信號傳輸裝置、接收電路以及電子設備的製作方法

2023-07-27 11:57:26

信號傳輸裝置、接收電路以及電子設備的製作方法
【專利摘要】本發明提供了一種信號傳輸裝置，所述信號傳輸裝置包括用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸。信道的總數量等於或大於3。當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
【專利說明】信號傳輸裝置、接收電路以及電子設備
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種信號傳輸裝置、接收電路以及電子設備，更具體地，本發明涉及一種解決多信道傳輸時的互擾的技術。
【背景技術】
[0002]現今，在電子設備內部或電子設備之間進行的信號傳輸中，能夠高速(例如，實時)處理或傳輸大量數據的技術是非常必要的。在相關技術中，信號一般通過電線傳輸。例如，已知低壓差分信號(LVDS)便是用於實施高速信號傳輸的一種方法。然而，由於最新的大量高速傳輸數據，產生了一些問題，比如功耗增加，由反射等原因導致的信號失真效果增力口，不必要的輻射增加。例如，當圖像信號(包括成像信號)或計算機圖像等信號在設備中高速(實時)傳輸時，LVDS具有局限性。
[0003]為了響應高速傳輸數據的問題，現有一種增加電線的數量從而利用信號並行化降低單條信號線的傳輸速率的方法。然而，這種方法會增加輸入和輸出終端的數量。結果，例如，必然會使印刷電路板或纜線變得複雜或增加半導體晶片的尺寸。此外，由於是通過電線傳輸大量高速數據，因此會產生電磁幹擾的問題。
[0004]由於是通過電線進行信號傳輸，所以LVDS和增加電線數量的方法均存在一些問題。因此，作為一種解決通過電線進行信號傳輸導致的問題的方法，在例如「A12.5+12.5Gb/s Full-Duplex Plastic Waveguide Interconnect(A12.5+12.5Gb/s Full-DuplexPlastic Waveguide Interconnect」(ISSCC2011會議演不:請參考會議記錄和演不幻燈片)中公開了一種採用塑料波導並利用毫米波帶進行信號傳輸的技術。
[0005]參考文獻列表
[0006]非專利文獻
[0007]非專利文獻1:Satoshi Fukuda 等人，「A12.5+12.5Gb/s Full-Duplex PlasticWaveguide Interconnect，，,2011IEEE International Solid-State Circuits ConferenceISSCC2011/SESS10N8/ARCHITECTURES&CIRCUITS FOR NEXT GENERATION WIRELINETRANSCEIVERS/8.5,2011 年 2 月 23 日，第 150-152 頁。
[0008]非專利文獻2:Satoshi Fukuda 等人，「A12.5+12.5Gb/s Full-Duplex PlasticWaveguide Interconnect，，,2011IEEE International Solid-State Circuits ConferenceISSCC2011/SESS10N8,2011 年 2 月，演示幻燈片第 1-29 頁。

【發明內容】

[0009]技術問題
[0010]順便提及，當應用頻帶被分割並通過一個波導進行通信的頻分復用(FDM)時，另一信道(有時也稱為信道，下文中也標示為「CH」)用作幹擾波並對通信造成不良影響。一般而言，這稱為「互擾」或「信道之間的幹擾問題」。通常，當兩個信道彼此相鄰時，其稱為「相鄰信道之間的幹擾問題」。[0011]為了解決該問題，例如，採用了一種分離信道之間的頻率使其具有某個差值以上的方法。然而，由於分離了頻率(即信道之間的頻差更高)，所需要的頻帶整體增加。這種情況下，寬帶特性不僅對於通信裝置或通信半導體裝置(晶片)很有必要，而且對于波導也是很有必要的。
[0012]因此，針對上述問題而提出了本發明。本發明提供了一種技術，該技術在不採用增加信道間頻差的方法的情況下能夠減少與另一信道的幹擾問題。
[0013]技術方案
[0014]根據本發明的第一方面，提供了一種信號傳輸裝置，其包括用於各個信道的接收處理單元，所述接收處理單元通過劃分頻帶實現多信道傳輸，信道的總數量等於或大於3。此外，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，任意接收處理單元中設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。根據本發明第一方面的信號傳輸裝置的相關描述中所公開的各個信號傳輸裝置限定了根據本發明第一方面的信號傳輸裝置的其它優點和具體示例。例如，所述接收處理單元可包括放大器，所述放大器配置為對所述自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，所述信號抑制單元可包括設置在所述放大器中的增益抑制單元。此外，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，所述增益抑制單元用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。而且，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，所述增益抑制單元用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益。
[0015]根據本發明的第二方面，提供了一種信號傳輸裝置，其包括用於各個信道的接收處理單元，所述接收處理單元通過劃分頻帶實現多信道傳輸，信道的總數量等於或大於2。此外，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，任意接收處理單元中均設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0016]根據本發明的第三方面，接收電路包括信號抑制單元，所述信號抑制單元用於當信道的總數量等於或大於3並在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時抑制除自身信道之外的信道的信號分量。
[0017]根據本發明的第四方面，接收電路包括信號抑制單元，所述信號抑制單元用於當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時抑制除自身信道之外的信道的信號分量。
[0018]根據本發明的第五方面，提供了一種電子設備，其包括用於各個信道的接收處理單元，所述接收處理單元通過劃分頻帶實現多信道傳輸，信道的總數量等於或大於3。此外，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，任意接收處理單元中均設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0019]根據本發明的第六方面，提供了一種電子設備，其包括用於各個信道的接收處理單元，所述接收處理單元通過劃分頻帶實現多信道傳輸，信道的總數量等於或大於2。此外，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，任意接收處理單元中設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0020]各種適用於根據本發明第一方面的信號傳輸裝置的相關描述中所述的各個信號傳輸裝置的技術和方法(然而，不包括根據第四方面的接收電路和根據第六方面的電子設備中的全雙工雙向通信的具體例子)也同樣適用於根據本發明第二方面的信號傳輸裝置、根據本發明第三和第四方面的接收電路、以及根據本發明第五和第六方面的電子設備。採用了各種技術和方法的配置限定了根據本發明第二方面的信號傳輸裝置、根據本發明第三和第四方面的接收電路、以及根據本發明第五和第六方面的電子設備的其它優點和具體示例。例如，所述接收處理單元可包括放大器，所述放大器配置為對所述自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，所述信號抑制單元可包括設置在所述放大器中的增益抑制單元。此外，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述增益抑制單元用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。而且，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，所述增益抑制單元用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益。
[0021]在本說明書所公開的技術中，無論進行多信道傳輸時信道的數量有多少，也無論採用的是全雙工雙向通信或單工雙向通信，在任意接收處理單元中，在所述放大器中或所述放大電路的前級或後級中均設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。優選地，所述信號抑制單元包括設置在所述放大器中的增益抑制單元。在任意兩個信道的組合中，在所述放大器或放大電路中設置用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益的增益抑制單元。例如，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，在所述放大器或放大電路中設置用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益的增益抑制單元。此外，當採用全雙工雙向通信時，僅在根據上述條件採用全雙工雙向通信(此外，信道優選地彼此相鄰)時，才可根據上述條件將所述增益抑制單元用於所述放大器或放大電路。
[0022]順便提及，在根據本發明第一方面的信號傳輸裝置、根據本發明第三方面的接收電路以及根據本發明第五方面的電子設備中，信道的總數量等於或大於3。當採用單工雙向通信時，僅在採用單工雙向通信(此外，信道優選地彼此相鄰)時，才可根據上述條件設置所述信號抑制單元或所述增益抑制單元。順便提及，在根據本發明第二方面的信號傳輸裝置、根據本發明第四方面的接收電路以及根據本發明第六方面的電子設備中，信道的總數量等於或大於2。當同時採用全雙工雙向通信和單工雙向通信時，僅在同時採用全雙工雙向通信和單工雙向通信(此外，信道優選地彼此相鄰)時，才可根據上述條件設置所述信號抑制單元或所述增益抑制單元。
[0023]換言之，在本發明所公開的技術中，任意接收處理單元(例如，所述放大器或放大電路內部，或者它們的前級或者後級)中均設置有用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。由於所述增益抑制單元是設置在「任意」接收處理單元中而非所有多個接收處理單元中，所以抑制了互擾。相應地，和在所有多個接收處理單元中設置用於抑制另一信道的信號分量的信號抑制單元相比，可以實現一種更簡單的配置。當使用所述信號抑制單元時，可以抑制幹擾波的影響。因此，在完全沒必要設置與另一信道之間的頻率間隔的情況下，可以減少與另一信道的幹擾問題並有效利用頻率。
[0024]在本說明書所公開的技術的示例性方面，在接收處理單元中設置用於抑制「在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道」的增益的增益抑制單元。例如，所述增益抑制單元設置在所述放大器或放大電路內部，或者它們的前級或者後級中。更優選地，所述增益抑制單元設置在所述放大器或放大電路內部。在本說明書所公開的技術的示例性方面，當未設置所述增益抑制單元(後文稱為「開環」)時，假定所述放大器或放大電路的增益頻率特性相對於期望信道(自身信道)而言在下側(低頻側)和上側(高頻側)對稱。當增益頻率特性為「非對稱」時，下側(低頻側)或者上側(高頻側)其中之一的增益衰減度充足，而另一側的增益衰減度則不足。通常，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，上側相鄰信道或者下側相鄰信道之一的增益衰減度充足，而另一側的增益衰減度則不足。在這種情況下，存在來自具有不足衰減度的信道的幹擾的問題(具體地，這也稱為當信道彼此相鄰時的「相鄰幹擾」)。
[0025]本文中，在本說明書所公開的技術的示例性方面中，利用了所述放大器或放大電路的非對稱開環增益頻率特性，因此所述增益抑制單元僅設置在下側(低頻側)信道或者上側(高頻側)信道其中之一(具體地，在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道)中。作為相鄰信道的一種典型示例，所述增益抑制單元設置在上側相鄰信道或下側相鄰信道其中之一(在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道)中。總之，在本說明書所公開的技術的示例性方面中，當所述放大器或放大電路的開環增益頻率特性在期望信道的下側或上側非對稱時，所述增益抑制單元僅設置在對於另一信道的幹擾具有不足衰減度的一側，從而抑制了互擾。相應地，和在下側(低頻側)信道和上側(高頻側)信道中都(通常在上側相鄰信道和下側相鄰信道中)設置所述增益抑制單元相比，可以實現更簡單的配置。當設置有所述增益抑制單元時，由於在沒必要設置與另一信道(通常，相鄰信道)的頻率間隔的情況下可以抑制幹擾波的影響，因此可以減少與另一信道的幹擾問題並有效利用頻率。
[0026]本發明的有益效果
[0027]在本發明的第一和第二信號傳輸裝置、根據本發明第三和第四方面的接收電路以及根據本發明第五和第六方面的電子設備中，在不採用增加信道間頻差的方法的情況下，可通過簡單的配置減少與另一信道的幹擾問題。
【專利附圖】

【附圖說明】
[0028]圖1 (A)和1 (B)是圖示了信號傳輸裝置和電子設備的概況的示意圖。
[0029]圖2是圖示了信號傳輸裝置和電子設備的具體示例的示意圖。
[0030]圖3A是圖示了信號傳輸裝置的功能塊圖。
[0031]圖3B是圖示了信號傳輸裝置的功能塊圖。
[0032]圖4(A)?4(C)是圖示了產生互擾的原因的示意圖。
[0033]圖5 (A)和5⑶是圖示了根據實施例(第一示例)的針對互擾的對策的原理的示意圖。
[0034]圖6㈧?6⑶是圖示了根據實施例(第二示例)的針對互擾的對策的原理的示意圖。
[0035]圖7(A)和7(B)是圖示了具有陷波電路的低噪聲放大器的第一示例的示意圖。
[0036]圖8是圖示了具有陷波電路的低噪聲放大器的第二示例的示意圖。
[0037]圖9是圖示了具有陷波電路的低噪聲放大器的第三示例的示意圖。
[0038]圖10(A)和10(B)是圖示了不具有陷波電路的低噪聲放大器的示意圖。
[0039]圖11是圖示了根據採用了全雙工雙向通信的實施例1的發送和接收系統的示意圖。
[0040]圖12(A)?12(C)是圖示了根據實施例1的一種解決互擾的具體技術的示意圖。
[0041]圖13是圖示了根據採用了單工雙向通信的實施例2的發送和接收系統的示意圖。[0042]圖14是圖示了根據實施例2的一種解決互擾的具體技術的示意圖。
[0043]圖15是圖示了實施例2的變型例的示意圖。
[0044]圖16(A)?16(C)是圖示了結合了全雙工雙向通信和單工雙向通信的實施例3所用的低噪聲放大器的增益特性的示例的示意圖。
[0045]圖17(A)?17(C)是圖示了根據實施例3的發送和接收系統的示意圖。
[0046]圖18⑷和18⑶是圖示了實施例3的變型例的示意圖。
[0047]圖19 (A)?19 (C)是圖示了根據結合了全雙工雙向通信和單工雙向通信的實施例4的發送和接收系統的示意圖。
[0048]圖20⑷和20⑶是圖示了實施例4的變型例的示意圖。
[0049]圖21㈧?21(C)是圖示了根據實施例5 (第一至第三示例)的發送和接收系統的示意圖。
[0050]圖22㈧?22(C)是圖示了根據實施例5 (第四至第六示例)的發送和接收系統的示意圖。
[0051]圖23(A)?23(C)是圖示了根據實施例6 (第一至第三示例)的發送和接收系統的示意圖。
[0052]圖24㈧?24(C)是圖示了根據實施例6 (第四至第六示例)的發送和接收系統的示意圖。
[0053]圖25㈧?25⑶是圖示了實施例7所用的低噪聲放大器的增益特性的示例的示意圖。
[0054]圖26是圖示了根據實施例7的發送和接收系統的示意圖。
【具體實施方式】
[0055]在下文中，將參考附圖對本說明書所公開的技術的實施例進行詳細描述。為了區分各個功能組件的類型，字母「_n」(n為數字)或其組合作為後綴加在附圖標記上。當不需要特別區分進行描述時，這些後綴省略。這也類似地適用於附圖。
[0056]描述順序如下:
[0057]1、概述
[0058]2、傳輸處理系統(基本):設備配置和功能塊配置示例的詳細情況
[0059]3、互擾及其應對原理:產生原因和應對方法
[0060]4、放大器配置的示例:第一至第四示例
[0061]5、具體應用
[0062]實施例1:應對方法的第一示例、2CH和全雙工雙向通信
[0063]實施例2:應對方法的第一示例、2CH和單工雙向通信
[0064]實施例3:應對方法的第一示例、3CH以上、以及全雙工雙向通信和單工雙向通信的組合
[0065](不考慮單工雙向通信系統的洩漏路徑)
[0066]實施例4:應對方法的第一示例、3CH以上、以及全雙工雙向通信和單工雙向通信的組合
[0067](考慮單工雙向通信系統的洩漏路徑)[0068]實施例5:應對方法的第二示例和放大電路以外的應對方法
[0069](利用放大電路的非對稱開環增益頻率特性)
[0070]實施例6:應對方法的第三示例
[0071](不利用放大電路的非對稱開環增益頻率特性)
[0072]實施例7:除相鄰信道之外的信道的幹擾對策
[0073] [0074]首先將對基本配置進行描述。在本說明書所公開的信號傳輸裝置或電子設備中，接收電路包括多個用於接收傳輸信號的接收處理單元。多個發送處理單元設置為對應於多個接收處理單元。例如，為了通過頻帶劃分實現多信道傳輸，為各個信道設置了接收處理單元。對應於為各個信道設置的接收處理單元，為各個信道設置發送處理單元。任意接收處理單元包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。與當所有接收處理單元都具有信號抑制單元的情況相比，可以簡單的配置減少與另一信道的幹擾問題。
[0075]作為一種示例性示例，接收處理單元包括放大器(放大電路)，該放大器(放大電路)配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大。放大器的開環增益頻率特性相對於期望信道(自身信道)而言在下側(低頻側)和上側(高頻側)之間非對稱。在這種情況下，在本說明書所公開的信號傳輸裝置或電子設備的示例性實施例中，採用了這種非對稱特性，在多個接收處理單元中的任意一個中，在放大器(放大電路)中設置有用於抑制幹擾波的增益的增益抑制單元。換言之，信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元。當存在來自除自身信道之外的信道(不限於與任一側相鄰的信道，而是可包括其它更遠的信道:統稱為「幹擾信道」)的影響時，幹擾信道的影響由增益抑制單元進行抑制。通常，抑制了來自相鄰信道的影響。例如，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，在放大器中設置用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益的增益抑制單元。換言之，當未設置增益抑制單元時，主動利用放大器的非對稱開環增益頻率特性，因此為具有不足衰減度的相鄰信道設置了增益抑制單元(比如，陷波電路)。
[0076]本文中，放大器的開環增益頻率特性有兩種非對稱狀態。在第一狀態下，相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減。在第二狀態下，相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減。在第一狀態下，對下側相鄰信道的波長選擇性下降。在第二狀態下，對上側相鄰信道的波長選擇性下降。在待組合的兩個信道中，一個信道放大器的開環增益頻率特性和另一信道放大器的開環增益頻率特性可具有同樣的非對稱狀態和混合的非對稱狀態。換言之，總共有四種組合情況。在第一種情況下，一個信道放大器的開環增益頻率特性處於第一狀態，另一信道放大器的開環增益頻率特性也處於第一狀態。在第二種情況下，一個信道放大器的開環增益頻率特性處於第二狀態，另一信道放大器的開環增益頻率特性也處於第二狀態。在第三種情況下，一個信道放大器的開環增益頻率特性處於第二狀態，另一信道放大器的開環增益頻率特性處於第一狀態。在第四種情況下，一個信道放大器的開環增益頻率特性處於第一狀態，另一信道放大器的開環增益頻率特性處於第二狀態。相應地，在根據本實施例的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，當在放大器中設置增益抑制單元時，在所需的信道放大器中設置增益抑制單元，從而針對上述四種組合的每一種情況都「抑制了在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增
益」[0077]例如，當信道的總數量為2且這兩個信道彼此相鄰時，其中一個信道的載波頻率比另一個信道的載波頻率要低。為便於描述，具有低載波頻率的一個信道(低頻側)稱為低頻信道，而具有高載波頻率的另一個信道(高頻側)稱為高頻信道。在第一種情況下，由於兩個信道放大器的開環增益頻率特性均處於相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減的第一種狀態，所以可僅在高頻信道放大器中設置增益抑制單元。增益抑制單元可抑制用作下側相鄰信道的低頻信道的增益。不必在低頻信道放大器中設置增益抑制單元。在第二種情況下，由於兩個信道放大器的開環增益頻率特性均處於相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減的第二種狀態，所以可僅在低頻信道放大器中設置增益抑制單元。增益抑制單元可抑制用作上側相鄰信道的高頻信道的增益。不必在高頻信道放大器中設置增益抑制單元。這樣，在兩個信道放大器的開環增益頻率特性具有同樣的非對稱狀態的第一種或第二種情況下，可僅在任一個信道放大器中設置用於抑制信道的增益的增益抑制單元。
[0078]在第三種情況下，低頻信道放大器的開環增益頻率特性處於相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減的第二狀態下，而高頻信道放大器的開環增益頻率特性處於相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減的第一狀態下。因此，在低頻信道放大器中設置用於抑制上側相鄰信道的增益的增益抑制單元，而在高頻信道放大器中設置用於抑制下側相鄰信道的增益的增益抑制單元。這樣，在第三種情況下，在兩個信道中，由於對另一個信道的增益衰減度均不足(衰減度不足)，所以有必要在兩個信道中設置用於抑制另一個信道的增益的增益抑制單元。
[0079]在第四種情況下，低頻信道放大器的開環增益頻率特性處於相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減的第一狀態下，而高頻信道放大器的開環增益頻率特性處於相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減的第二狀態下。即使當未在低頻信道放大器中設置增益抑制單元時，對用作上側相鄰信道的高頻信道的增益衰減度也是充足的。即使當未在高頻信道放大器中設置增益抑制單元時，對用作下側相鄰信道的低頻信道的增益衰減度也是充足的。這樣，在第四種情況下，在兩個信道中，由於對另一個信道的增益衰減度均充足(衰減度充足)，所以沒必要在兩個信道中都設置用於抑制另一個信道的增益的增益抑制單元。
[0080]當信道的總數量等於或大於3時，還包括信道的其它組合。當在包括兩個信道的各個組合中下信道彼此相鄰時，該組合被確定為前述四種情況種的一種。基於確定結果可以確定增益抑制單元是否有必要，當設置有增益抑制單元時，可以確定其中任一個信道的增益得到抑制。
[0081]在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，當採用全雙工雙向通信進行多信道傳輸時，僅在採用全雙工雙向通信且信道彼此相鄰時，才根據上述方法在放大器中設置增益抑制單元。
[0082]或者，在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，當採用單工雙向通信進行多信道傳輸時，僅在採用單工雙向通信且信道彼此相鄰時，才根據上述方法在放大器中設置增益抑制單元。
[0083]或者，在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，當同時採用全雙工雙向通信和單工雙向通信時，優選地，將用於全雙工雙向通信和單工雙向通信的方法組合。此外，當同時採用全雙工雙向通信和單工雙向通信時，沒必要組合用於單工雙向通信的方法。原因如下。
[0084]首先，當採用全雙工雙向通信時，在一個通信裝置(第一通信裝置)側和另一通信裝置(第二通信裝置)側其中之一或兩者中，可形成洩漏路徑，使得高頻信號幾乎直接從自發送處理單元洩漏至接收處理單元。其能量大於能量通過波導洩漏進入另一側通信裝置的接收處理單元中的洩漏路徑中的能量。這是基於是否存在來自介於發送處理單元和接收處理單元之間的波導的傳輸損耗的影響的差異。因此，當採用全雙工雙向通信時，在一個通信裝置(第一通信裝置)側和另一通信裝置(第二通信裝置)側其中之一或兩者中，當在兩個信道的組合(通常，相鄰信道的組合)中形成高頻信號幾乎直接從自發送處理單元洩漏至接收處理單元的洩漏路徑時，優選地採用上述用於全雙工雙向通信的方法。
[0085]另一方面，當採用單工雙向通信時，高頻信號通過波導從一個通信裝置的發送處理單元傳輸至另一通信裝置的接收處理單元。在這種情況下，可形成高頻信號不僅洩漏進入用於自身信道的接收處理單元而且還洩漏進入用於另一信道的接收處理單元的洩漏路徑。然而，由於是通過波導傳輸至另一通信裝置，因此接收到的能量少於從自發送處理單元至接收處理單元的洩漏路徑中的能量，該洩漏路徑在採用全雙工雙向通信時形成。這是因為，接收側的能量由於將一個通信裝置和另一通信裝置耦合的波導的傳輸損耗而減少了。因此，在某些情況下，沒必要採用用於單工雙向通信的方法。
[0086]在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，原則上，無論採用的是全雙工雙向通信還是單工雙向通信，在放大器中設置增益抑制單元可適用於兩個信道的情況。信道的總數量的最小值為「2」。
[0087]例如，信道的總數量等於或大於3，不採用單工雙向通信，而採用全雙工雙向通信。在這種情況下，在任意兩個信道的組合中，當採用全雙工雙向通信時，採用用於全雙工雙向通信的方法。通常，在任意兩個信道的組合中，當信道彼此相鄰且採用全雙工雙向通信時，採用用於全雙工雙向通信的方法。
[0088]當同時採用全雙工雙向通信和單工雙向通信時，將用於全雙工雙向通信和單工雙向通信的方法組合。當將全雙工雙向通信和單工雙向通信組合時信道的總數量的最小值為「3」。在這種情況下，在任意兩個信道的組合中，當採用全雙工雙向通信時，採用用於全雙工雙向通信的方法。在任意兩個信道的組合中，當採用單工雙向通信時，採用用於單工雙向通信的方法。通常，在任意兩個信道的組合中，當信道彼此相鄰且採用全雙工雙向通信時，採用用於全雙工雙向通信的方法。在任意兩個信道的組合中，當信道彼此相鄰且採用單工雙向通信時，採用用於單工雙向通信的方法。
[0089]在某些情況下，當未設置增益抑制單元時，放大器的開環增益頻率特性為非對稱，從而使得相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減。將要組合的兩個信道屬於第二種情況。因此，在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備的示例性實施例中，利用了該非對稱特徵，因而放大器可包括僅用於上側相鄰信道的增益抑制單元。
[0090]例如，當非對稱特性表現為使得相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減且信道的總數量為3時，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高。當第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高時，以下三個方面可適用於全雙工雙向通信。當在通過波導耦合的第一和第二通信裝置之間進行多信道傳輸時，通過在第一或第二通信裝置中設置第一、第二和第三信道發送處理單元和第一、第二和第三信道接收處理單元中的每一個來確定這三個方面。
[0091]例如，在第一方面中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元和第三信道發送處理單元，而第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元和第三信道接收處理單元。在這種情況下，可考慮在第二和第一信道的組合以及第二和第三信道的組合中進行全雙工雙向通信。在這種情況下，第二通信裝置側中從第二信道發送處理單元至第一信道接收處理單元的洩漏路徑和第一通信裝置側中從第三信道發送處理單元至第二信道接收處理單元的洩漏路徑可能會使相鄰信道之間產生幹擾問題。作為該幹擾問題的一種對策，在第二通信裝置中，在第一信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，而在第一通信裝置中，在第二信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0092]在第二方面中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元和第三信道接收處理單元，而第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道接收處理單元和第三信道發送處理單元。在這種情況下，可考慮在第三和第一信道的組合以及第三和第二信道的組合中進行全雙工雙向通信。在這種情況下，在第二通信裝置側中，從第三信道發送處理單元至第二信道接收處理單元的洩漏路徑會使相鄰信道之間產生幹擾問題。作為該幹擾問題的一種對策，在第二通信裝置中，在第二信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0093]在第三方面中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元和第三信道接收處理單元，而第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道接收處理單元和第三信道發送處理單元。在這種情況下，可考慮在第一和第二信道的組合以及第一和第三信道的組合中進行全雙工雙向通信。在這種情況下，在第一通信裝置側中，從第二信道發送處理單元至第一信道接收處理單元的洩漏路徑會使相鄰信道之間產生幹擾問題。作為該幹擾問題的一種對策，在第一通信裝置中，在第一信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元。
[0094]此外，單工雙向通信可進一步應用於這三個方面。在這種情況下，可考慮在第一和第三信道的組合中進行單工雙向通信。根據單工雙向通信，當通過波導進行發送和接收時，在第一和第二通信裝置之間形成洩漏路徑。本文中，當將單工雙向通信與第一方面組合時，形成了從第一通信裝置側的第三信道發送處理單元至第二通信裝置側的第一信道接收處理單元的洩漏路徑，還形成了從第一通信裝置側的第一信道發送處理單元至第二通信裝置側的第三信道接收處理單元的洩漏路徑。由於形成該洩漏路徑的信道彼此並不相鄰，所以在相鄰信道之間可能不會產生幹擾問題。相應地，當組合單工雙向通信時，沒必要另外在任一個放大器中設置用於抑制相鄰信道的增益的增益抑制單元。換言之，即使當組合單工雙向通信時，可不加改變地應用採用了全雙工雙向通信的第一方面。
[0095]另一方面，在第二方面中，當組合單工雙向通信時，可在第一和第二信道的組合中採用單工雙向通信。相應地，形成了從第一通信裝置側的第二信道發送處理單元至第二通信裝置側的第一信道接收處理單元的洩漏路徑，還形成了從第一通信裝置側的第一信道發送處理單元至第二通信裝置側的第二信道接收處理單元的洩漏路徑。由於形成該洩漏路徑的信道彼此相鄰，所以在相鄰信道之間可能會產生幹擾問題。作為該幹擾問題的一種對策，在第二通信裝置中，在第一信道接收處理單元的放大器中設置(添加)用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元。此外，如上所述，在第二方面中，為了抑制在採用全雙工雙向通信時在相鄰信道之間產生的幹擾問題，在第二通信裝置中，在第二信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0096]此外，當單工雙向通信與第三方面組合時，可在第二和第三信道的組合中採用單工雙向通信。相應地，形成了從第一通信裝置側的第三信道發送處理單元至第二通信裝置側的第二信道接收處理單元的洩漏路徑，還形成了從第一通信裝置側的第二信道發送處理單元至第二通信裝置側的第三信道接收處理單元的洩漏路徑。由於形成該洩漏路徑的信道彼此相鄰，所以在相鄰信道之間可能會產生幹擾問題。作為該幹擾問題的一種對策，當組合單工雙向通信時，在第二通信裝置中，在第二信道接收處理單元的放大器中設置(添加)用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。順便提及，如上所述，在第三方面中，為了抑制在採用全雙工雙向通信時在相鄰信道之間產生的幹擾問題，在第一通信裝置中，在第一信道接收處理單元的放大器中設置用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元。
[0097]在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，信號抑制單元可抑制除自身信道之外的信道的信號分量，增益抑制單元可抑制除自身信道之外的信道的增益。在這兩種單元中，可採用各種類型的電路配置，比如採用陷波電路。無論採用的是全雙工雙向通信還是單工雙向通信，這都是可行的。作為陷波電路，可採用由電感器和電容器組成的串聯或並聯諧振電路，或是根據電感器和電容器的任意組合形成的串並聯諧振電路。雖然陷波電路的類型取決於添加有增益抑制單元的放大器的配置，但是串聯或並聯諧振電路的配置最簡單。
[0098]作為一種示例性實施例，當放大器的增益頻率特性具有非對稱特性從而使得相對於自身信道而言高頻側或低頻側的增益比另一側的增益要高時，增益抑制單元可採用各種類型的電路配置以便對由非對稱增益頻率特性導致的衰減不足進行補償。換言之，增益抑制單元的示例性實施例可簡單配置為使得對於期望波分量不顯示衰減，僅為用作幹擾波(不期望的波)分量的相鄰信道顯示衰減。例如，可採用陷波電路。
[0099]無論是形成了一層還是多層，構成陷波電路的電感器和電容器通過形成線圈形狀的圖案可形成為集總參數電路，但本發明不限於此。例如，可形成比如微帶線等圖案，可採用分布常數電路形狀。在任何情況下，為了減少圖案面積，優選的是將進行電感器的圖案形成時的分布電容用作電容分量。
[0100][其它實施例]
[0101]在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，放大器可優選地包括兩個級聯電晶體和將電感器作為負載的放大級，在該電感器中設置有常數以對自身信道具有頻率選擇性。無論採用的是全雙工雙向通信還是單工雙向通信，都可採用該配置。在這種情況下，增益抑制單元可連接在兩個電晶體的級聯點和參考電位點之間，當將陷波電路用作增益抑制單元時可採用串聯諧振電路。換言之，優選地，將放大器組成為級聯放大器，由串聯諧振電路組成的陷波電路設置在級聯點和參考電位點之間。為了在比如CMOS等半導體集成電路中實現這種級聯放大器配置，優選採用雙柵極M0SFET結構。
[0102]優選地，在放大級的電感器中，可設計一種圖案來實現增益上升。例如，在多個布線層中形成圖案，各層中的電感器通過電路並聯連接，因此可減少電感器的串聯電阻分量。或者，可在互補金屬氧化物半導體中形成放大器。
[0103]本文中，放大器優選包括多個放大級。換言之，當放大器由級聯放大器組成時，優選有複數個級聯放大級。在這種情況下，可在重視線性度的第一放大級中設置增益抑制單元，或者，可在重視噪聲性能的除第一級之外的至少一個放大級中設置增益抑制單元。
[0104]此外，通過組合這兩種情況，可在第一放大級中設置增益抑制單元，也可在除該第一級之外的至少一個放大級中設置增益抑制單元。在這種情況下，在第一放大級中設置的增益抑制單元或在除該第一級之外的至少一個放大級中設置的增益抑制單元中，設置有開關以便選擇性地使用增益抑制單元。這樣，利用開關可以有區別地使用第一級的增益抑制單元或除該第一級之外的放大級的增益抑制單元。尤其，當在這兩個增益抑制單元中均設有開關時，可以隨意地有區別地使用第一級的增益抑制單元或除該第一級之外的放大級的增益抑制單元。
[0105]在本說明書所公開的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，發送處理單元和接收處理單元之間的間隙可由波導進行耦合，該波導由介電材料製成。換言之，用於各個信道的發送或接收處理單元設置在第一或第二通信裝置之任一個中以進行多信道傳輸，第一和第二通信裝置之間的間隙由波導進行耦合。然後，波導可由磁性材料或比如塑料的介電材料製成。尤其，由介電材料製成的波導在柔韌性、成本、可用性、可製造性等等方面是優選的。無論採用的是全雙工雙向通信還是單工雙向通信，這都是可行的。
[0106]在能與本說明所公開的信號傳輸裝置結合使用的信號傳輸裝置、接收電路或電子設備中，例如，由介電材料或磁性材料製成的波導設置在殼體內部，通信裝置之間的間隙由波導進行耦合，從而通過波導進行高頻信號通信。這樣，通過減少多路徑、傳輸劣化和不必要的輻射等，在設備內的通信或在設備間的通信中進行高速數據傳輸。無論採用的是全雙工雙向通信還是單工雙向通信，這都是可行的。
[0107]在電線連接中，波導和傳輸路徑耦合單元(具有高頻信號傳輸功能的傳輸結構，也稱為耦合器)的布置容許相當程度的誤差(數毫米到數釐米)，而不是將引腳布置或觸點位置指定為電線連接器。在無線連接中，由於可減少電磁波的損耗，因此可降低傳輸器的功率，從而可簡化接收側的配置。還可以抑制來自設備外面的電波幹擾或向設備外面的輻射。
[0108]由於傳輸對象信號被轉換為高頻信號(比如，毫米波帶)然後被發送，所以可以進行高速傳輸。當採用波導時，由於耦合較好且損耗較小，所以功耗較低。波導可採用介電材料，比如可採用容易獲得的塑料，從而可以較低的成本配置信號傳輸裝置和電子設備。由於高頻信號被局限在了波導中，因此降低了多路徑的影響，減少了 EMC的問題。
[0109]當採用比如毫米波帶等電波頻帶的高頻信號進行信號傳輸時，當採用電線或光時不會發生問題。換言之，當在沒有電線或光的情況下採用電波頻帶的高頻信號進行信號傳輸時，可採用無線通信技術。因此，可以解決電線的問題，並建立比採用光的情況更簡單成本更低的信號接口配置。在大小和成本方面，其比採用光的情況更有利。優選地，在本實施例中，在信號傳輸中優選地主要利用毫米波帶(波長為1?10毫米)的載波頻率。然而，本發明不限於毫米波帶，也可適用於近毫米波帶的載波頻率，比如具有更短波長的亞毫米波帶(波長為(λ 1?1毫米)或具有更長波長的釐米波帶(波長為1?10釐米)。例如，可採用亞毫米波帶-毫米波帶、毫米波帶-釐米波帶、或者亞毫米波帶-毫米波帶-釐米波帶。在信號傳輸中，當採用毫米波帶或其近波帶時，不會發生與另一電線的幹擾，當採用電線(例如，撓性印刷線路)用於信號傳輸時所必須的針對EMC的需求也降低了。當採用毫米波帶或其近波帶時，由於數據速率高於電線(例如，撓性印刷線路)的數據速率，因此也可以簡單地應對高速度和高數據速率傳輸，比如應對由於高解析度或高幀速率導致的高速圖像信號。
[0110]〈傳輸處理系統(基本)>
[0111]圖1?3B是圖示了根據本實施例的信號傳輸裝置和電子設備的信號接口的功能配置的示意圖。換言之，圖示了功能塊圖的基本原理，側重於在根據本實施例的信號傳輸裝置和電子設備中的通信處理。本文中，圖1圖示了信號傳輸裝置和電子設備的概況。圖2圖示了信號傳輸裝置和電子設備的具體示例。圖3A和圖3B圖示了信號傳輸裝置的功能塊圖。
[0112][設備配置]
[0113]如圖1(A)所示，信號傳輸裝置1包括兩個電子設備8 (第一電子設備8_1和第二電子設備8_2)和高頻信號波導308_31。通過高頻信號波導308可在設備內部或設備之間進行通信。高頻信號波導308優選地採用例如介電波導。
[0114]例如，第一電子設備8_1包括:上面安裝有兩個半導體晶片103(半導體晶片103_1和半導體晶片103_2)的基板102_1和上面安裝有兩個半導體晶片103 (半導體晶片103_3和半導體晶片103_4)的基板102_2。在第一電子設備8_1中，通過高頻信號波導308_11可在半導體晶片103_1和半導體晶片103_2之間進行單向通信，而結合通過高頻信號波導308_12的單向通信可進行雙向通信。此外，在第一電子設備8_1中，通過高頻信號波導308_13可在半導體晶片103_1和半導體晶片103_3之間進行單向通信，而通過高頻信號波導308_14可在半導體晶片103_2和半導體晶片103_4之間進行單向通信。
[0115]第二電子設備8_2包括:上面安裝有兩個半導體晶片203 (半導體晶片203_1和半導體晶片203_2)的基板202_1和上面安裝有兩個半導體晶片203 (半導體晶片203_3和半導體晶片203_4)的基板202_2。在第二電子設備8_2中，通過高頻信號波導308_21可在半導體晶片203_1和半導體晶片203_2之間進行單向通信，而結合通過高頻信號波導308_22的單向通信可進行雙向通信。此外，在第二電子設備8_2中，通過高頻信號波導308_23可在半導體晶片203_1和半導體晶片203_3之間進行單向通信，而通過高頻信號波導308_24可在半導體晶片203_2和半導體晶片203_4之間進行單向通信。
[0116]在第一電子設備8_1和第二電子設備8_2之間的設備間通信中，通過高頻信號波導308_31可在半導體晶片103_2和半導體晶片203_2之間進行雙向通信。第一電子設備8_1和第二電子設備8_2 —起容納在一個外殼中以構成單個電子設備8_3，從而通過這種方式也可實現設備內通信。
[0117]圖1(B)圖示了當通過高頻信號波導308在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間進行通信時的功能塊。在這種情況下，例如，圖1B側重於一種通過高頻信號波導308_31在半導體晶片103_2和半導體晶片203_2之間進行全雙工雙向通信(全雙工)的系統。在第一通信裝置100 (半導體晶片103_2)和第二通信裝置200 (半導體晶片203_2)中，例如，設置有數據發送和接收單元、信號轉換單元以及高頻信號輸入和輸出單元。在包括高頻信號波導308和多個與高頻信號波導308電磁耦合的通信裝置的信號傳輸裝置1中，在通信裝置之間的高頻信號波導308中形成有多個傳輸路徑(通信信道)，在通信裝置之間進行多路雙向傳輸。雖然圖中未示出，但是在一個高頻信號波導308中設置有一個傳輸路徑(通信信道)。即，各個通信信道可採用單獨的高頻信號波導308。此外，如下述的圖2(B)所示，可在通信裝置之間進行單工雙向通信(單工)。例如，如圖2(A)所示，通過高頻信號波導308_11或高頻信號波導308_12在半導體晶片103_1和半導體晶片103_2之間進行的通信、通過高頻信號波導308_13在半導體晶片103_1和半導體晶片103_3之間進行的通信、以及通過高頻信號波導308_14在半導體晶片103_2和半導體晶片103_4之間進行的通{η可米用單工雙向通/[目。
[0118]圖2圖示了當將攝影機用作第一電子設備8_1而將由液晶製成的顯示設備或有機EL顯示裝置等用作第二電子設備8_2時信號傳輸裝置1的概況。此外，為了便於理解，將第一通信裝置100從攝影機上拆了下來，將第二通信裝置200從顯示設備上拆了下來。由攝影機(電子設備8_1)捕捉到的對象的圖像信息由第一通信裝置100轉換為毫米波帶高頻信號，然後通過高頻信號波導308_31傳輸到顯示設備(電子設備8_2)側的第二通信裝置200。第二通信裝置200對接收到的毫米波帶高頻信號進行解調，對該對象的圖像信息進行再現，並將結果提供給顯示設備。如此，將由攝影機捕捉到的對象圖像顯示在顯示設備上。
[0119][功能塊配置示例的詳細情況]
[0120]圖3Α和圖3Β詳細圖示了信號傳輸裝置1的功能塊示意圖。圖3Α圖示了採用全雙工雙向通信時的配置示例。圖3Β圖示了採用單工雙向通信時的配置示例。在圖3Α中，第一通信裝置100中詳細圖示了一種發送系統，而第二通信裝置200中詳細圖示了一種接收系統。在信號傳輸裝置1中，作為第一無線設備的示例的第一通信裝置100和作為第二無線設備的示例的第二通信裝置200通過信號傳輸路徑9 (例如，高頻信號波導308)耦合，採用高頻信號(例如，毫米波帶)進行信號傳輸。
[0121]在第一通信裝置100中，半導體晶片103設置為與採用毫米波帶進行的發送和接收相對應。在第二通信裝置200中，半導體晶片203設置為與採用毫米波帶進行的發送和接收相對應。在本實施例中，採用毫米波帶進行通信的信號僅包括要求高速度或大容量的信號。低速度或小容量的信號或者視為DC(比如電源)的信號不會被轉換為毫米波信號。這些不會被轉換為毫米波信號的信號(包括電源)通過上述相同方法進行連接。在轉換為毫米波之前，待傳輸的原始電信號統稱為基帶信號。下述的各個信號發生單元是毫米波信號發生單元或電信號轉換單元的一種示例。
[0122]在第一通信裝置100中，與採用毫米波帶進行的發送和接收相對應的傳輸路徑耦合單元108和半導體晶片103安裝在基板102上。半導體晶片103為大規模集成電路(LSI)，作為前級信號處理單元的一種示例，其中集成了 LSI功能單元104、用於發送處理的信號發生單元107_1 (用於通過將傳輸對象信號轉換為高頻信號來進行發送處理的發送處理單元TX的一種示例)以及用於接收處理的信號發生單元207_1 (用於通過將接收到的高頻信號轉換為傳輸對象信號來進行接收處理的接收處理單元RX的一種示例)。LSI功能單元104用於對第一通信裝置100進行主應用控制，且例如包括用於對待傳輸至另一側的各類信號進行處理的電路或用於對從另一側接收到的各類信號進行處理的電路。雖然圖中未示出，但是LSI功能單元104、信號發生單元107_1以及信號發生單元107_2可單獨配置，或者也可集成這些單元中的任意兩個單元。[0123]半導體晶片103與傳輸路徑耦合單元108連接。順便提及，傳輸路徑耦合單元108可內置在半導體晶片103中。傳輸路徑耦合單元108與信號傳輸路徑9耦合的部位(即，傳輸無線信號的部位)為發送部位或接收部位。通常，天線與這些部位相對應。
[0124]在第二通信裝置200中，與採用毫米波帶進行的發送和接收相對應的傳輸路徑耦合單元208和半導體晶片203安裝在基板202上。半導體晶片203與傳輸路徑耦合單元208連接。順便提及，傳輸路徑耦合單元208可內置在半導體晶片203中。傳輸路徑耦合單元208可採用與傳輸路徑耦合單元108相同的結構。半導體晶片203為LSI，作為後級信號處理單元的一種示例，其中集成了 LSI功能單元204、用於接收處理的信號發生單元207_2以及用於發送處理的信號發生單元107_2。雖然圖中未示出，但是LSI功能單元204、信號發生單元107_2以及信號發生單元207_2可單獨配置，或者也可集成這些單元中的任意兩個單元。
[0125]傳輸路徑耦合單元108和208用於將高頻信號(毫米波帶電信號)電磁耦合至信號傳輸路徑9。例如，採用具有天線耦合單元的天線結構、天線終端、天線等。或者可直接採用比如微帶線、帶線、共面線或槽線等傳輸線。
[0126]信號發生單元107_1包括用於將來自LSI功能單元104的信號轉換為毫米波信號並通過信號傳輸路徑9進行信號發送控制的發送側信號發生單元110。信號發生單元207_1包括用於通過信號傳輸路徑9進行信號接收控制的接收側信號發生單元220。信號發生單元107_2包括用於將來自LSI功能單元204的信號轉換為毫米波信號並通過信號傳輸路徑9進行信號發送控制的發送側信號發生單元110。信號發生單元207_2包括用於通過信號傳輸路徑9進行信號接收控制的接收側信號發生單元220。發送側信號發生單元110和傳輸路徑耦合單元108構成了發送系統(發送單元:發送側通信單元)。接收側信號發生單元220和傳輸路徑耦合單元208構成了接收系統(接收單元:接收側通信單元)。
[0127]為了通過對輸入信號進行信號處理產生毫米波信號，發送側信號發生單元110包括多路處理單元113、並串轉換單元114(PS轉換單元)、調製功能單元(調製單元115和頻率轉換單元116)以及放大器117。放大器117是用於調節輸入信號的振幅並輸出結果的振幅調節單元的一種示例。此外，調製單元115和頻率轉換單元116可組合在一起形成所謂的直接轉換系統。當採用直接轉換系統時，可以進行寬帶傳輸(寬的帶寬)，可實現簡單緊湊的電路配置(小型簡單電路)。
[0128]當來自LSI功能單元104的信號中有多種類型的信號(表示為N1)需要採用毫米波帶進行通信時，多路處理單元113執行多路復用處理，比如時分復用、頻分復用或碼分復用，並將該多個類型的信號組合為一個系統的信號。例如，將多個類型的要求高速度或大容量的信號組合為一個系統的信號，以作為待採用毫米波傳輸的信號。
[0129]並串轉換單元114將並行信號轉換為串行數據信號，並將轉換後的信號提供給調製單元115。調製單元115對傳輸對象信號進行調製並將調製後的信號提供給頻率轉換單元116。當不採用這種配置示例時，向用於多個信號並行傳輸的並行接口規範提供並串轉換單元114，但沒必要為串行接口規範提供並串轉換單元114。
[0130]基本上，調製單元115可對傳輸對象信號的振幅、頻率以及相位中的至少一種進行調製，也可採用這些的組合方法。模擬調製方案例如包括振幅調製(AM)和矢量調製。矢量調製包括頻率調製(FM)和相位調製(PM)。數字調製方案例如包括幅移鍵控(ASK)、頻移鍵控(FSK)、相移鍵控(PSK)以及用於對振幅和相位進行調製的振幅相移鍵控(APSK)。正交振幅調製(QAM)是具有代表性的振幅相位調製。具體地，本實施例採用了一種在接收側採用同步檢波方法的方案。
[0131]頻率轉換單元116對由調製單元115調製的傳輸對象信號進行頻率轉換，生成毫米波電信號(高頻信號)，並將生成的信號提供給放大器17。毫米波電信號指的是頻率大約為30GHz?300GHz的電信號。如術語「大約」所表示，如果頻率能夠達到毫米波通信的效果，其下限不限於30GHz，其上限不限於300GHz。
[0132]頻率轉換單元116可採用各種電路配置。例如，可使用具有混頻電路(混頻電路)和本地振蕩電路的配置。本地振蕩電路生成用於調製的載波(載波信號，基準載波)。混頻電路將來自並串轉換單元114的信號與本地振蕩電路生成的毫米波帶載波相乘(調製)，生成毫米波帶傳輸信號，並將生成的信號提供給放大器117。
[0133]放大器117將頻率轉換之後的毫米波電信號進行放大，並將放大後的信號提供給傳輸路徑耦合單元108。放大器117通過例如天線終端(未圖示)與傳輸路徑耦合單元108相連。傳輸路徑耦合單元108將由發送側信號發生單元110生成的毫米波高頻信號傳輸到信號傳輸路徑9。傳輸路徑耦合單元108可包括例如天線耦合單元。該天線耦合單元構成一個傳輸路徑耦合單元108 (信號耦合單元)或其一部分。天線耦合單元狹義上是指將半導體晶片中的電子電路與晶片內部或外部的天線相耦合的單元，而廣義上是指將半導體晶片和信號傳輸路徑9之間的信號相耦合的單元。該天線耦合單元可包括例如至少一個天線結構。該天線結構可包括與信號傳輸路徑9電磁耦合(根據電磁場)的部分，可將毫米波帶電信號耦合至信號傳輸路徑9，並不僅僅意味著天線本身。
[0134]為了對傳輸路徑耦合單元208接收的毫米波電信號進行信號處理並生成輸出信號，接收側信號發生單元220包括放大器224、解調功能單元(頻率轉換單元225和解調單元226)、串並轉換單元227 (SP轉換單元)以及單一化處理單元228。放大器224是用於調節輸入信號的振幅並輸出結果的振幅調節單元的一種示例。與調製功能單元類似，頻率轉換單元225和解調單元226可組合在一起形成所謂的直接轉換系統。此外，可採用注入鎖定方法來生成解調載波信號。接收側信號發生單元220與傳輸路徑耦合單元208相連。接收側放大器224與傳輸路徑耦合單元208相連，對天線接收到的毫米波電信號進行放大，並將放大後的信號提供給頻率轉換單元225。頻率轉換單元225對放大後的毫米波電信號進行頻率轉換，並將頻率轉換後的信號提供給解調單元226。解調單元226對頻率轉換後的信號進行解調，獲得基帶信號，並將獲得的信號提供給串並轉換單元227。
[0135]串並轉換單元227將串行接收信號轉換為並行輸出數據，並將轉換後的數據提供給單一化處理單元228。與並串轉換單元114相似，當不採用這種配置示例時，向用於多個信號並行傳輸的並行接口規範提供串並轉換單元227。當在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間串行地進行原始信號傳輸時，可以不設置並串轉換單元114和串並轉換單元227。
[0136]當在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間並行地進行原始信號傳輸時，對輸入信號進行並串轉換，然後傳輸至半導體晶片203側，對來自半導體晶片203側的接收信號進行串並轉換。因此，減少了毫米波轉換對象信號的數量。
[0137]單一化處理單元228與多路處理單元113相對應，並將合併到一個系統中的信號分為多種類型的信號_n(n介於1?N之間)。例如，將合併到一個系統中的多個數據信號按照類型分離，然後提供給LSI功能單元204。
[0138]LSI功能單元204用於對第二通信裝置200進行主應用控制，且例如包括用於對從另一側接收到的各類信號進行處理的電路。
[0139]參見圖1，例如，從LSI功能單元104到信號發生單元107的並串轉換單元114之間的部件以及從LSI功能單元204到串並轉換單元207之間的部件與數據發送和接收單元相對應。從調製單元115到放大器117之間的部件或者從放大器224到解調單元226之間的部件與高頻信號轉換單元相對應。傳輸路徑耦合單元108或者傳輸路徑耦合單元208與高頻信號輸入和輸出單元相對應。
[0140][參數設置]
[0141]根據本實施例的信號傳輸裝置1還可包括參數設置功能。例如，如圖3B所示，第一通信裝置100包括第一設定值處理單元7100，而第二通信裝置200包括第二設定值處理單元7200。假定發送和接收之間的傳輸特性是已知的。在發送和接收之間的傳輸條件基本不變(即，固定條件)的環境下，例如，當一個外殼中(設備內通信)發送和接收單元的設置位置不變時，或者當發送和接收單元設置在單獨的外殼中但發送和接收單元在使用時的設置位置已預定(相對短距離的設備間信號傳輸)時，可以預先識別發送和接收單元之間的傳輸特性。各信號處理單元(在本示例中為信號發生單元107或207)基於設定值進行預定的信號處理。設定值處理單元向信號處理單元輸入用於進行預定信號處理的設定值。
[0142]設定值不限於與傳輸特性或者設備內或設備間信號傳輸相對應的設定值，其還包括例如用於電路元件的偏差校正的參數設置。例如，包括用於電路元件的偏差校正的參數設置，優選地，設定值處理單元可對應於發送和接收單元之間的傳輸特性向信號處理單元輸入用於預定的信號處理的設定值。在根據本實施例的配置中，與戶外通信主要區別在於，在發送和接收之間的傳輸條件基本不變(即，固定條件)的環境下，即使用於限定信號處理單元的操作的設定值為固定值，換言之，即使參數設置是固定的，信號處理單元的操作也沒有問題。當用於信號處理的設定值設置為預定值(即，固定值)時，參數設置不會動態改變，因此可以減少參數計算電路並降低功耗。在設備內通信或相對短距離的設備間信號傳輸中，由於通信環境是固定的，因此可以提前確定取決於通信環境的各種電路參數。在具有固定傳輸條件的環境下，即使限定信號處理單元的操作的設定值為固定值時，換言之，即使參數設置是固定的，信號處理單元的操作也沒問題。例如，在發貨時計算出最佳參數，並將該參數保持在裝置內部，因此可以減少參數計算電路並降低功耗。
[0143]存在多種信號處理參數設置。例如，有信號放大器(振幅調節單元)的增益設置(信號振幅設置)。信號放大器例如用於傳輸功率設置、輸入至解調功能單元的接收電平設置、或者自動增益控制(AGC)。在這種情況下，信號處理單元包括通過調節輸入信號的振幅並輸出調節後的信號來進行信號處理的振幅調節單元，設定值處理單元向振幅調節單元輸入用於調節輸入信號的振幅的設定值。信號處理參數設置的另一示例是相位調節量設置。例如，在載波信號和時鐘單獨傳輸的系統中，對相位進行調節，以便與傳輸信號延遲量匹配。在這種情況下，信號處理單元包括通過調節輸入信號的相位並輸出調節後的信號來進行信號處理的相位調節單元，設定值處理單元向相位調節單元輸入用於調節輸入信號的相位的設定值。也可以將相位調節量設置和上述增益設置進行結合。信號處理參數設置的另一示例包括:當發送側強調了低頻分量或高頻分量的振幅時進行的頻率特性設置、當進行雙向通信時進行的回波消除量設置、以及當發送和接收單元各自包括多根天線並在發送和接收之間進行空間多路復用通信時進行的串擾消除量設置。此外，信號處理參數設置的另一示例包括:當通過與用於調製的載波信號(調製載波信號)同步而生成用於解調的載波信號(解調載波信號)時進行的注入信號的振幅值(注入量)或相移量的設置，或者待輸入解調功能單元的解調載波信號和接收信號之間的相位差的校正量的設置，該用於調製的載波信號(調製載波信號)是由發送側載波信號發生單元基於接收到的信號採用注入鎖定方法生成的。
[0144][信號傳輸路徑]
[0145]用作毫米波傳播路徑的信號傳輸路徑9為自由空間傳輸路徑，可用於例如在外殼內部傳播或者通過在電子設備之間的空間進行傳播。在本實施例中，優選地採用包括波導、傳輸線、介電線、介電材料等的波導結構。高頻信號波導308用於將毫米波電磁波局限在傳輸路徑中並高效傳輸該波。例如，可採用包括具有特定介電常數範圍和特定介電正切範圍的介電材料的介電波導。例如，介電波導可以是電路基板本身，可設置在基板上，也可嵌入基板中。例如，由於可採用預定長度的具有預定厚度和寬度的聚苯乙烯或另一種塑料作為介電材料，所以介電波導可以低成本製成。此外，信號傳輸路徑9 (高頻信號波導308)可採用磁體材料替代介電材料。
[0146]作為信號傳輸路徑9的除發送和接收部分之外的周邊部分(例如，頂面、底面以及側面:但不是與發送或接收部件相對應的部分)，如必要可採用屏蔽件、反射件或吸收件。例如，為了不從外部接收不必要的電磁波影響或者為了防止從內部洩漏毫米波，可採用屏蔽材料(例如，採用包括金屬鍍層的金屬件)。當將金屬件用作屏蔽材料時，由於金屬件還可用作反射材料，因此利用了反射分量，反射分量引起的反射波也可用於發送和接收。因此，有望提高靈敏性。然而，出現了在信號傳輸路徑9中產生由於信號傳輸路徑9中的多重反射導致的不必要的駐波的問題。為了避免該問題，信號傳輸路徑9中除發送和接收部件之外的周邊部分可保持敞開，或者，可在該周邊部分上設置用於吸收毫米波的吸收件(電波吸收器)。當採用電波吸收器時，很難在發送和接收中利用反射波，但是可以吸收掉從側面洩漏出來的電波。這樣，可以防止電波洩漏到外部，並降低信號傳輸路徑9中的多重反射水平。
[0147][與單向通信相對應]
[0148]在圖3A所示「雙向通信」的配置中，用作毫米波傳輸信道的信號傳輸路徑9用於一個系統(單核)的單核雙向傳輸。在該實施方式中，可以使用應用了時分雙工(TDD)的半雙工系統或者應用了頻分雙工(FDD)等的全雙工系統。在本實施例中，採用了頻分雙工。此外，在圖3A中，作為一種通過捆綁多個電路來共享一個電路的多路技術，採用了頻分復用(FDM)。圖3A中的示例圖示了採用頻分雙工(FDD)的全雙工雙向通信的配置，在所述頻分雙工中，將用於通信的頻帶分成兩半，並且採用單獨的頻率進行發送和接收以實現通信。另一方面，根據一對信號發生單元107_1和107_2或一對信號發生單元107_2和207_2，該配置與圖3B所示的單工雙向通信(單工)相對應。
[0149][連接和操作]
[0150]廣播或無線通信通常採用對輸入信號的頻率進行轉換的信號傳輸方法。在這些應用中，使用較複雜的發射器或接收器來解決如下問題:比如，可以進行通信的距離(相對於熱噪聲的S/N問題)、反射或多路徑的處理、或者防止來自另一信道的擾動或幹擾。
[0151]另一方面，本實施例中用到的信號發生單元107和207所用的毫米波帶要高於複雜發射器或接收器所用的通常用於廣播或無線通信的頻率範圍。相應地，由于波長λ較短，所以採用了能易於重複利用並適合在多個相鄰設置的裝置之間進行的通信的頻率範圍。
[0152]在本實施例中，與相關技術中採用電線的信號接口不同，如上所述，信號傳輸是採用毫米波帶進行的，以便靈活應對高速度或大容量。例如，僅採用毫米波帶傳輸要求高速度或大容量的信號。根據裝置的配置，第一通信裝置100和第二通信裝置200包括針對低速度或小容量的信號或電源採用上述電線的接口(通過終端和連接器連接)。
[0153]信號發生單元107是用於基於設定值(參數)進行預定信號處理的信號處理單元的一種示例。在該示例中，對從LSI功能單元104接收的輸入信號進行信號處理，並生成毫米波信號。信號發生單元107和207採用比如微帶線、帶線、共面線或槽線等傳輸線與傳輸路徑耦合單元108相連接，生成的毫米波信號通過傳輸路徑耦合單元108提供給信號傳輸路徑9。
[0154]傳輸路徑耦合單元108包括例如天線結構，該天線結構的功能是將傳輸的毫米波信號轉換為電磁波並發送該電磁波。傳輸路徑耦合單元108與信號傳輸路徑9電磁耦合，由傳輸路徑耦合單元108轉換得到的電磁波被提供給信號傳輸路徑9的一端。在第二通信裝置200 —側的傳輸路徑耦合單元208與信號傳輸路徑9的另一端耦合。信號傳輸路徑9設置在第一通信裝置100 —側的傳輸路徑耦合單元108和第二通信裝置200 —側的傳輸路徑耦合單元208之間，因此毫米波電磁波通過信號傳輸路徑9傳播。傳輸路徑耦合單元208接收被傳輸至信號傳輸路徑9的另一端的電磁波，將接收到的電磁波轉換為毫米波帶信號，並將轉換後的信號提供給信號發生單元207 (基帶信號發生單元)。信號發生單元207是用於基於設定值(參數)進行預定信號處理的信號處理單元的一種示例。在該示例中，對轉換後的毫米波信號進行信號處理，生成輸出信號(基帶信號)，並將生成的信號提供給LSI功能單元204。上述操作在從第一通信裝置100到第二通信裝置200的信號傳輸中已經進行了描述。相似地，在從第二通信裝置200的LSI功能單元204到第一通信裝置100的信號傳輸中，可以對毫米波信號進行雙向傳輸。
[0155]
[0156][產生互擾的原因]
[0157]圖4是圖示了產生互擾的原因的示意圖。圖4(A)圖示了放大器(放大電路)的理想增益特性。圖4(B)和4(C)圖示了放大器的實際增益特性。橫軸表示單位為千兆赫(GHz)的頻率，縱軸表示單位為分貝(dB)的增益(下面的增益特性示意圖中也如此)。
[0158]放大器對於期望信道(期望波的頻帶)的信號具有諧振特性，並對該信號進行放大。調諧到期望波(載波頻率F。)的放大器的增益特性(增益的頻率特性)，換言之，圖示了頻率選擇特性的特性示意圖理想地表現為:如圖4(A)所示，低頻側和高頻側相對於峰值點對稱。換言之，增益衰減垂直對稱。然而，實際上，如圖4(B)所示，低頻側比高頻側具有更高的增益趨勢，換言之，低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減。另一方面，如圖4(C)所示，高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢，換言之，非對稱特性表現為使得高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減。當放大器的增益特性為非對稱時，相對於期望信道而言，位於下側(低頻側中)的相鄰信道分量(載波頻率fd)或位於上側(高頻側中)的相鄰信道分量(載波頻率F?)可能沒有得到充足的衰減。當相鄰信道分量超過了接收限制水平時，對相鄰信道分量進行解調，因此產生了所謂的互擾。例如，當各個信道的發送水平和接收水平相同時，在圖4(B)和4(C)所示的增益特性中，相鄰信道分量被解調。
[0159]為了避免互擾，例如，放大器可具有近似對稱的增益頻率特性(增益特性)，使得該增益頻率特性表示為針對下側相鄰信道和上側相鄰信道都具有充足的衰減度。然而，由於電路特性的原因，這並不容易。在某些情況下，如圖4(C)所示，高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢，換言之，高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減。比較少見的是，如圖4(B)所示，低頻側比高頻側具有更高的增益趨勢，換言之，低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減。存在很多高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢的情況。這是因為當放大器具有調諧特性(對自身信道的頻率選擇性)時，Q值(質量因子:諧振性能)包括頻率特性。在某些情況下，這是因為在高頻側增強了 Q值的降低程度。例如，當Q值較低時，峰值增益下降，帶寬變寬，因此整體的增益衰減度也變得緩和。當在高頻側增強了 Q值的降低程度時，高頻側的增益衰減度比低頻側的增益衰減度要更加緩和(參見下述的低噪聲放大器400_1)。
[0160][互擾的應對方法:第一示例]
[0161]圖5和圖6是圖不了根據本實施例的互擾的應對方法的第一不例的原理的不意圖。本文中，圖5(A)是圖示了一種當非對稱特性表現為高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢時的應對方法的示意圖。圖5(B)是圖示了一種當非對稱特性表現為低頻側比高頻側具有更高的增益趨勢時的應對方法的示意圖。圖6是圖示了一種在信道的總數量為2時確定增益抑制單元是否有必要、並確定該增益抑制單元用於抑制任一個信道的增益的方法的示意圖。
[0162]在根據本實施例的互擾應對方法的第一示例中，假定放大器具有非對稱開環增益特性。有效利用該非對稱特`性，以便僅為放大器中的下側或上側相鄰信道之一設置增益抑制單元(增益抑制電路和幹擾波消除電路)。因此，可以防止來自相鄰信道的幹擾。當放大器的非對稱特性使得相對於自身信道而言高頻側或低頻側中的任一側比另一側具有更高的增益時，增益抑制單元用於抑制在相鄰信道中位於非對稱增益頻率特性的高增益側的信道的增益。換言之，當放大器具有頻率選擇性且未設置增益抑制單元的開環增益頻率特性的非對稱特性使得相對於自身信道而言高頻側或低頻側中的任一側比另一側具有更加不足的增益衰減時，增益抑制單元用於抑制相鄰信道中在非對稱增益衰減中位於不足增益衰減側的信道的增益。與在下側相鄰信道和上側相鄰信道中均設置增益抑制單元的情況相t匕，由於可以利用放大器的非對稱開環增益特性，所以可以簡化地配置裝置或電路。
[0163]換言之，在應對方法的第一示例中，「(有效地)利用非對稱增益特性」是指:為了對由非對稱開環增益頻率特性導致的衰減不足進行補償，在放大器中設置增益抑制單元，該增益抑制單元相對於期望波而言僅與低頻側和高頻側之間的任一個幹擾信道有關。可採用一種在放大器的輸入側或輸出側設置用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元的方法。然而，按照「在放大器中對由非對稱增益頻率特性導致的衰減不足進行補償」，應對方法的第一示例採用了一種信號抑制單元包括放大器中設置的增益抑制單元的配置，沒有採用將信號抑制單元設置在放大器外部的方法。在應對方法的第二示例中會對將信號抑制單元設置在放大器外部的方法進行描述。
[0164]例如，如圖5(A)所示，當非對稱特性表現為低頻側比高頻側具有更高的增益趨勢時，相對於期望信道信號(載波頻率F。)而言，通過將衰減頻率(也稱為「陷波位置」)與下側相鄰信道信號(載波頻率Fd)進行匹配，可以使下側相鄰信道信號衰減。下側相鄰信道分量可以降到低於接收限制水平，不對下側相鄰信道分量進行解調，因此可以防止互擾。另一方面，如圖5(B)所示，當非對稱特性表現為高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢時，相對於期望信道信號(載波頻率F。)而言，通過將陷波位置與上側相鄰信道信號(載波頻率F?)進行匹配，可以使上側相鄰信道信號衰減。上側相鄰信道分量可以降到低於接收限制水平，不對上側相鄰信道分量進行解調，因此可以防止互擾。當對放大器的開環增益特性中的增益衰減度的不足進行補償時，可以允許陷波位置的輕微偏離。
[0165]理想的情況是，「增益抑制單元」對於期望波分量不顯示衰減，而對幹擾波(不期望的波)顯示大衰減。例如，當利用放大電路的負載時，理想的情況是，對於期望波分量，阻抗為0並且不顯示衰減；理想的情況是，對於幹擾波分量，阻抗無窮大並且顯示大衰減。此外，在除負載之外的形式中，通常，優選利用陷波電路。在這種情況下，理想的情況是，對於期望波分量，阻抗無窮大並且不顯示衰減；理想的情況是，對於幹擾波分量，阻抗為0並且顯示大衰減。作為「陷波電路」，可採用由電感器(電感元件)和電容器(電容元件)組成的串聯諧振電路或並聯諧振電路，或者由電感器和電容器的任意組合形成的電路(串並諧振電路)。陷波電路的選擇取決於添加有增益抑制單元的放大器的配置。陷波電路將陷波位置與幹擾波分量(比如，相對於期望信道信號的相鄰信道信號)進行匹配，從而設置電路常數以衰減該幹擾波分量。
[0166]從原理上來講，雖然串聯或並聯諧振電路的配置比較簡單，但是由於陷波電路的Q值是通過電感器和電容器的平衡來設置的，所以很難減小陷波帶的寬度。因此，由於常數變動等原因，很難僅衰減期望波信道信號附近的相鄰信道信號。在互擾應對方法的第一示例中，當陷波特性足夠補償放大器的增益特性的衰減不足時，對於簡單的串聯或並聯諧振電路而言,衰減量也是充足的。
[0167]圖6圖示了一種當信道的總數量為2時確定增益抑制單元(例如，陷波電路)是否有必要，並且確定在圖5(A)之間的組合中、圖5(B)之間的組合中以及圖5(A)和5(B)之間的組合中該增益抑制單元用於抑制其中一個信道的增益的示意圖。在兩個相鄰信道之間，具有低載波頻率的一個信道稱為低頻信道(載波頻率Fa)，而具有高載波頻率的另一個信道稱為高頻信道(載波頻率Fe2)。
[0168]圖6(A)中的第一示例圖示了概述中描述的第一種情況。在這種情況下，在低頻信道和高頻信道中，放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減度。因此，有必要在高頻信道放大器中設置用於抑制低頻信道的增益的增益抑制單元。然而，由於信道的總數量為2，所以沒有必要在低頻信道放大器中設置用於抑制下側相鄰信道(載波頻率Fd)的增益的增益抑制單元。此外，高頻信道放大器對於上側相鄰信道(載波頻率F?)具有充足的增益衰減度，因此沒有必要為上側相鄰信道設置增益抑制單元。
[0169]圖6(B)中的第二示例圖示了概述中描述的第二種情況。在這種情況下，在低頻信道和高頻信道中，放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減度。因此，有必要在低頻信道放大器中設置用於抑制高頻信道的增益的增益抑制單元。然而，由於信道的總數量為2，所以沒有必要在高頻信道放大器中設置用於抑制上側相鄰信道(載波頻率F?)的增益的增益抑制單元。此外，低頻信道放大器對於下側相鄰信道(載波頻率Fd)具有充足的增益衰減度，因此沒有必要為下側相鄰信道設置增益抑制單元。[0170]圖6(C)中的第三示例圖示了概述中描述的第三種情況。在這種情況下，低頻信道放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，而高頻信道放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減。因此，有必要在高頻信道放大器中設置用於抑制低頻信道的增益的增益抑制單元，也有必要在低頻信道放大器中設置用於抑制高頻信道的增益的增益抑制單元。高頻信道放大器對於上側相鄰信道(載波頻率F?)的增益衰減度是充足的，因此沒有必要為上側相鄰信道設置增益抑制單元。低頻信道放大器對於下側相鄰信道(載波頻率Fd)的增益衰減度是充足的，因此沒有必要為下側相鄰信道設置增益抑制單元。
[0171]圖6(D)中的第四示例圖示了概述中描述的第四種情況。在這種情況下，低頻信道放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減，而高頻信道放大器的開環增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減。如圖所示，在沒有增益抑制單元的情況下，低頻信道放大器對於高頻信道的增益衰減度是充足的。此外，在沒有增益抑制單元的情況下，高頻信道放大器對於用作下側相鄰信道的低頻信道的增益衰減度是充足的。此外，由於信道的總數量為2，所以沒有必要在低頻信道放大器中設置用於抑制下側相鄰信道(載波頻率Fd)的增益的增益抑制單元。沒有必要在高頻信道放大器中設置用於抑制上側相鄰信道(載波頻率F?)的增益的增益抑制單元。這樣，在信道的總數量為2的第四種情況下，對於這兩個信道，均沒有必要設置用於抑制下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益的增益抑制單元。
[0172]如上所述，在互擾應對方法的第一示例中，有效利用了放大器的非對稱開環增益特性，因此可僅為下側相鄰信道或上側相鄰信道中的任一個設置增益抑制單元(比如，陷波電路)。因此，可以抑制(防止)在採用頻分復用的多路傳輸中產生的幹擾問題。由於能夠抑制幹擾波的影響，所以完全沒有必要設置與相鄰信道之間的頻率間隔，從而可以有效利用頻率。
[0173]相似地，上述方法可用於具有三個以上信道的多個信道，也可用於雙向通信和單向通信。順便提及，當信道的總數量等於或大於3且對相鄰信道進行組合時，基於上述四種情況中的一種，確定增益抑制單元是否有必要，當設置有增益抑制單元時，確定其中一個信道的增益會得到抑制。
[0174]
[0175][具有陷波電路的低噪聲放大器:第一示例]
[0176]圖7圖示了包括陷波電路的低噪聲放大器(稱為低噪聲放大器400 (LNA)，與放大器224對應)的第一示例，該陷波電路是增益抑制單元的一種示例。本文中，圖7(A)圖示了低噪聲放大器400_1的第一電路配置示例。圖7(B)圖示了圖7(A)所示低噪聲放大器400_1的增益特性示例。
[0177]低噪聲放大器400_1的第一示例包括兩個級聯(casecode、concatenation)的N溝道電晶體(具體地，金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET))和三個包括負載電感器的放大級，在該負載電感器中，設有常數以對自身信道具有頻率選擇性。術語「級聯」是指輸入側電晶體中主電極端的一端(漏極端)與輸出(負載)側電晶體中主電極端的一端(源極端)直接相連這一事實。換言之，輸入側電晶體的源極接地電路與輸出側電晶體的柵極接地電路垂直相連構成級聯電路。各個級採用了一種通過電容器實現的AC耦合配置以易於設置DC偏壓。該配置不限於AC耦合，但是通過設計偏壓電路包括DC耦合配置。低噪聲放大器400 (不限於低噪聲放大器400_1，還包括下文所述的其它配置示例)由例如矽集成電路(例如互補金屬氧化物半導體(CMOS))實現。
[0178]例如，輸入側電晶體Q11和負載側電晶體Q12與第一級放大器410級聯連接。電晶體Q11的主電極端的另一端(源極端)與參考電位點(例如，接地)相連。電晶體Q12的主電極端的另一端(漏極端)通過電感器L11與電源Vdd相連。電晶體Q11的控制輸入端(柵極端、控制柵)通過電感器L12提供有預定偏壓BIAS，並通過耦合電容器C12與低噪聲放大器400_1的輸入端IN相連。電晶體Q12的控制輸入端(柵極端、屏柵)與電源Vdd相連(AC接地)。
[0179]第二級放大器和第三級放大器與第一級放大器的配置大致相同。例如，輸入側電晶體Q21和負載側電晶體Q22與第一級放大器420級聯連接。電晶體Q21的主電極端的另一端(源極端)與參考電位點(例如，接地)相連。電晶體Q22的主電極端的另一端(漏極端)通過電感器L21與電源Vdd相連。電晶體Q21的控制輸入端(柵極端)通過電阻元件R22提供有預定偏壓BIAS，通過耦合電容器C22與第一級放大器410的電晶體Q12的主電極端的另一端(漏極端)相連，並提供有第一級放大器410的輸出信號。電晶體Q22的控制輸入端(柵極端)與電源Vdd相連。
[0180]輸入側電晶體Q31和負載側電晶體Q32與第三級放大器430級聯連接。電晶體Q31的主電極端的另一端(源極端)與參考電位點(例如，接地)相連。電晶體Q32的主電極端的另一端(漏極端)通過電感器L31與電源Vdd相連。電晶體Q32的主電極端的另一端(漏極端)和電感器L31之間的連接點與低噪聲放大器400_1的輸出端OUT相連。電晶體Q31的控制輸入端(柵極端)通過電阻元件R32提供有預定偏壓BIAS，通過耦合電容器C32與第二級放大器420的電晶體Q22的主電極端的另一端(漏極端)相連，並提供有第二級放大器420的輸出信號。電晶體Q32的控制輸入端(柵極端)與電源Vdd相連。
[0181]如第二級或第三級，用於第一級偏壓的電感器L12可由電阻元件R12替代。然而，當採用電感器L12時，可以實現峰化功能(並聯峰化，shunt peaking)以強調輸入側的高頻。
[0182]如此，在各級的放大器4中，由輸入側電晶體的源極端、柵極端和漏極端組成的源極接地電路以及由輸出側電晶體的源極端、柵極端和漏極端組成的柵極接地電路垂直相連構成級聯電路。在輸入側電晶體和輸出側電晶體的每一個中，放大因子設為口工和μ2，互導設為gml和gm2，漏電阻設為rdl和rd2。在整個級聯電路中，總放大因子設為μ工.μ 2，將輸出電阻放大輸出側漏電阻rd2的口工倍，互導設為gm2，反饋電容設為1/u 2°
[0183]MOSFET在漏極和柵極之間具有電容Cdg。一般來講，由於該值較大並且從電容Cdg通過的信號已從漏極輸出側反饋到了柵極輸入側，因此高頻時容易發生寄生振蕩，由於鏡像效應導致輸入電容也等價地增加了。因此，MOSFET不是期望的。或者，當採用級聯電路時，可以抑制上述問題。順便提及，這種級聯電路可作為雙柵MOSFET包括在半導體集成電路中。當在級聯電路的柵極(輸入側電晶體的柵極端)和漏極(輸出側電晶體的漏極端)之間插入輸出側電晶體時，可以在柵極和漏極之間建立起靜電屏蔽，並可將反饋電容減少到ι/μ2倍。
[0184]
[0185]在低噪聲放大器400_1中，對用作各級負載的線圈(電感器L11、L21或L31)的常數進行設置以便對期望波頻率具有頻率選擇性(諧振特性)。線圈的電感分量以及電線或電晶體等的寄生電容分量構成了並聯諧振電路。這樣，各級放大器均具有頻率選擇性並實現放大功能。
[0186]而且，包括用作各級負載的電感器LI 1、L21和L31在內，優選地對電感器L12進行圖案設計，電感器L12將DC偏壓提供給第一級輸入側電晶體Q11，以實現增益上升。例如，可以想到的是將各個電感器L的圖案形成在一個布線層(例如，第一層)中。然而，當圖案形成在多個布線層(例如，第一層和第二層、以及第一至第三層)並且各層的電感器L彼此相連(通過電路並聯連接)時，可以整體上減少電感器L的串聯電阻分量。這樣，電感器L的Q值變得比僅採用一個布線層(金屬層)的情況要高，低噪聲放大器400的期望頻率的增益增加了。換言之，實現了增益增強(參見下述低噪聲放大器400_4)。順便提及，隨著Q值升高，雖然帶寬可能會變窄，但是可以維持一個必要而充足的帶寬。
[0187]減少電感器L的串聯電阻分量以實現增益增強的方法可優選地用於高頻側的低噪聲放大器400。從上述「Q值的頻率特性」可以推斷，當放大器具有調諧特性(頻率選擇性)時，在很多情況下，Q值的下降度在高頻側較大，高頻側的增益降比低頻側的增益降要大。例如，當信號傳輸裝置1利用57和80GHz頻帶對應於全雙工雙向通信時，該方法可能不適用於57GHz頻帶的低噪聲放大器400，但可僅僅用於80GHz頻帶的低噪聲放大器400。
[0188][陷波電路]
[0189]低噪聲放大器400_1的第一示例包括位於第一級放大器410的級聯點的陷波電路601。具體地，低噪聲放大器400_1包括陷波電路601，該陷波電路601配置為包括電感器L13和電容器C13的串聯諧振電路。陷波電路601設置在電晶體Q11和Q12的級聯點(稱為節點ND1)和參考電位點(接地)之間。設置電感器L13和電容器C13的每一個常數，並對電感器L13和電容器C13進行圖案設計，從而使包括電感器L13和電容器C13的串聯諧振電路的諧振頻率與相鄰信道的用作幹擾波的載波頻率匹配。
[0190]例如，可以想到的是將電感器L13的圖案形成在一個布線層(例如，第一層)中。然而，當圖案形成在多個布線層中並且各層的電感器L彼此相連(並聯連接)時，減少了電感器L的串聯電阻分量，因此Q值變得比僅採用一個布線層(金屬層)的情況要高。
[0191]而且，無論是形成了一層還是多層，陷波電路601通過形成線圈形狀的圖案可形成為集總參數電路，但是本發明不限於此，本發明可包括例如形成有微帶線等圖案的分布常數電路形狀。在任何情況下，當對電感器L進行圖案形成時，電容C分量優選地採用分布電容。
[0192]圖7(B)圖示了圖7(A)所示低噪聲放大器400_1的增益特性示例。在該示例中，對與57GHz頻帶(期望波頻帶)對應的低噪聲放大器400_1的增益特性示例(通過模擬獲得)進行了說明。虛線表示未設置陷波電路601的情況。實線表示設置有陷波電路601的情況。如圖所示，當未設置陷波電路601時，非對稱增益特性表現為相對於峰值點(57GHz附近)而言高頻側比低頻側具有更高的增益趨勢。因此，與低頻側相比，高頻側的相鄰信道頻率沒有得到充分陷波，高頻側的相鄰信道分量(例如，80GHz頻帶)的頻率選擇性降低。在這種狀態下，相鄰信道分量(80GHz頻帶)被解調，因此產生了所謂的互擾。
[0193]另一方面，當設置有諧振頻率設為80GHz頻帶的陷波電路時，在圖7 (B)的示例中，可使增益衰減(降低)大約15分貝(dB)，並可減少由從80GHz頻帶發送系統洩漏至57GHz頻帶接收系統的信號導致的幹擾。
[0194]順便提及，第一級在線性度或噪聲指數方面受到很大影響。本文中，與下述的第二示例相比，當第一級放大器410中設置有增益抑制單元(陷波電路601)時，這對線性度而言是有利的。這是因為具有低信號振幅的放大器級執行了幹擾波消除的功能(陷波功能)。然而，由於增益抑制單元(陷波電路601)可用作噪聲源，並且在陷波電路601的期望頻率中阻抗並非無窮大，所以峰值增益略微下降，這對NF而言是不利的。
[0195][具有陷波電路的低噪聲放大器:第二不例]
[0196]圖8是圖示了包括陷波電路的低噪聲放大器400的第二電路配置示例的示意圖，該陷波電路是增益抑制單元的一種示例。第二示例中的低噪聲放大器400_2包括除第一級放大器之外的放大器4中的增益抑制單元(陷波電路)。如圖8所示第二示例中的低噪聲放大器400_2包括位於第二級放大器420的級聯點的陷波電路602。具體地，低噪聲放大器400_2包括陷波電路602，該陷波電路602配置為包括電感器L23和電容器C23的串聯諧振電路。陷波電路602設置在電晶體Q21和Q22的級聯點(稱為節點ND2)和參考電位點(接地)之間。除了未設置陷波電路601之外，其餘的配置與第一示例相同。與第一示例相比，在第二示例的配置中，由於在除第一級放大器之外的放大器4中設置了增益抑制單元(陷波電路601)，這對線性度而言是不利的。這是因為具有高信號振幅的放大器級執行了幹擾波消除的功能(陷波功能)。然而，由於除第一級放大器之外的具有低NF影響度的放大器級執行了幹擾波消除的功能(陷波功能)，在陷波電路602的期望頻率中阻抗並非無窮大，所以，即使峰值增益略微下降，對於NF而言，也比第一示例更為有利。因此，在第二示例中，可以比上述的第一示例更能改善噪聲性能。
[0197][具有陷波電路的低噪聲放大器:第三不例]
[0198]圖9是圖示了包括陷波電路的低噪聲放大器400的第三電路配置示例的示意圖，該陷波電路是增益抑制單元的一種示例。第三示例中的低噪聲放大器400_3結合了第一示例中的低噪聲放大器400_1和第二示例中的低噪聲放大器400_2，並且包括啟用和禁用增益抑制單元(陷波電路)的操作的能力。換言之，第三示例中的低噪聲放大器400_3利用了一種允許選擇性地使用增益抑制單元的開關，因此可以選擇性地使用第一示例中的低噪聲放大器400_1和第二示例中的低噪聲放大器400_2。
[0199]為了啟用和禁用陷波電路的操作，低噪聲放大器400_3包括電晶體Q13以用作在陷波電路601的與節點ND1相反的一側的選擇開關，並且包括電晶體Q23以用作在陷波電路602的與節點ND2相反的一側的選擇開關。電晶體Q13和Q23均為N溝道電晶體(具體地，MOSFET)。在電晶體Q13中，主電極端的一端(漏極端)與電容器C13連接，而主電極端的另一端(源極端)與參考電位點(接地)連接。控制輸入端(柵極端)提供有用於執行開關的開/關控制的控制信號CNT1。在電晶體Q23中，主電極端的一端(漏極端)與電容器C23連接，而主電極端的另一端(源極端)與參考電位點(接地)連接。控制輸入端(柵極端)提供有用於執行開關的開/關控制的控制信號CNT2。
[0200]當控制信號CNT1為高電平時，用作開關的電晶體Q13導通，因此陷波電路601有效地操作。另一方面，當控制信號CNT1為低電平時，用作開關的電晶體Q13截止，因此這與未設置陷波電路601的情況相同。當控制信號CNT2為高電平時，用作開關的電晶體Q23導通，因此陷波電路602有效地操作。另一方面，當控制信號CNT2為低電平時，用作開關的電晶體Q23截止，因此這與未設置陷波電路602的情況相同。
[0201]根據第三示例中的低噪聲放大器400_3，取決於使用目的或要求的技術指標(側重於線性度或噪聲性能)，可以選擇性地使用第一示例中的低噪聲放大器400_1和第二示例中的低噪聲放大器400_2。此外，當電晶體Q13和Q23均導通，且陷波電路601和602兩者由此均有效地工作時，與僅有一個電晶體工作的情況相比，可以實現較大的衰減量。因此，可以對僅有一個電晶體工作時出現的陷波量不足做出響應。
[0202][變型例]
[0203]上述第三示例並非是第一示例和第二示例的簡單組合，在該第三示例中，可以選擇性地設置陷波電路。然而，在第一示例和第二示例的組合中，選擇性的設置並非必要的。例如，雖然圖中未不出，但是基於第三不例中的低噪聲放大器400_3可以將陷波電路601和602均配置為常用。或者，基於第三示例中的低噪聲放大器400_3，可以將陷波電路601和602其中之一配置為常用，而在另一個陷波電路中設置開關(電晶體Q13或Q23)以便選擇性地使用。例如，基於陷波電路601為常用的第一示例，當陷波電路602為選擇性地使用時，可以對一般狀態下側重於線性度的相鄰信道幹擾做出響應，通過使陷波電路602工作可以對陷波量不足的狀態做出響應。另一方面，基於陷波電路602為常用的第二示例，當陷波電路601為選擇性地使用時，可以對一般狀態下側重於噪聲性能的相鄰信道幹擾做出響應，通過使陷波電路601工作可以對陷波量不足的狀態做出響應。
[0204][具有陷波電路的低噪聲放大器]
[0205]圖10是圖示了作為增益抑制單元的一種示例的不具有陷波電路的一般低噪聲放大器400_4的示意圖。本文中，圖10(A)圖示了低噪聲放大器400_4的電路配置示例。圖10(B)圖示了圖10(A)所示低噪聲放大器400_4的增益特性示例。
[0206]與具有上述陷波電路等的低噪聲放大器400_1相似，低噪聲放大器400_4包括兩個電晶體級聯的三級放大器4。與第一示例有所不同，例如，未設置陷波電路601，採用放大器460 (構成組件的附圖標記由10改為60)替代第一級放大器410，採用放大器470 (構成組件的附圖標記由20改為70)替代第級放大器420，並採用放大器480 (構成組件的附圖標記由30改為80)替代第三級放大器430。雖然附圖改變了，但是基本配置還是跟第一示例相同，因此不再重複對其進行詳細描述。
[0207]圖10(B)圖示了圖10(A)所示低噪聲放大器400_4的增益特性示例。在該示例中，對與80GHz頻帶對應的低噪聲放大器400_4的增益特性示例(通過模擬獲得)進行了說明。虛線表示各個電感器L形成在一個布線層(例如，第一層)中的情況。實線表示各個電感器L形成在多個層(在本示例中為第一層和第二層)中並減少了串聯電阻分量的情況。如圖所示，與各個電感器L形成在一個布線層時的增益特性相比，當各個電感器L形成在多層中並減少了串聯電阻分量時，可以理解的是，峰值點(80GHz附近)的增益更高且實現了增益增強。此外，由於電感器L的串聯電阻分量的減少使得Q值升高，雖然帶寬會稍微變窄，但是可以維持一個必要而充足的帶寬。
[0208]在下文中，通過採用增益抑制單元(陷波電路601或602)將對用於解決互擾的第一應對方法示例的具體應用示例進行描述，該增益抑制單元與相對期望波而言低頻側和高頻側之間的其中僅一個幹擾信道有關。此外，在下文中，代表性地，當不具有增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減時，增益抑制單元(具體地，陷波電路)僅用在相對於期望波而言高頻側的幹擾信道。然而，這僅僅是一種代表性示例，其可進行如下變型。當不具有增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言低頻側比高頻側具有更加不足的增益衰減時，增益抑制單元(具體地，陷波電路)僅用在相對於期望波而言低頻側的幹擾信道。此外，相同的方法還可以用於上述狀態混合的情況。
[0209][實施例1]
[0210][毫米波帶信號傳輸功能的詳細情況]
[0211]實施例1是對應於全雙工雙向通信的配置中的互擾應對的應用示例。圖11是圖示了根據實施例1的發送和接收系統的示意圖，是實施例1的功能塊圖，側重於通過高頻信號波導308 (信號傳輸路徑9)實現從調製功能單元到解調功能單元的信號傳輸功能。圖11圖示了對應於低頻側(例如，57GHz頻帶和12.5吉位每秒(Gb/s))和高頻側(例如，80GHz頻帶和12.5Gb/s)的全雙工雙向通信的配置。
[0212]在根據實施例1的信號傳輸裝置UA)中，第一通信裝置100在發送處理單元(TX)中採用了高頻側(80GHz頻帶)的載波頻率，而在接收處理單元(RX)中採用了低頻側(57GHz頻帶)的載波頻率。換言之，第一通信裝置100包括80GHz發送處理單元和57GHz接收處理單元。另一方面，第二通信裝置200在發送處理單元(TX)中採用了低頻側(57GHz頻帶)的載波頻率，而在接收處理單元(RX)中採用了高頻側(80GHz頻帶)的載波頻率。換言之，第二通信裝置200包括57GHz發送處理單元和80GHz接收處理單元。此外，第一通信裝置100和第二通信裝置200在低頻側(57GHz頻帶)和高頻側(80GHz頻帶)的兩個信道的配置大致相似。而且，優選地將發送和接收處理單元(由放大器4和低噪聲放大器400的組合及其外圍電路組成的電路)配置為單個晶片。
[0213]例如，在發送側，使用並串轉換單元(未圖示)將傳輸對象信號(輸入基帶信號BB_IN:例如，12位圖像信號)高速轉換為串行數據系列，並將轉換後的信號作為差分信號提供給調製功能單元8300。調製功能單元8300將來自並串轉換單元的信號用作調製信號，並根據預定的調製方案將該信號調製為毫米波信號。作為調製功能單元8300，根據調製方案可採用多種電路配置。作為振幅調製方案，優選地採用例如直接轉換系統，該直接轉換系統包括用於各個差分信號系統的2輸入混頻單元8302(混頻電路、乘法器)和發送側本地振蕩器8304。發送側本地振蕩器8304(第一載波信號發生單元)生成用於調製的載波信號a(調製載波信號)。混頻單元8302(第一頻率轉換單元)通過將來自並串轉換單元的信號與發送側本地振蕩器8304生成的毫米波帶載波相乘(調製)而生成毫米波帶傳輸信號(已調製信號)，並將結果提供給放大器8117 (AMP:與放大器117相對應)。傳輸信號由放大器8117放大並從天線8136發射。
[0214]接收系統採用了與發送系統的調製方案相對應的配置。例如，根據振幅調製方案，可以利用平方檢波電路(square detection circuit)以獲得與接收到的高頻信號(其包絡)振幅的平方成比例的檢波輸出，或者利用不具有平方特性的簡易包絡檢波電路。此外，可以利用通過生成解調載波信號並使用該載波信號來對接收到的高頻信號進行同步檢波的電路(同步檢波電路)。該同步檢波電路也可用於相位或者頻率調製方案。
[0215]本文中，在根據本實施例的接收系統中，採用了利用同步檢波電路的直接轉換系統，並且通過使用注入鎖定方案生成解調載波信號。將通過天線8236接收到的毫米波接收信號輸入可變增益型低噪聲放大器8224 (LNA，與放大器224對應)中，對該信號進行振幅調節，然後將結果提供給解調功能單元8400。解調功能單元8400包括2輸入混頻單元8402 (混頻電路)、接收側本地振蕩器8404和基帶放大器8412。通過注入路徑將注入信號提供給接收側本地振蕩器8404，從而獲得與發送側用於調製的載波信號相對應的輸出信號。一般來講，接收側本地振蕩器8404獲得與發送側所用載波信號同步的振蕩輸出信號。然後，混頻單元8402基於接收側本地振蕩器8404的輸出信號將接收到的信號和用於解調的載波信號(解調載波信號:稱為再現載波信號)相乘，從而獲得同步檢波信號。通過採用同步檢波進行頻率轉換(下轉換和解調)，混頻單元8402可獲得例如極好的誤碼率特性，通過採用正交檢波可以獲得相位或頻率調製的適用性。通過使用濾波處理單元(未圖示)消除了同步檢波信號的高頻分量，並獲得了從發送側發送來的輸入信號波形(輸出輸入基帶信號BB_0UT:例如，12位圖像信號)。可在接收側本地振蕩器8404和基帶放大器8412之間或者在基帶放大器5412的後級設置濾波處理單元。
[0216]為了將基於接收側本地振蕩器8404的輸出信號的再現載波信號提供給接收側本地振蕩器8404並對該信號進行解調，有必要考慮到相移。因此，需要在同步檢波系統中設置相位調節電路。根據本實施例，在解調功能單元8400中設置相位振幅調節單元8406，該相位振幅調節單元8406包括相位調節電路的功能和調節注入振幅的功能。接收側本地振蕩器8404和相位振幅調節單元8406構成了解調側(第二)載波信號發生單元，該解調側(第二)載波信號發生單元生成與調製載波信號同步的解調載波信號並將生成的信號提供給混頻單元8402。可為到達接收側本地振蕩器8404的注入信號以及接收側本地振蕩器8404的輸出信號其中之一或兩者設置相位振幅調節單元8406。在圖中，相位振幅調節單元8406設置在放大器8224和接收側本地振蕩器8404之間。
[0217]此外，當採用注入鎖定方法時，在鎖定範圍控制(調節)方面，相位(注入相位)的控制(調節)或注入信號的振幅(注入電壓)以及接收側本地振蕩器8404的自由運行振蕩頻率匕的控制很重要。換言之，為了實現注入鎖定，重要的是調節注入相位、注入電壓或自由運行振蕩頻率F。。為此，雖然圖中未示出，但是在混頻單元8402的後級設置有注入鎖定控制單元，並基於混頻單元8402獲得的同步檢波信號(基帶信號)來確定注入鎖定狀態。基於確定結果，對各個需要調節的部件進行控制以實現注入鎖定。
[0218]當採用頻分復用方法實現多個信道時，在使用平方檢波電路的方法中產生了如下問題。有必要在平方檢波電路的前級中設置用於選擇接收側頻率的帶通濾波器。然而，很難實現小型化的銳帶通濾波器。此外，當使用銳帶通濾波器時，對於發送側載波頻率的穩定性要求很苛刻。或者，當應用注入鎖定時，結合同步檢波，雖然未在接收側使用用於選擇波長的帶通濾波器，但是即使是在同時(比如，多個信道或全雙工雙向)獨立傳輸多個發送和接收配對時也不易發生幹擾問題。[0219]在信號傳輸裝置1的這種配置中，輸入至第一通信裝置100的差分基帶信號BB_IN由調製功能單元8300上轉換為80GHz頻帶信號，由放大器8117放大，通過天線8136與高頻信號波導308耦合。通過高頻信號波導308經由第二通信裝置200側的天線8236接收80GHz頻帶信號。接收信號由放大器8224(低噪聲放大器400)放大，提供給混頻單元8402，還通過注入路徑的相位振幅調節單元8406提供給接收側本地振蕩器8404。用於解調的80GHz載波信號在接收側本地振蕩器8404中生成，所述用於解調的80GHz載波信號與接收側本地振蕩器8404中用於調製的80GHz載波信號同步。在解調功能單元8400中，將解調載波信號提供給混頻單元8402，從而將接收到的80GHz頻帶信號下轉換為基帶信號BB_IN。
[0220]相似地，輸入至第一通信裝置100的差分基帶信號BB_IN由調製功能單元8300上轉換為57GHz頻帶信號，由放大器8117放大，通過天線8136與高頻信號波導308耦合。通過高頻信號波導308經由第一通信裝置100側的天線8236接收57GHz頻帶信號。接收信號由放大器8224(低噪聲放大器400)放大，通過注入路徑的相位振幅調節單元8406提供給接收側本地振蕩器8404。用於解調的57GHz載波信號在接收側本地振蕩器8404中生成，所述用於解調的57GHz載波信號與接收側本地振蕩器8404中用於調製的57GHz載波信號同步。在解調功能單元8400中，將解調載波信號提供給混頻單元8402，從而將接收到的57GHz頻帶信號下轉換為基帶信號BB_IN。
[0221]順便提及，在對應於圖11所示全雙工雙向通信相對應的配置中，將包括低頻信道(57GHz頻帶)和高頻信道(80GHz頻帶)的兩個信道的高頻信號通過高頻信號波導308 (傳輸損失為例如15?20分貝，且整體上是平坦的)從發送側天線8136傳輸到接收側天線8236到達另一側。這種情況下，在第一通信裝置100側，形成洩漏路徑(由圖中虛線a表示)以便接收從天線8136到天線8236的高頻信道(80GHz頻帶)信號，這兩根天線彼此相鄰。在第二通信裝置200側，形成洩漏路徑(由圖中虛線b表示)以便接收從天線8136到天線8236的低頻信道(57GHz頻帶)信號，這兩根天線彼此相鄰。與通過高頻信號波導308從天線8136到天線8236的正常路徑相比，洩漏路徑的信號能量非常高，這是因為天線8136和8236彼此相鄰並且由高頻信號波導308導致的損失很小。因此，例如，即使是採用注入鎖定方法時，在接收側(例如，放大器8224)波長選擇特性不足時也會擔心相鄰信道分量被解調，從而產生「相鄰信道之間的幹擾問題」。作為一種應對方法，採用了一種「(有效)利用非對稱增益特性」並且相對於期望波而言為低頻側和高頻側之間的僅其中一個幹擾信道設置增益抑制單元的方法。
[0222][互擾的應對方法]
[0223]圖12是圖示了根據實施例1的一種用於解決互擾的具體技術的示意圖(與圖11所示全雙工雙向通信相對應的配置)。本文中，圖12 (A)是側重於通過高頻信號波導308從發送放大器到接收放大器(低噪聲放大器400)的信號傳輸功能的簡化功能塊示意圖。圖12(B)圖示了用於低頻側的低噪聲放大器400的增益特性示例(與圖7(B)所示具有相同的特性)。圖12(C)圖示了高頻側的低噪聲放大器400的增益特性示例(與圖10(B)所示具有相同的特性)。
[0224]在這些附圖中，「高」表示高頻信道(80GHz頻帶)，「低」表示低頻信道(57GHz頻帶)。當期望信道設置為「低」信道時，上側相鄰信道稱為高頻信道。當期望信道設置為「高」時，下側相鄰信道稱為低頻信道。「TX」表示發送處理單元，「RX」表示接收處理單元。「TXANT」表示發送側天線8136 (發送天線)，「RXANT」表示接收側天線8236 (接收天線)。「AMP」表示發送放大器(放大器117或8117)，「LNA」表示低噪聲放大器400 (放大器224或8224)。「TP」表示用於為期望信道分量抑制幹擾波(相鄰信道分量)的增益抑制單元(陷波電路)。其後綴(「_H」或「_L」)表示衰減頻率(陷波位置)是否與高頻側和低頻側之間的各個相鄰信道匹配。
[0225]在本示例中，在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置有「陷波電路TP_H」，衰減頻率與用作上側相鄰信道的80GHz頻帶匹配(參見圖12(B)所示的增益特性)。未在用於高頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制下側相鄰信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)(參見圖12(C)所示的增益特性)。
[0226]從第一通信裝置100的放大器(AMP)發射出的80GHz頻帶(高)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並通過高頻信號波導308傳輸到第二通信裝置200。在第二通信裝置200中，80GHz頻帶(高)的高頻信號通過接收天線RXANT接收，並提供給用於80GHz頻帶的低噪聲放大器400。在這種情況下，在第一通信裝置100側，從發送天線TXANT發射出的80GHz頻帶(高)的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線a表示)跳至自接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於用於低頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_H，所以通過陷波電路TP_Η的功能使80GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減，如圖12(B)所示。為此，在第一通信裝置100中，不在後級解調功能單元8400(未圖示)中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從80GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0227]從第二通信裝置200的放大器(AMP)發射出的57GHz頻帶(低)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並通過高頻信號波導308傳輸到第一通信裝置100。在第一通信裝置100中，57GHz頻帶的高頻信號通過接收天線RXANT接收，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。在這種情況下，在第二通信裝置200側，從發送天線TXANT發射出的57GHz頻帶的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線b表示)跳至自接收天線RXANT，並提供給用於高頻信道的低噪聲放大器400。雖然用於高頻信道的低噪聲放大器400不包括增益抑制單元，如圖12(C)所示，但是也使57GHz附近的增益得到了充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在後級解調功能單元8400(未圖示)中對57GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從57GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0228][實施例2]
[0229][毫米波帶信號傳輸功能的詳細情況]
[0230]圖13是圖示了根據實施例2的發送和接收系統的示意圖，是根據實施例2的功能塊示意圖，側重於通過高頻信號波導308(信號傳輸路徑9)實現從調製功能單元到解調功能單元的信號傳輸功能。圖13圖示了對應於低頻側(例如，57GHz頻帶和12.5Gb/s)和高頻側(例如，80GHz頻帶和12.5Gb/s)的單工雙向通信的配置。此外，優選地將發送處理單元(由兩個放大器4組成的電路及其外圍電路)或接收處理單元(由兩個低噪聲放大器400組成的電路及其外圍電路)配置為單個晶片。[0231]實施例2是與單工雙向通信相對應的配置中的互擾對應方法的一種應用示例。根據實施例2的信號傳輸裝置1B_1與圖11所示根據實施例1的信號傳輸裝置1 (A)的不同之處在於在第一通信裝置100或第二通信裝置200其中任一者中(本示例中，在第一通信裝置100中)設置用於低頻側(57GHz頻帶)和高頻側(80GHz頻帶)的發送處理單元TX，而在另一側(本示例中，在第二通信裝置200中)設置用於低頻側(57GHz頻帶)和高頻側(80GHz頻帶)的接收處理單元TX。當應用這種單工雙向通信時，可以大致確保傳輸率為25.0Gb/s。
[0232]本文中，在與圖13所示單工雙向通信相對應的配置中，包括低頻側(57GHz頻帶)和高頻側(80GHz頻帶)的兩個信道的信號分別通過高頻信號波導308從發送側天線8136被傳輸到接收側天線8236而到達另一側。在這種情況下，在第二通信裝置200側，也形成洩漏路徑(由虛線a表示)以在低頻側天線8236中接收高頻信道(80GHz頻帶)信號，還形成洩漏路徑(由虛線b表示)以在高頻側天線8236中接收低頻信道(57GHz頻帶)信號。
[0233]當高頻信號波導308的傳輸損失在不考慮頻帶的情況下相同時，可將傳輸功率設為相同值，從而可使洩漏路徑的信號能量與正常路徑的信號能量相同。然而，事實上，很難在多信道傳輸的整個傳輸頻帶上獲得高頻信號波導308的平坦傳輸特性(頻率特性)。因此，在某些情況下，傳輸特性偏向低或高頻側。此外，在不考慮頻帶的情況下，很難獲得接收側低噪聲放大器400的相同峰值增益。基於上述情況，用於低頻側或高頻側其中之一的傳輸功率變高。然而，例如，即使是採用注入鎖定方法時，相鄰信道分量也會被解調，從而在接收側(例如，放大器8224)波長選擇特性不足時產生「相鄰信道之間的幹擾問題」。此外，在本示例中，信道間隔設為「80-57 = 23GHz」。當信道間隔變窄時，由於從低噪聲放大器400的增益特性示例可以推斷出相鄰信道分量會被解調，因此很容易產生「相鄰信道之間的幹擾問題」。這樣，即使是在單工雙向通信中，也是優選採用一種「(有效)利用非對稱增益特性」並且相對於期望波而言為低頻側和高頻側之間的僅其中一個幹擾信道設置增益抑制單元的方法。
[0234][互擾的應對方法]
[0235]圖14是圖示了根據實施例2的一種用於解決互擾的具體技術的示意圖(與圖13所示單工雙向通信相對應的配置)。本文中，圖14是簡化功能塊示意圖，側重於通過高頻信號波導308從發送放大器到接收放大器(低噪聲放大器400)的信號傳輸功能。
[0236]用於低頻信道(57GHz頻帶)的低噪聲放大器400的增益特性與圖14(B)所示的增益特性相同。用於高頻信道(80GHz頻帶)的低噪聲放大器400的增益特性與圖12(C)所示的增益特性相同。用於高頻信道的低噪聲放大器400的峰值增益比用於低頻信道的低噪聲放大器400的峰值增益要低。因此，當在不考慮頻帶的情況下高頻信號波導308的傳輸損失相同時，用於高頻側的傳輸功率比用於低頻側的傳輸功率要高。在信號傳輸裝置1B_1中，用於低頻信道的低噪聲放大器400包括在第二通信裝置200側衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_H。
[0237]為此，在第二通信裝置200側，功率比57GHz頻帶(低)要高的80GHz頻帶(高)的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線a表示)跳至接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置有衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_H，如圖12⑶所示，所以通過陷波電路TP_H的功能使80GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於57GHz(未圖示)的後級解調功能單元8400中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從80GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0238]另一方面，在用於高頻信道的接收天線RXANT中，功率比80GHz頻帶要低的57GHz頻帶(低)的高頻信號也通過洩漏路徑(由圖中虛線b表示)跳轉，並提供給用於高頻信道的低噪聲放大器400。雖然用於高頻信道的低噪聲放大器400不包括增益抑制單元，但是由於57GHz頻帶高頻信號的功率比用作期望波的80GHz頻帶要低，所以在57GHz附近的增益也得到了充足衰減。因此，在第二通信裝置200中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在用於80GHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400中對57GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從57GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0239][變型例]
[0240]圖15是圖示了實施例2所示變型例的示意圖,是圖示了一種在與單工多路通信相對應的配置中解決互擾的具體技術的示意圖。本文中，圖15是簡化功能塊示意圖，側重於通過高頻信號波導308從發送放大器到接收放大器(低噪聲放大器400)的信號傳輸功能。上述實施例2描述了一種在兩個信道的單向通信中「(有效)利用非對稱增益特性」並且相對於期望波而言為低頻側和高頻側之間的僅其中一個幹擾信道設置增益抑制單元的方法。另一方面，該變型例一般擴展為3個以上信道。在本變型例中，當在彼此相鄰的兩個信道的組合中採用單工多路通信時，採用實施例2。
[0241]如圖所示，在信號傳輸裝置1B_2中，用於Fx(X為1?n_l，Fx < Fx+1)GHz頻帶的低噪聲放大器400包括在第二通信裝置200側衰減頻率設為Fx+1GHz頻帶的陷波電路TP_X+1。在第二通信裝置200側，Fx+1GHz頻帶的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線α表示)跳至用於FxGHz頻帶的接收天線RXANT，並提供給低噪聲放大器400。由於用於FxGHz頻帶的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為Fx+1GHz頻帶的陷波電路TP_X+1，所以通過陷波電路ΤΡ_Χ+1的功能使用於Fx+1GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於FxGHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400中對Fx+1GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從Fx+1GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到FxGHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。雖然省略了對其的詳細描述，但是在另一洩漏路徑(由圖中除虛線α之外的虛線表示)中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在解調功能單元8400中對幹擾波進行解調。結果，可以防止由洩漏分量導致的幹擾。
[0242][實施例3]
[0243]實施例3是在當結合全雙工雙向通信和單工雙向通信時的配置中互擾應對方法的一種應用示例。本文中，將對包括三個信道的最基本示例進行描述。與下述實施例4不同，在單工雙向通信中，假定沒有必要在發送側之間以及在接收側之間採取互擾應對方法(換言之，根據實施例2的方法)。換言之，當在彼此相鄰的兩個信道的組合中採用全雙工雙向通信時，採用實施例1。不考慮單工雙向通信系統的洩漏路徑。
[0244]下文中，在三個信道的相互關係中，「低」表示低頻信道(57GHz頻帶)。「中」表示中頻信道(80GHz頻帶)。「高」表示高頻信道(103GHz頻帶)。當期望信道設置為低頻信道時，中頻信道稱為上側相鄰信道。當期望信道設置為中頻信道時，低頻信道稱為下側相鄰信道，而高頻信道稱為上側相鄰信道。當期望信道設置為高頻信道時，中頻信道稱為下側相鄰信道。
[0245]圖16至圖17是圖示了根據結合了全雙工雙向通信和單工雙向通信的實施例3的一種解決互擾的示意圖。本文中，圖16是圖示了實施例3所用低噪聲放大器400的增益特性示例的示意圖。具體地，圖16(A)圖示了用於低頻信道(57GHz頻帶)的低噪聲放大器400的增益特性示例(與圖7(B)所示相同)。圖16⑶圖示了用於中頻信道(80GHz頻帶)的低噪聲放大器400的增益特性示例。圖16(C)圖示了用於高頻信道(103GHz頻帶)的低噪聲放大器400的增益特性示例。
[0246]圖17是圖示了根據實施例3的發送和接收系統的示意圖，是簡化功能塊示意圖，側重於通過高頻信號波導308從發送放大器到接收放大器(低噪聲放大器400)的信號傳輸功能，並圖示了通過發送和接收處理單元的頻帶組合而獲得的三種配置。優選地將發送和接收處理單元(由放大器4和低噪聲放大器400的組合組成的電路及其外圍電路)配置為單個晶片。
[0247]在根據實施例3的信號傳輸裝置1C中，當將彼此相鄰的兩個信道進行組合時採用實施例1。具體地，在第一通信裝置100或第二通信裝置200中，側重於用於某個頻帶的接收處理單元RX，在上側相鄰信道為發送處理單元TX的組合中於低噪聲放大器400中設置增益抑制單元(陷波電路)，但不為其它組合設置增益抑制單元(陷波電路)。下文將對這三種配置進行詳細描述。
[0248][第一示例]
[0249]在圖17(A)所示第一示例的信號傳輸裝置1C_1中，第一通信裝置100包括用於高頻信道(103GHz頻帶)的發送處理單元TX、用於中頻信道(80GHz頻帶)的接收處理單元RX和用於低頻信道(57GHz頻帶)的發送處理單元TX。第二通信裝置200包括用於高頻信道的接收處理單元RX、用於中頻信道的發送處理單元TX和用於低頻信道的接收處理單元RX。在如此配置中，通過使用高頻信道和中頻信道或通過使用低頻信道和中頻信道可以採用全雙工雙向通信，通過使用高頻信道和低頻信道可以採用單工雙向通信。
[0250]在第一通信裝置100中，側重於用於中頻信道的接收處理單元RX，由於獲得了用作上側相鄰信道的高頻信道為發送處理單元TX的組合，所以將用作上側相鄰信道的高頻信道組合為發送處理單元TX。因此，在用於中頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制高頻信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)。此外，在第二通信裝置200中，側重於用於低頻信道的接收處理單元RX，由於獲得了用作上側相鄰信道的中頻信道為發送處理單元TX的組合，因此在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制中頻信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)。但在除上述組合之外的組合中不設置增益抑制單元(陷波電路)。
[0251]換言之，在第一通信裝置100中，在用於中頻信道的低噪聲放大器400中設置「陷波電路TP_H」，衰減頻率與103GHz頻帶高頻信道相匹配(參見圖16(B)所示實線增益特性)。在用於低頻信道的低噪聲放大器400中不設置增益抑制單元(陷波電路)(參見圖16(A)所示虛線增益特性)，在用於高頻信道的低噪聲放大器400中不設置增益抑制單元(陷波電路)(參見圖16(C)所示增益特性)。在第二通信裝置200中，在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置「陷波電路TP_M」，衰減頻率與80GHz頻帶中頻信道相匹配(參見圖16(A)所示實線增益特性)。在用於中頻信道的低噪聲放大器400中不設置增益抑制單元(陷波電路)(參見圖16(B)所示虛線增益特性)，在用於高頻信道的低噪聲放大器400中不設置增益抑制單元(陷波電路)(參見圖16(C)所示增益特性)。
[0252]在第一通信裝置100中，103GHz頻帶(高)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第二通信裝置200側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線a表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於中頻信道的低噪聲放大器400。由於用於低頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為103GHz頻帶的陷波電路TP_H，如圖16⑶所示，所以通過陷波電路TP_H的功能使103GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第一通信裝置100中，不在用於80GHz(未圖示)的後級解調功能單元8400中對103GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從103GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。此外，57GHz頻帶(低)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第二通信裝置200側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線b表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於中頻信道的低噪聲放大器400。雖然用於中頻信道的低噪聲放大器400不包括用於抑制57GHz頻帶的增益的增益抑制單元，如圖16 (B)所示，但是也使57GHz附近的增益得到了充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在用於80GHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400 (未圖示)中對57GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從57GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0253]同時，在第二通信裝置200中，80GHz頻帶(中)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第一通信裝置100側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線c表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於用於低頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_M，如圖16 (A)所示，所以通過陷波電路TP_M的功能使80GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於57GHz(未圖示)的後級解調功能單元8400中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從80GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。此外，103GHz頻帶(低)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第一通信裝置100側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線d表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於高頻信道的低噪聲放大器400。雖然用於高頻信道的低噪聲放大器400不包括用於抑制80GHz頻帶的增益的增益抑制單元，如圖16(C)所示，但是也使80GHz附近的增益得到了充足衰減。為此，在第二通信裝置100中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在用於103GHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從103GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0254][第二示例]
[0255]在圖17(B)所示第二示例的信號傳輸裝置1C_2中，第一通信裝置100包括用於高頻信道(103GHz頻帶)的接收處理單元RX、用於中頻信道(80GHz頻帶)的發送處理單元TX和用於低頻信道(57GHz頻帶)的發送處理單元TX。第二通信裝置200包括用於高頻信道的發送處理單元TX、用於中頻信道的接收輸處理單元RX和用於低頻信道的接收處理單元RX。在如此配置中，通過使用中頻信道和高頻信道或通過使用高頻信道和低頻信道可以採用全雙工雙向通信，通過使用中頻信道和低頻信道可以採用單工雙向通信。
[0256]在第二通信裝置200中，側重於用於中頻信道的接收處理單元RX，由於獲得了用作上側相鄰信道的高頻信道為發送處理單元TX的組合，因此在用於中頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制高頻信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)。但在除上述組合之外的組合中不設置增益抑制單元(陷波電路)。與第一示例相比，在第二示例中，沒必要在第一通信裝置100中設置增益抑制單元。
[0257]在第二通信裝置200中，103GHz頻帶(高)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第一通信裝置100側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線a表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於中頻信道的低噪聲放大器400。由於用於中頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為103GHz頻帶的陷波電路TP_H，如圖16⑶所示，所以通過陷波電路TP_H的功能使103GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於80GHz (未圖示)的後級解調功能單元8400中對103GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從103GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。雖然省略了詳細描述，但是在其他洩漏路徑(由圖中虛線b、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在解調功能單元8400中對幹擾波進行解調。結果，可以防止由洩漏分量導致的幹擾。
[0258][第三示例]
[0259]在圖17(C)所示第三示例的信號傳輸裝置1C_3中，第一通信裝置100包括用於高頻信道(103GHz頻帶)的發送處理單元TX、用於中頻信道(80GHz頻帶)的發送處理單元TX和用於低頻信道(57GHz頻帶)的接收處理單元RX。第二通信裝置200包括用於高頻信道的接收處理單元RX、用於中頻信道的接收處理單元RX和用於低頻信道的發送處理單元TX。在如此配置中，通過使用高頻信道和低頻信道或通過使用中頻信道和低頻信道可以採用全雙工雙向通信，通過使用高頻信道和中頻信道可以採用單工雙向通信。
[0260]在第一通信裝置100中，側重於用於低頻信道的接收處理單元RX，由於獲得了用作上側相鄰信道的中頻信道為發送處理單元TX的組合，因此在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制中頻信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)。但在除上述組合之外的組合中不設置增益抑制單元(陷波電路)。與第一示例相比，在第三示例中，沒必要在第二通信裝置200中設置增益抑制單元。
[0261]在第一通信裝置100中，80GHz頻帶(中)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第二通信裝置200側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線a表示)跳自身接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於用於低頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_M，如圖16 (A)所示，所以通過陷波電路TP_M的功能使80GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。因此，在第一通信裝置100中，不在用於57GHz(未圖示)的後級解調功能單元8400中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從80GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。雖然省略了詳細描述，但是在其他洩漏路徑(由圖中虛線b、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在解調功能單元8400中對幹擾波進行解調。結果，可以防止由洩漏分量導致的幹擾。[0262][變型例]
[0263]圖18是圖示了實施例3的變型例的示意圖。在該變型例中，將根據實施例3進行描述的具有三個信道的方法應用在了四個以上信道中。在實施例3中，雖然已對全雙工雙向通信和單工雙向通信組合時的包括三個信道的最基本示例進行了描述，但是當具有四個以上信道時也可同樣採用該示例。當將彼此相鄰的任意兩個信道組合時，採用實施例3。作為示例，將對總共具有7個信道的多種情況進行描述(載波頻率為FY(Y為1?7，FY< FY+1))，這些情況包括:第一信道(FiGHz頻帶)、第二信道(F2GHz頻帶)、第三信道(F3GHz頻帶)、第四信道(F4GHz頻帶)、第五信道(F5GHz頻帶)、第六信道(F6GHz頻帶)和第七信道(F7GHz頻帶)。
[0264]圖18簡要圖示了各個信道的載波頻率布置和第一通信裝置100和第二通信裝置200中為各個信道設置的發送處理單元TX和接收處理單元RX。在附圖中，頻率軸上的信道的粗向上箭頭表示該信道的發送處理單元TX，而粗向下箭頭表示該信道的接收處理單元RX。第一通信裝置100和第二通信裝置200之間的實線表示正常路徑。第一通信裝置100或第二通信裝置200內的虛線表示洩漏路徑。
[0265]在如圖18(A)所示的第一示例中，第一通信裝置100包括FfHz頻帶發送處理單元TX、F2GHz頻帶接收處理單元RX、F3GHz頻帶發送處理單元TX、F4GHz頻帶接收處理單元RX、F5GHz頻帶發送處理單元TX、F6GHz頻帶發送處理單元TX和F7GHz頻帶接收處理單元RX。第二通信裝置200包括FiGHz頻帶接收處理單元RX、F2GHz頻帶發送處理單元TX、F3GHz頻帶接收處理單元RX、F4GHz頻帶發送處理單元TX、F5GHz頻帶接收處理單元RX、F6GHz頻帶接收處理單元RX和F7GHz頻帶發送處理單元TX。
[0266]可考慮在相鄰第一和第二信道的組合、相鄰第二和第三信道的組合、相鄰第三和第四信道的組合、相鄰第四和第五信道的組合以及相鄰第六和第七信道的組合中的每一個組合中應用全雙工雙向通信。
[0267]在這種情況下，通過應用根據實施例3的方法，在上側相鄰信道是發送處理單元TX的組合中，在用於Y信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制Y+1信道的增益的陷波電路TP_Y+1 (衰減頻率設為Υ+1信道頻帶)。例如，在第一通信裝置100中，在用於第二信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第三信道的增益的陷波電路ΤΡ_3，在用於第四信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第五信道的增益的陷波電路ΤΡ_5。在第二通信裝置200中，在用於第一信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第二信道的增益的陷波電路ΤΡ_2，在用於第三信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第四信道的增益的陷波電路ΤΡ_4，在用於第六信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第七信道的增益的陷波電路ΤΡ_7。
[0268]在如圖18(B)所示的第二示例中，第一通信裝置100包括FfHz頻帶發送處理單元TX、F2GHz頻帶接收處理單元RX、F3GHz頻帶接收處理單元RX、F4GHz頻帶發送處理單元TX、F5GHz頻帶發送處理單元TX、F6GHz頻帶接收處理單元RX和F7GHz頻帶發送處理單元TX。第二通信裝置200包括FiGHz頻帶接收處理單元RX、F2GHz頻帶發送處理單元TX、F3GHz頻帶發送處理單元TX、F4GHz頻帶接收處理單元RX、F5GHz頻帶接收處理單元RX、F6GHz頻帶發送處理單元TX和F7GHz頻帶接收處理單元RX。
[0269]可考慮在相鄰第一和第二信道的組合、相鄰第三和第四信道的組合、相鄰第五和第六信道的組合以及相鄰第六和第七信道的組合中的每一個組合中應用全雙工雙向通信。在第一通信裝置100中，在用於第三信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第四信道的增益的陷波電路TP_4，在用於第六信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第七信道的增益的陷波電路ΤΡ_7。在第二通信裝置200中，在用於第一信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第二信道的增益的陷波電路ΤΡ_2，在用於第五信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第六信道的增益的陷波電路ΤΡ_6。
[0270]如此，即使在有四個以上信道時，在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間進行全雙工雙向通信的相鄰信道的組合中，在用於Υ信道的低噪聲放大器400中設置衰減頻率設為Υ+1信道頻帶的陷波電路ΤΡ_Υ+1。結果，可以防止由於通過洩漏路徑從Υ+1頻帶發送處理單元ΤΧ洩漏到Υ頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0271][實施例4]
[0272]實施例4是當結合全雙工雙向通信和單工雙向通信時互擾應對方法的一種應用示例。與上述實施例3不同，在單工雙向通信中，假定沒有必要在發送側之間採取互擾應對方法(換言之，根據實施例2的方法)，然而有必要在接收側之間採取互擾應對方法(換言之，根據實施例2的方法)。換言之，除了實施例3之外，當在彼此相鄰的兩個信道的組合中採用單工多路通信時，採用實施例2。與實施例3不同，還要考慮單工雙向通信系統的洩漏路徑。
[0273]圖19是圖示了根據結合了全雙工雙向通信和單工雙向通信的實施例4的發送和接收系統的示意圖，是簡化功能塊示意圖，側重於通過高頻信號波導308從發送放大器到接收放大器(低噪聲放大器400)的信號傳輸功能。本文中，圖示了通過發送和接收處理單元的頻帶組合而獲得的三種配置。此外，優選地將發送和接收處理單元(由放大器4和低噪聲放大器400的組合組成的電路及其外圍電路)配置為單個晶片。
[0274]在根據實施例4的信號傳輸裝置1D中，在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間的單工雙向通信中，側重於用於某個頻帶的接收處理單元RX，在用於上側相鄰信道為發送處理單元ΤΧ的組合的低噪聲放大器400中設置增益抑制單元(陷波電路)。在除上述組合之外的組合中不設置增益抑制單元(陷波電路)。下文將側重於與實施例3的不同點對這三種配置進行詳細描述。
[0275][第一示例]
[0276]如圖19(A)所不第一不例的信號傳輸裝置1D_1是根據實施例3的第一不例的一種變型例。可在該裝置中採用利用了高頻信道和低頻信道的單工雙向通信，並在該裝置中形成洩漏路徑(由圖中虛線e和f表示)。由於信道不是彼此相鄰，沒理由(必要)採用實施例2。
[0277][第二示例]
[0278]如圖19 (B)所示第二示例的信號傳輸裝置1D_2是根據實施例3的第二示例的一種變型例。可在該裝置中採用利用了中頻信道和低頻信道的單工雙向通信，並在該裝置中形成洩漏路徑(由圖中虛線e和f表示)。由於信道彼此相鄰，需要採用實施例2。具體地，在第二通信裝置200側，在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_M。換言之，進一步在根據實施例3的第二示例中添加陷波電路TP_M。
[0279]在第二通信裝置200側，功率比57GHz頻帶(低)要高的80GHz頻帶(中)的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線e表示)跳至接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置有衰減頻率設為80GHz頻帶的陷波電路TP_M，如圖16 (A)所示，所以通過陷波電路TP_M的功能使80GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於57GHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400中對80GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從80GHz頻帶發送處理單元TX經由洩漏路徑e洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0280][第三示例]
[0281]如圖19 (C)所不第三不例的信號傳輸裝置1D3是根據實施例3的第三不例的一種變型例。可在該裝置中採用利用了高頻信道和中頻信道的單工雙向通信，並在該裝置中形成洩漏路徑(由圖中虛線e和f表示)。由於信道彼此相鄰，需要採用實施例2。具體地，在第二通信裝置200側，在用於中頻信道的低噪聲放大器400中設置衰減頻率設為103GHz頻帶的陷波電路TP_H。換言之，進一步在根據實施例3的第三示例中添加陷波電路TP_H。
[0282]在第二通信裝置200側，功率比80GHz頻帶(低)要高的103GHz頻帶(高)的高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線e表示)跳至接收天線RXANT，並提供給用於中頻信道的低噪聲放大器400。由於在用於高頻信道的低噪聲放大器400中設置有衰減頻率設為103GHz頻帶的陷波電路TP_H，如圖16⑶所示，所以通過陷波電路TP_H的功能使103GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。為此，在第二通信裝置200中，不在用於80GHz頻帶(未圖示)的後級解調功能單元8400中對103GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從103GHz頻帶發送處理單元TX經由洩漏路徑e洩漏到80GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0283][變型例]
[0284]圖20是圖示了實施例4的變型例的示意圖。在該變型例中，將根據實施例4進行描述的具有三個信道的方法應用在了四個以上信道中。在實施例4中，雖然已對包括三個信道的最基本示例進行了描述，但是當具有四個以上信道時也可同樣採用該示例。作為示例，將基於圖18所示實施例3的變型例進行描述。
[0285]通過應用根據實施例4的方法，在採用了單工雙向通信且上側相鄰信道為發送處理單元TX的組合中，在用於Y信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制Y+1信道的增益的陷波電路TP_Y+1 (衰減頻率設為Υ+1信道頻帶)。
[0286]例如，在圖20(A)所示的第一示例中，包括實施例3的變型例(第一示例)所述的相鄰信道組合中的全雙工雙向通信在內，可考慮在相鄰第五和第六信道的組合中採用單工雙向通信。這種情況下，在第一通信裝置100中，在用於第五信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第六信道的增益的陷波電路ΤΡ_6。
[0287]在圖20 (Β)所示的第二示例中，包括實施例3的變型例(第二示例)所述的相鄰信道組合中的全雙工雙向通信在內，可考慮在相鄰第二和第三信道的組合以及相鄰第四和第五信道的組合中採用單工雙向通信。在這種情況下，在第一通信裝置100中，在用於第二信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第三信道的增益的陷波電路ΤΡ3，並且在第二通信裝置200中，在用於第四信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制第五信道的增益的陷波電路ΤΡ_5。
[0288]如此，即使在有四個以上信道時，在第一通信裝置100和第二通信裝置200之間進行單工雙向通信的相鄰信道的組合中，在用於y信道的低噪聲放大器400中設置衰減頻率設為Y+1信道頻帶的陷波電路TP_Y+1。結果，可以防止由於通過洩漏路徑從Υ+1頻帶發送處理單元ΤΧ洩漏到Υ頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。
[0289][實施例5]
[0290][互擾的應對方法:第二示例]
[0291]接下來將對互擾應對方法的第二示例及其具體的應用示例進行說明。與互擾應對方法的第一示例相似，互擾應對方法的第二示例利用了放大電路的非對稱開環增益頻率特性並對「由放大器的非對稱增益特性導致的增益不足進行補償」。然而，為了實施該示例，區別在於:在放大器之外(在解調處理之前)設置用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。例如，採用陷波電路作為信號抑制單元。
[0292]圖21和圖22是圖示了根據實施例5的發送和接收系統的示意圖。本文中，圖21圖示了第1?3示例，而圖22圖示了第4?6示例。所有示例均圖示了實施例4的變型例，並可相似地適用於實施例1?3。
[0293]圖21 (Α)?圖21 (C)所示第1?3示例中的每一個示例皆是根據實施例4的第1?3示例的變型例。不在低噪聲放大器400中設置信號抑制單元(陷波電路601或602)，而在低噪聲放大器400的前級設置信號抑制單元(陷波電路601或602)。另一方面，圖22(A)?圖22(C)所示第1?3示例中的每一個示例皆是根據實施例4的的第1?3示例的變型例。不在低噪聲放大器400中設置信號抑制單元(陷波電路601或602)，而在低噪聲放大器400的後級(解調功能單元8400的前級)設置信號抑制單元(陷波電路601或602)。
[0294]即使當採用互擾應對方法的第二示例時，由於通過信號抑制單元(陷波電路601或602)的功能使幹擾信道的信號電平得到了衰減，因此不在設置於低噪聲放大器400的後級的解調功能單元8400(未圖示)中對幹擾信道分量進行解調。結果，可以防止互擾。由於利用了放大電路的非對稱開環增益頻率特性，所以足以使信號抑制單元具有能夠對非對稱增益頻率特性導致的衰減不足進行補償的衰減特性。該衰減特性可以實現目標信道位置處的小衰減。例如，當使用陷波電路時，陷波量可能較小，該陷波量可在簡單配置中實現。
[0295][實施例6]
[0296][相互幹擾的應對方法:第三示例]
[0297]接下來將對互擾應對方法的第三示例及其具體的應用示例進行說明。與互擾應對方法的第一或第二示例不同，互擾應對方法的第三示例不利用放大電路的非對稱開環增益頻率特性。換言之，無論放大電路的開環增益頻率特性是對稱還是非對稱，均可採用第三示例。例如，即使當放大電路為不具有頻率(波長)選擇性的寬帶放大電路時，也可採用第三示例。即使是在這種情況下，也不在用於所有信道的接收處理單元中設置增益抑制單元，而在任意接收處理單元中設置用於抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制單元。如此，可以防止來自設有增益抑制單元的信道的幹擾。
[0298]圖23和圖24是圖示了根據實施例6的發送和接收系統的示意圖。本文中，圖23圖示了第1?3示例，而圖24圖示了第4?6示例。雖然圖23圖示了實施例4的變型例而圖24圖示了實施例5的變型例，但是其均可相似地用於其它示例。
[0299]圖23(A)?圖23(C)所示第1?3示例中的每一個示例皆是根據實施例4的第1?3不例的變型例。在實施例4中，在低噪聲放大器400中設置有信號抑制單兀(陷波電路601或602)。圖24 (A)?圖24(C)所示第4?6示例中的每一個示例皆是根據實施例5的第1?3示例的變型例。在實施例5中，在低噪聲放大器400的前級設置有信號抑制單元(陷波電路601或602)。
[0300]在所有示例中，低噪聲放大器400均不具有明顯的非對稱開環增益頻率特性。例如，採用不具有頻率選擇性且所有信道頻帶的增益基本上平坦的平坦放大器(允許小波動)。由於未利用低噪聲放大器400的非對稱開環增益頻率特性，所以增益抑制單元(陷波電路601或602)必須具有極大的衰減特性。
[0301]即使當採用互擾應對方法的第三示例時，在至少設置有增益抑制單元的系統中，通過信號抑制單元(陷波電路601或602)的功能使幹擾信道的信號電平得到了衰減。因此，不在設置於低噪聲放大器400的後級的解調功能單元8400(未圖示)中對幹擾信道分量進行解調，因此可以防止幹擾。由於未利用放大電路的非對稱開環增益頻率特性，所以增益抑制單元必須在目標信道位置處具有實現極大衰減的衰減特性。例如，當使用陷波電路時，可使用具有大陷波量的陷波電路。
[0302][實施例7]
[0303]圖25至圖26是圖示了實施例7的示意圖。本文中，圖25是圖示了實施例7所用低噪聲放大器400的頻率特性示例的示意圖。圖26是圖示了根據實施例7的發送和接收系統的不意圖。
[0304]作為一種典型示例，雖然通過使用例如陷波電路的增益抑制單元對來自兩側相鄰信道的幹擾(互擾)進行抑制的各個上述實施例中已經對本技術進行了具體描述，但是本說明書所公開的技術不限於此。本說明所公開的技術不限於相鄰信道。當存在來自除自身信道之外的另一更遠信道(用作幹擾波)的影響時，可以通過使用陷波電路等的增益抑制單元對除自身信道之外的信道(幹擾新街道)的影響進行抑制。例如，可以防止來自與相鄰信道相鄰的另一信道的影響。
[0305]例如，圖25圖示了實施例7所用低噪聲放大器400的頻率特性示例。作為示例，雖然圖4(C)和圖5(B)的變型例圖示了在高頻側採用了增益抑制單元，但這些變型例也可相似地用於在低頻側採用了增益抑制單元的圖4(B)和圖5(A)。如圖25(A)所示，低噪聲放大器400的開環頻率特性具有對期望信道信號(載波頻率Fc) ( S卩，自身信道)的頻率選擇性，並在下側相鄰信道信號(載波頻率Fd)和上側相鄰信道信號(載波頻率Fm)兩方面得到充足衰減。然而，在比上側相鄰信道(載波頻率Fm)要高的頻率側觀察到頻率反彈，而在另一上側信道信號(載波頻率FU2)的增益衰減不足。換言之，在相對於自身信道而言是第二上側信道(相鄰信道的另一高頻側信道)的信道(載波頻率FU2)中，增益衰減不足。
[0306]在這種情況下，如圖25(B)所示，採用增益抑制單元來匹配該信道信號(載波頻率FU2)中的衰減頻率(陷波位置)，因此可以使信道信號分量(載波頻率FU2)衰減。由於信道信號分量(載波頻率fU2)可以設置為等於或低於接收限制水平，因此不對信道信號分量(載波頻率fU2)進行解調。結果，可以防止互擾。
[0307]圖26是圖示了根據採用了該方法的實施例7的發送和接收系統的示意圖，該圖圖示了根據圖17(C)所示實施例3的第三示例的變型例。在第一通信裝置100中，側重於用於低頻信道的接收處理單元RX，由於獲得了用作第二上側相鄰信道(相鄰信道的另一高頻側信道)的高頻信道是發送處理單元TX的組合，因此在用於低頻信道的低噪聲放大器400中設置用於抑制高頻信道的增益的增益抑制單元(陷波電路)。但在除上述組合之外的組合中不設置增益抑制單元(陷波電路)。順便提及，沒理由(必要)採用根據圖17(A)所示實施例3的第一示例或根據圖17(B)所示實施例3的第二示例。
[0308]在第一通信裝置100中，103GHz頻帶(高)的高頻信號通過發送天線TXANT與高頻信號波導308耦合，並傳輸到第二通信裝置200側。然而，在這種情況下，高頻信號通過洩漏路徑(由圖中虛線b表示)跳至自身接收天線RXANT，並提供給用於低頻信道的低噪聲放大器400。由於用於低頻信道的低噪聲放大器400包括衰減頻率設為103GHz頻帶的陷波電路TP_H，如圖25⑶所示，所以通過陷波電路TP_H的功能使103GHz頻帶的高頻信號得到充足衰減。因此，在第一通信裝置100中，不在用於57GHz(未圖示)的後級解調功能單元8400中對103GHz頻帶進行解調。結果，可以防止由於從103GHz頻帶發送處理單元TX洩漏到57GHz頻帶接收處理單元RX的高頻信號引起的幹擾。雖然省略了詳細描述，但是在其他洩漏路徑(由圖中虛線a、c和d表示)中，即使在不使用增益抑制單元時，也不在解調功能單元8400中對幹擾波進行解調。結果，可以防止由洩漏分量導致的幹擾。
[0309]雖然上面已對本說明書所公開的技術的示例性實施例進行了描述，但是權利要求書中描述的技術範圍不限於這些示例性實施例。可以在本說明書所公開的技術的精神和範圍內對這些實施例進行各種修改或改進。進行了修改或改進的實施例也包含在本說明書所公開的技術範圍內。根據權利要求書的本技術不限於上述實施例。這些實施例中描述的特徵的所有組合併不一定針對本說明書所公開的技術需要解決的問題。這些實施例包括多種技術階段和從多個已公開配置條件的適當組合中衍生出的多種技術。即使當從這些實施例所公開的所有配置條件中去除一些配置條件時，只要通過解決本說明書所公開的技術需要解決的問題得到了期望的效果，那麼去除了一些配置條件的配置也可衍生為本說明書所公開的技術。
[0310]根據這些實施例的描述，根據所附權利要求書中描述的權利要求的技術是一種示例，例如，衍生出了以下技術。下面將對該技術進行列舉。
[0311][補充說明A1]
[0312]—種信號傳輸裝置，其包括:
[0313]用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，
[0314]其中，信道的總數量等於或大於3，並且，
[0315]當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0316][補充說明A2]
[0317]根據補充說明A1的信號傳輸裝置，
[0318]其中，接收處理單元包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0319]信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元，
[0320]其中，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，增益抑制單元用於抑制除自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0321][補充說明A3]
[0322]根據補充說明A2的信號傳輸裝置，[0323]其中，兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，
[0324]其中，增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0325][補充說明A4]
[0326]根據補充說明A3的信號傳輸裝置，
[0327]其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且，
[0328]設置在下側相鄰信道放大器中的增益抑制單元用於抑制上側相鄰信道的增益。
[0329][補充說明A5]
[0330]根據補充說明A4的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0331]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0332]其中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0333]第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0334]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0335]全雙工雙向通信適用於第二信道和第一信道的組合以及第二信道和第三信道的組合，
[0336]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0337]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0338][補充說明A6]
[0339]根據補充說明A4的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0340]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0341]其中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0342]第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0343]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0344]其中，全雙工雙向通信適用於第三信道和第一信道的組合以及第三信道和第二信道的組合，
[0345]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0346][補充說明A7]
[0347]根據補充說明A4的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0348]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0349]其中，第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0350]第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0351]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0352]全雙工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合以及第一信道和第三信道的組合，
[0353]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元。
[0354][補充說明A8]
[0355]根據補充說明A2至A7中任一項的信號傳輸裝置，
[0356]其中，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，增益抑制單元用於抑制除自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0357][補充說明A9]
[0358]根據補充說明A8的信號傳輸裝置，
[0359]其中，兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，
[0360]增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0361][補充說明A10]
[0362]根據補充說明A6的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0363]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0364]其中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0365]第二通信裝置包括第一信接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0366]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0367]全雙工雙向通信適用於第三信道和第一信道的組合以及第三信道和第二信道的組合，
[0368]單工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合，
[0369]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0370]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0371][補充說明All]
[0372]根據補充說明A7的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0373]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0374]第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0375]第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0376]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0377]全雙工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合以及第一信道和第三信道的組合，
[0378]單工雙向通信適用於第二信道和第三信道的組合，
[0379]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0380]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0381][補充說明A12]
[0382]—種信號傳輸裝置，其包括:
[0383]用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，
[0384]其中，信道的總數量等於或大於2，
[0385]當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制單元。
[0386][補充說明A13]
[0387]根據補充說明A12的信號傳輸裝置，
[0388]其中，接收處理單元 包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0389]信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元，
[0390]當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，增益抑制單元用於抑制除自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0391][補充說明A14]
[0392]根據補充說明A13的信號傳輸裝置，
[0393]其中，兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，
[0394]增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0395][補充說明A15]
[0396]根據補充說明A1至A15中任一項的信號傳輸裝置，
[0397]其中，增益抑制單元包括陷波電路。
[0398][補充說明A16]
[0399]根據補充說明A15的信號傳輸裝置，
[0400]其中，陷波電路包括具有電感器和電容器的串聯諧振電路。
[0401][補充說明A17]
[0402]一種接收電路，其中:
[0403]當信道的總數量等於或大於3時，在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通?目，
[0404]該接收處理單元包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元 ο
[0405][補充說明Α18]
[0406]一種接收電路，其包括:
[0407]信號抑制單元，該信號抑制單元用於在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時抑制除自身信道之外的信道的信號分量。
[0408][補充說明Α19][0409]一種電子設備，其包括:
[0410]用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，
[0411 ] 其中，信道的總數量等於或大於3，
[0412]當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0413][補充說明A20]
[0414]—種電子設備，其包括:
[0415]用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，
[0416]其中，信道的總數量等於或大於2，
[0417]當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0418][補充說明B1]
[0419]一種信號傳輸裝置，其包括:
[0420]用於接收傳輸信號的多個接收處理單元，
[0421]其中，多個接收處理單元中的任意一個包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
[0422][補充說明B2]
[0423]根據補充說明B1的信號傳輸裝置，
[0424]其中，接收處理單元包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0425]信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元，
[0426]該增益抑制單元用於抑制除自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
[0427][補充說明B3]
[0428]根據補充說明B2的信號傳輸裝置，其中，在彼此相鄰的兩個信道的組合中，增益抑制單元用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道的增益。
[0429][補充說明B4]
[0430]根據補充說明B3的信號傳輸裝置，其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且增益抑制電路用於抑制上側相鄰信道的增益。
[0431][補充說明B5]
[0432]根據補充說明B2的信號傳輸裝置，其中，當在彼此相鄰的任意兩個信道的組合中採用全雙工雙向通信時，放大器包括增益抑制單元。
[0433][補充說明B6]
[0434]根據補充說明B5的信號傳輸裝置，其中，包括通過波導耦合的第一通信裝置和第
二通信裝置，
[0435]第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，[0436]第二通信裝置包括第一信接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0437]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0438]全雙工雙向通信適用於第二信道和第一信道的組合以及第二信道和第三信道的組合，
[0439]不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，
[0440]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0441]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0442][補充說明B7]
[0443]根據補充說明B5的信號傳輸裝置，其中，包括通過波導耦合的第一通信裝置和第
二通信裝置，
[0444]第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0445]第二通信裝置包括第一信接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0446]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0447]全雙工雙向通信適用於第三信道和第一信道的組合以及第三信道和第二信道的組合。
[0448]不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，
[0449]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0450][補充說明B8]
[0451]根據補充說明B5的信號傳輸裝置，其中，包括通過波導耦合的第一通信裝置和第
二通信裝置，
[0452]第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0453]第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0454]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0455]全雙工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合以及第一信道和第三信道的組合，
[0456]不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，
[0457]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元。
[0458][補充說明B9][0459]根據補充說明B5的信號傳輸裝置，其中，當在信道的總數量等於或大於3且在彼此相鄰的任意兩個信道的組合中採用單工雙向通信時，放大器包括增益抑制單元。
[0460][補充說明B10]
[0461]根據補充說明B9的信號傳輸裝置，其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且增益抑制電路用於抑制上側相鄰信道的增益。
[0462][補充說明B11]
[0463]根據補充說明B10的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0464]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0465]其中，第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0466]第二通信裝置包括第一信接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0467]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0468]全雙工雙向通信適用於第三信道和第一信道的組合以及第三信道和第二信道的組合，
[0469]單工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合，
[0470]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0471]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0472][補充說明B12]
[0473]根據補充說明B10的信號傳輸裝置，其進一步包括:
[0474]通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，
[0475]其中，第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，
[0476]第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，
[0477]第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比第二信道的載波頻率高，
[0478]全雙工雙向通信適用於第一信道和第二信道的組合以及第一信道和第三信道的組合，
[0479]單工雙向通信適用於第二信道和第三信道的組合，
[0480]第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第二信道的增益的增益抑制單元，
[0481]第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制第三信道的增益的增益抑制單元。
[0482][補充說明B13]
[0483]根據補充說明B3的信號傳輸裝置，其中，當在彼此相鄰的任意兩個信道的組合中採用單工雙向通信時，放大器包括增益抑制單元。
[0484][補充說明B14]
[0485]根據補充說明B2的信號傳輸裝置，其中，增益抑制單元包括陷波電路。[0486][補充說明B15]
[0487]根據補充說明B14的信號傳輸裝置，
[0488]其中，陷波電路包括具有電感器和電容器的串聯諧振電路。
[0489][補充說明B16]
[0490]根據補充說明B14的信號傳輸裝置，其中，放大器包括兩個級聯電晶體和將電感器作為負載的放大級，在該電感器中設置有常數以對自身信道具有頻率選擇性，陷波電路連接在兩個電晶體的級聯點和參考電位點之間。
[0491][補充說明B17]
[0492]根據補充說明B16的信號傳輸裝置，其中，放大器包括多個放大級，陷波電路設置在第一放大級中。
[0493][補充說明B18]
[0494]根據補充說明B16的信號傳輸裝置，其中，放大器包括多個放大級，陷波電路設置在除第一級之外的至少一個放大級中。
[0495][補充說明B19]
[0496]一種接收電路，其包括:
[0497]放大電路，該放大電路配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0498]其中，放大電路包括用於抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制單元。
[0499][補充說明似0]
[0500]一種電子設備，其中:
[0501]為各個信道設置用於接收傳輸信號的接收處理單元；
[0502]該接收處理單元包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大；
[0503]放大電路包括用於抑制除自身信道之外的信道的增益的增益抑制單元。
[0504][補充說明C1]
[0505]—種信號傳輸裝置，其中:
[0506]信道的總數量為2 ；
[0507]為各個信道設置接收處理單元，該接收處理單元通過頻帶劃分實現全雙工雙向通信；以及
[0508]接收處理單元包括用於抑制相鄰信道的信號分量的信號抑制單元。
[0509][補充說明C2]
[0510]根據補充說明C1的信號處理裝置，其中，接收處理單元包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0511]信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元，並且
[0512]增益抑制單元用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道之一的增益。
[0513][補充說明C3]
[0514]根據補充說明C2的信號傳輸裝置，
[0515]其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且，
[0516]設置在下側相鄰信道放大器中的增益抑制單元用於抑制上側相鄰信道的增益。
[0517][補充說明C4]
[0518]根據補充說明C1的信號傳輸裝置，其中，增益抑制單元包括陷波電路。
[0519][補充說明C5]
[0520]根據補充說明C4的信號傳輸裝置，
[0521]其中，陷波電路包括具有電感器和電容器的串聯諧振電路。
[0522][補充說明C6]
[0523]根據補充說明C5的信號傳輸裝置，其中，電感器的圖案形成在多個布線層中，各層的電感器通過電路彼此並聯連接。
[0524][補充說明C7]
[0525]根據補充說明C5的信號傳輸裝置，其中，當對電感器進行圖案形成時，電容器採用分布電容。
[0526][補充說明C8]
[0527]根據補充說明C4的信號傳輸裝置，其中，放大器包括兩個級聯電晶體和將電感器作為負載的放大級，該電感器中設置有常數以對自身信道具有頻率選擇性，陷波電路連接在兩個電晶體的級聯點和參考電位點之間。
[0528][補充說明C9]
[0529]根據補充說明C8的信號傳輸裝置，其中，放大器包括多個放大級，陷波電路設置在第一放大級中。
[0530][補充說明C10]
[0531]根據補充說明C8的信號傳輸裝置，其中，放大器包括多個放大級，陷波電路設置在除第一級之外的至少一個放大級中。
[0532][補充說明C11]
[0533]根據補充說明C8的信號傳輸裝置，其中，放大器包括多個放大級，陷波電路設置在第一放大級和除第一級之外的至少一個放大級中。
[0534][補充說明C12]
[0535]根據補充說明C11的信號傳輸裝置，其中，在第一放大級中設置的增益抑制單元或在除第一級之外的至少一個放大級中設置的陷波電路至少之一中設置用於選擇性地使用陷波電路的開關。
[0536][補充說明C13]
[0537]根據補充說明C8的信號傳輸裝置，其中，電感器的圖案形成在多個布線層中，各層的電感器通過電路彼此並聯連接。
[0538][補充說明C14]
[0539]根據補充說明C2的信號傳輸裝置，其中，可在互補金屬氧化物半導體中形成放大器。
[0540][補充說明C15]
[0541]根據補充說明C2的信號傳輸裝置，其中，發送和接收處理單元通過波導耦合。
[0542][補充說明C16][0543]根據補充說明C15的信號傳輸裝置，其中，波導由介電材料製成。
[0544][補充說明C17]
[0545]—種接收電路，其中:
[0546]信號抑制單元用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量，
[0547]信道的總數量為2 ；
[0548]通過頻帶劃分進行全雙工雙向通信。
[0549][補充說明C18]
[0550]一種電子設備，其中:
[0551]信道的總數量為2;
[0552]為各個信道設置接收處理單元，該接收處理單元通過頻帶劃分實現全雙工雙向通信；以及
[0553]接收處理單元包括用於抑制相鄰信道的信號分量的信號抑制單元。
[0554][補充說明C19] [0555]根據補充說明C18的信號處理裝置，其中，接收處理單元包括放大器，該放大器配置為對自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，
[0556]信號抑制單元包括設置在放大器中的增益抑制單元，並且，
[0557]增益抑制單元用於抑制在增益頻率特性方面具有不足衰減度的下側相鄰信道或上側相鄰信道之一的增益。
[0558][補充說明C20]
[0559]根據補充說明C19的信號傳輸裝置，其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為相對於自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，設置在下側相鄰信道放大器中的增益抑制電路用於抑制上側相鄰信道的增益。
[0560]附圖標記列表
[0561]1信號傳輸裝置
[0562]100第一通信裝置
[0563]103半導體晶片
[0564]200第二通信裝置
[0565]203半導體晶片
[0566]400低噪聲放大器
[0567]601陷波電路
[0568]602陷波電路
[0569]603陷波電路
[0570]604陷波電路
[0571]8 電子設備
[0572]308高頻信號波導
[0573]TX 發送處理單元(發送電路)
[0574]RX 接收處理單元(接收電路)
【權利要求】
1.一種信號傳輸裝置,其包括:用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，其中，信道的總數量等於或大於3，並且，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，所述接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
2.根據權利要求1所述的信號傳輸裝置， 其中，所述接收處理單元包括放大器，所述放大器配置為對所述自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，其中，所述信號抑制單元包括設置在所述放大器中的增益抑制單元，並且，當在任意兩個信道的組合中應用所述全雙工雙向通信時，所述增益抑制單元用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
3.根據權利要求2所述的信號傳輸裝置，其中，所述兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，並且，所述增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
4.根據權利要求3所述的信號傳輸裝置，其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為使得相對於所述自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且，設置在下側相鄰信道放大器中的所述增益抑制單元用於抑制所述上側相鄰信道的增.、Mo
5.根據權利要求4所述的信號傳輸裝置，其進一步包括:通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，其中，所述第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，所述第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比所述第二信道的載波頻率高，所述全雙工雙向通信適用於所述第二信道和所述第一信道的組合以及所述第二信道和所述第三信道的組合，所述第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第二信道的增益的增益抑制單元，所述第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第三信道的增益的增益抑制單元。
6.根據權利要求4所述的信號傳輸裝置，其進一步包括:通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，其中，所述第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，所述第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比所述第二信道的載波頻率高，所述全雙工雙向通信適用於所述第三信道和所述第一信道的組合以及所述第三信道和所述第二信道的組合，所述第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第三信道的增益的增益抑制單元。
7.根據權利要求4所述的信號傳輸裝置，其進一步包括:通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，所述第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，所述第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比所述第二信道的載波頻率高，所述全雙工雙向通信適用於所述第一信道和所述第二信道的組合以及所述第一信道和所述第三信道的組合，所述第一信道接收處理單 元的放大器包括用於抑制所述第二信道的增益的增益抑制單元。
8.根據權利要求2所述的信號傳輸裝置，其中，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述增益抑制單元用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
9.根據權利要求8所述的信號傳輸裝置，其中，所述兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，並且，所述增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
10.根據權利要求9所述的信號傳輸裝置，其中，不具備增益抑制單元的放大器的增益頻率特性表現為使得相對於所述自身信道而言高頻側比低頻側具有更加不足的增益衰減，並且，設置在下側相鄰信道放大器中的增益抑制單元用於抑制所述上側相鄰信道的增益。
11.根據權利要求10所述的信號傳輸裝置，其進一步包括:通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，其中，所述第一通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道接收處理單元，所述第二通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道發送處理單元，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比所述第二信道的載波頻率高，所述全雙工雙向通信適用於所述第三信道和所述第一信道的組合以及所述第三信道和所述第二信道的組合，所述單工雙向通信適用於所述第一信道和所述第二信道的組合，所述第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第二信道的增益的增益抑制單元，所述第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第三信道的增益的增益抑制單元。
12.根據權利要求10所述的信號傳輸裝置，其進一步包括:通過波導耦合的第一通信裝置和第二通信裝置，所述第一通信裝置包括第一信道接收處理單元、第二信道發送處理單元以及第三信道發送處理單元，所述第二通信裝置包括第一信道發送處理單元、第二信道接收處理單元以及第三信道接收處理單元，第二信道的載波頻率設置為比第一信道的載波頻率高，第三信道的載波頻率設置為比所述第二信道的載波頻率高，所述全雙工雙向通信適用於所述第一信道和所述第二信道的組合以及所述第一信道和所述第三信道的組合， 所述單工雙向通信適用於所述第二信道和所述第三信道的組合，所述第一信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第二信道的增益的增益抑制單元，所述第二信道接收處理單元的放大器包括用於抑制所述第三信道的增益的增益抑制單元。
13.—種信號傳輸裝置,其包括:用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，其中，信道的總數量等於或大於2，並且，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
14.根據權利要求13所述的信號傳輸裝置，其中，所述接收處理單元包括放大器，所述放大器配置為對所述自身信道具有頻率選擇性並對接收到的信號進行放大，所述信號抑制單元包括設置在所述放大器中的增益抑制單元，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述增益抑制單元用於抑制除所述自身信道之外的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
15.根據權利要求14所述的信號傳輸裝置，其中，所述兩個信道的組合具有相鄰信道的關係，並且，所述增益抑制單元用於抑制作為下側相鄰信道和上側相鄰信道之一的在增益頻率特性方面具有不足衰減度的信道的增益。
16.根據權利要求1所述的信號傳輸裝置，其中，所述增益抑制單元包括陷波電路。
17.一種接收電路，其包括:信號抑制單元，當信道的總數量等於或大於3並在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，所述信號抑制單元用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量。
18.一種接收電路，其包括:信號抑制單元，在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述信號抑制單元用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量。
19.一種電子設備,其包括:用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，其中，信道的總數量等於或大於3，並且，當在任意兩個信道的組合中應用全雙工雙向通信時，所述接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的信道的信號分量的信號抑制單元。
20.—種電子設備,其包括:用於各個信道的接收處理單元，以便通過劃分頻帶實現多信道傳輸，其中，信道的總數量等於或大於2，其中，當在任意兩個信道的組合中應用單工雙向通信時，所述接收處理單元之一包括用於抑制除自身信道之外的·信道的信號分量的信號抑制單元。
【文檔編號】H04B13/00GK103718480SQ201180072660
【公開日】2014年4月9日 申請日期:2011年9月2日 優先權日:2011年8月9日
【發明者】日野康史 申請人:索尼公司