號取復共軛獲得數據符號的復共軛值； 將每個數據符號的復共軛值分別與頻域數據信號中該數據符號之外的每個數據符號 相乘，得出所述差分解調信號中的每個數據符號。
19. 根據權利要求18所述的方法，其特徵在於，所述利用所述解調基向量對所述差分 解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列具體為將所述解調基向量取復共軛，得出取復共軛後的解調基向量；將所述取復共軛後的解調基向量與所述差分解調信號中的每個數據符號相乘，得出每個相乘結果；將每個相乘結果轉換為時域數據信號；對每個所述時域數據信號取實部，得出多個判決向量；根據多個所述判決向量得出所述原始數據信號的估計序列。
20. 根據權利要求19所述的方法，其特徵在於，所述根據所述多個判決向量得出所述原始數據信號的估計序列具體為根據多個所述判決向量得出判決度量值公式，根據該判決度量值公式分別計算取所有的數據序列值時對應的判決度量值，並計算所述判決度量值公式取最大判決度量值時對應的數據序列，該數據序列為原始數據信號的估計序列。
21. 根據權利要求19所述的方法，其特徵在於，所述根據所述多個判決向量得出所述原始數據信號的估計序列具體為利用樹形搜索算法構成第一集合和第二集合，所述第一集合包括由大到小選取出的預先設定數量個當前時刻的數據狀態，所述第二集合包括由大到小選取出的預先設定數量個下一時刻的數據狀態；利用維特比Viterbi算法根據所述第一集合計算所述第二集合中的每個數據狀態的累積度量值和倖存路徑；根據計算出的所述第二集合中的每個數據狀態對應的倖存路徑輸出原始數據信號的估計序列。
22. 根據權利要求21所述的方法，其特徵在於，所述利用樹形搜索算法構成第一集合和第二集合具體為從當前時刻各個數據狀態對應的累積度量值中由大到小選取預先設定數量個累積度量值，並將選取的累積度量值對應的數據狀態構成第一集合；從所述第一集合中選取最大累積度量值對應的數據狀態，根據所述多個判決向量計算最大累積度量值對應的數據狀態對應的倖存路逕到下一時刻各個數據狀態的分支序列度量值，從計算出的各個數據狀態的分支序列度量值中由大到小選取預先設定數量個分支序列度量值，並將選取出的分支序列度量值對應的數據狀態構成第二集合，所述倖存路徑為計算累積度量值時採用的數據狀態構成的序列。
23. 根據權利要求22所述的方法，其特徵在於，所述利用維特比Viterbi算法根據所述第一集合計算所述第二集合中的每個數據狀態的倖存路徑具體為根據所述多個判決向量計算從所述第一集合中的每個數據狀態對應的倖存路逕到所述第二集合中某一數據狀態的分支序列度量值，將計算每個分支序列度量值對應的第一集合中的數據狀態對應的累積度量值與該分支序列度量值相加，得出所述第二集合中的該數據狀態對應的多個候選累積度量值，從所述多個候選累積度量值中選取最大候選累積度量值，所述最大候選累積度量值為該數據狀態的累積度量值，該數據狀態的倖存路徑為計算所述最大候選累積度量值時採用的數據狀態構成的序列；依次計算所述第二集合中所述某一數據狀態之外的其它數據狀態的累積度量值和倖存路徑。
24.根據權利要求23所述的方法，其特徵在於，所述根據計算出的所述第二集合中的 每個數據狀態對應的倖存路徑輸出原始數據信號的估計序列具體為選取所述第二集合中的每個數據狀態對應的累積度量值中的最大累積度量值對應的 數據狀態；輸出選取的所述最大累積度量值對應的數據狀態對應的倖存路徑中特定序列，並從所 述該特定序列中得出所述原始數據信號的估計序列。
全文摘要
本發明公開了一種差分調製解調方法、發射機以及接收機。該方法包括生成調製基向量；利用調製基向量對發送的原始數據信號進行調製，生成調製後的數據信號；對調製後的數據信號進行差分調製，生成差分調製信號；將差分調製信號轉換為時域數據信號，添加循環前綴後發送；將接收的時域數據信號去除循環前綴，並轉換為頻域數據信號；對頻域數據信號進行差分解調，生成差分解調信號；生成解調基向量；利用解調基向量對差分解調信號進行解調，得出原始數據信號的估計序列。本發明通過對數據信號進行差分調製和解調得出原始數據信號的估計序列，避免了採用信道估計技術，從而提高了系統傳輸效率，降低了系統開銷。
文檔編號H04L27/26GK101753504SQ200810239769
公開日2010年6月23日 申請日期2008年12月16日 優先權日2008年12月16日
發明者劉敬全, 唐萬斌, 李少謙, 王軍, 黃彪 申請人:華為技術有限公司;電子科技大學