正交頻分復用接收器及其方法
2023-07-11 15:39:31 1
專利名稱：正交頻分復用接收器及其方法
技術領域：
本發明關於^種正^J^分^J ] (Orthogonal frequency division multiplexing, OFDM)接收器及其方法，特別是關於一種應用於數位電視地面廣播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial, DVB-T)系統的正交頻分復用接收器。
背景技術：
在數字通信的領域中，編碼正交頻分復用的調製技術被廣泛地使用於各種 應用之中。
圖l顯示一:fe應用於lt字地面傳輸(Digital Terrestrial Transmission, DTT)的 一種數位電視地面廣播系統10的示意圖。數位電視地面廣播系統10包含 一正交頻分復用4專車lT系統(0FDM transmi ssion systern) 1 l與一正哭步貞分復用接 收器12。在數位電視地面廣播系統10進行地面傳輸的期間，常常會發生多重路 徑衰減(multi-path fading)與同頻道幹擾(Co-Channel Interference, CCI)， 而導致正交頻分復用傳輸系統的發射信號(emitted signal) s (t)的失真。舉例 而言，請參考圖2A,當一模擬的廣播電祝信號(TV signal)與一正交頻分復用信 號s(t)共同存在於同一頻帶時，兩個信號便可能會相互幹擾、而導致失真的同 頻道幹擾波形出現，如圖2B所示。
由於同頻道幹擾屬於典型的窄頻帶幹擾(narrow-band interference),因 此便有人在正交頻分復用接收器12中設置一時域陷波濾波器(time-domain notch filter) 121來消除時域中的同頻道幹擾。然而，正交頻分復用接收器12在時域 中要正確預測出同頻道幹擾的時間點、以及辨識出同頻道幹擾的頻譜(spectrum), 卻非常地困難；另一方面，正交頻分復用傳輸系統ll也可能將發射信號s(t)傳 輸至具有多重路徑衰減的信道中。因此，要設計一個適當的時域陷波濾波器121 的難度與複雜度相當地高、且也因此將導致生產成本提高。所以利用時域陷波
濾波器121來消除同頻道幹擾，將造成數位電視地面廣播系統10的接收品質難以 提升。
發明內容
因此，本發明的目的是提供一種應用於數位電視地面廣播的正交頻分復用 接收器及其方法，而免除同頻道幹擾的問題。
本發明的一實施例提供了一種正交頻分復用接收器。所述正交頻分復用接
收器包含一同頻道幹擾檢測器(co-cha鵬l interference detector, CCI detector)與一頻域陷波濾波器(f requency-doma in notch filter)。
同頻道幹擾檢測器用以接收一頻域信號(frequency-domain signal),且產 生一估計i吳差值(estimated error)。其中，所述頻域信號包含位於頻率領域的 多個次載波(sub-carrier),且所述次載波包含多個分散引導信號(scattered pilot)。而估計誤差值利用相距一預設時間的一第一分散引導信號與一第二分 散引導信號來計算出。之後，同頻道幹擾檢測器再將估計誤差值與一預設臨界 值(pre-set threshold)進行比較，以產生一比較結果。
頻域陷波濾波器用以接收頻域信號，且根據所述比較結果產生一陷波頻域 信號。其中所述陷波頻域信號具有多個次載波，且每一個次載波包含有陷波頻 域數據。其中，當估計誤差值大於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器便 減少被選擇的第一與第二分散引導信號所在的次載波的權重係數大小、及/或減 少所述次載波鄰近的次載波的權重係數大小；相對地，當所述估計誤差值小於 所述預設臨界值時，頻域陷波濾波器增大被選擇的第 一與第二分散引導信號所 在的次載波的權重係數大小、及/或增大所述次載波鄰近的次載波的權重係數大 'J、，或是頻域陷波濾波器將被選擇的第 一與第二分散引導信號所在的次載波的 權重係數、及/或所述次載波鄰近的次載波的權重係數設為1 。
當所述估計誤差值大於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器將所述分 散引導信號所在的次載波的權重係數減小或將所述權重係數設為大於等於O並 且小於1之間。所述同頻道幹擾檢測器包含一計算器，用以計算所述估計誤差值；以及一 同頻道幹擾比較單元，用以比較所述估計誤差值與所述預設臨界值，以產生所 述比較結果。
所述正交頻分復用接收器還包含 一傅立葉變換電路，接收一包含有在時 間領域的多個次載波的輸入信號，且產生所述頻域信號； 一信道估計器，接收 所述陷波頻域數據，且根據包含在陷波頻域數據中的分散引導信號來產生一處 理後的信道參數； 一匹配濾波器，接收所述陷波頻域數據，且根據所述處理後 的信道參數來產生一匹配輸出信號； 一軟式位反向映射器，接收所述匹配輸出 信號，且對所述匹配輸出信號執行符號反向映射，以產生一輸出信號； 一維特 比解碼器，用以解碼所述軟式位反向映射器的輸出信號；以及一羅德索羅門解 碼器，用以解碼所述軟式位反向映射器的輸出信號。
所述第一與第二M引導信號位於不同符號，及/或位於同一次載波，且所 述正交頻分復用接收器應用於數位電視地面廣播系統。
另外，本發明的一實施例提供了一種檢測同頻道幹擾的方法，所述方法包 含下列步驟首先，接收包含多個次載波的頻域信號。接著，由相距一預設時 間的一第一分散引導信號與一第二分散引導信號計算出一估計誤差值。最後， 根據所述估計誤差值調整被選擇的第一與第二分散引導信號所在的次載波的權 重係數大小、及/或調整所述次載波鄰近的次載波的權重係數大小。
所述第一與第二分散引導信號位於不同符號，及/或位於同一次載波。
當所述估計誤差值大於一預設臨界值時，所述分散引導信號所在的次載波 及/或其鄰近的次載波的權重係數大小將被減少或被設為大於等於0並且小於1 之間；且當所述估計誤差值小於所述預設臨界值時，所述分散引導信號所在的 次載波及/或其鄰近的次載波的權重係數將被設為1 。
本發明的正交頻分復用接收器的同頻道幹擾檢測器可有效地檢測出同頻道 幹擾是否存在於任一個次載波中，且可達成將因同頻道幹擾而造成失真的次載 波(信道)、及/或所述失真次載波(信道)鄰近可能失真的次載波(信道)的權重減
小的功效，而解決現有技術的問題。
圖l顯示一現有數位電視地面廣播系統的示意圖2 A顯示現有模擬廣播電視信號與正交頻分復用信號的波形圖2B顯示現有同頻道幹擾的波形圖3A顯示現有數位電視地面廣播傳輸器的示意圖3B顯示現有數字電^L地面廣播數據傳輸的幀結構(frame structure);
圖3C顯示本發明一實施例的數位電視地面廣播接收器的示意圖4A顯示本發明 一 實施例的 一權重係數設定方式的波形圖4B顯示本發明一實施例的權重係數設定方式的波形圖5顯示本發明 一實施例的檢測同頻道幹擾的方法的流程圖。
主要元件符號說明
32 數位電視廣播接收器
321 射頻解調器
322模擬/數字轉換器
3a正交頻分復用接收器
327匹配濾波器
328信道估計器
329軟式位反向映射器
330維特比解碼器
331羅德索羅門解碼器
323傅立葉變換電路
324保護區間移除單元
325頻域陷波濾波器
326同頻道幹擾檢測器
326a計算器
326b 同頻道幹擾比較單元
具體實施例方式
圖3C顯示本發明一實施例的數位電視地面廣播接收器(DVB-T receiver) 32 的示意圖。而圖3A顯示一現有數位電視地面廣播傳輸器(DVB-T transmitter) 11 的示意圖。 一數位電視地面廣播系統通常包含有數位電視地面廣播接收器32與 數位電視地面廣播傳輸器ll,且兩者均以正交頻分復用(OFDM)的方式運作。該 運作方式包含有內部約定編碼(inner conventional code)、外部羅德索羅門編 碼(outer Reed-Solomon， RS code)、以及不同的調製星座圖(different modulation constellation choices)。調製星座圖可為4重相位反轉調製 (Quadrature Phase Shift Keying, QPSK) 、 16進位正交幅度調製(16 Quadrature Amplitude Modulation, 16QAM)、或64進位正交幅度調製(64 Quadrature Amplitude Modulation, 64QAM)。
請參考圖3A，數位電視地面廣播傳輸器ll包含有一引導信號插入單元(pilot insert unit) 112、 一傅立葉反變換電路(Inverse Discrete Fourier Transform circuit, IDFT circuit)113、 一保護區間(Guard Interval, GI)插入單元114、 一數字/模擬轉換器(Digital to Analog Converter, DAC)115、 一射頻調製器 (Radio Frequency modulator, RF modulator) 116。 i亥引導4言號甘翁人單元112 接收編碼數據CDA,並根據一預設的方式在編碼數據CDA中插入連續引導信號 (ccmt inual pi lot)或^:引導#"號(scattered)來產生一傳輸符號(t ransmission symbol) C(n，k)。接著，引導信號插入單元112將傳輸符號C (n， k)輸出至傅立葉 反變換電路113,以進行傅立葉反變換處理。藉此，頻域數據信號將被轉換為時 域數據信號。接著，保護區間插入單元1.14插入保護區間至傅立葉反變換電路 113的輸出，而可增加信號對多重路徑衰減的抵抗能力。之後，數字/模擬轉換 器115將上述處理後之數據信號進行數字至模擬轉換，再通過射頻調製器116調 制轉換後的數據信號，以產生一發射信號s(t)。最後，由天線將發射信號s(t) 發射出去。 該發射信號S (t)為 一正交頻分復用信號，其包含有大量各自經過調製
(separately-modulated)的次載波。這些次載波可以* e 來表示。請
參考圖3B,舉例來說，該Kmin的數值設定為O，而該Kmax的數值在2k模式(mode) 等於1704、在8k模式等於6816。再者，專用的同步符號(dedicated synchronization symbol)p(n,k)也^皮嵌入至正交頻分復用數據流(發射信號s(t))中。該圖中的分 散引導信號成串的符號則形成一周期性的圖案(periodic pattern)。其中，分 散引導信號的符號排列是以每隔一個時間區間Dt-4 (例如圖中的S1與S2之間)來 排列，以及以每隔一個頻率區間Df-12(例如圖中的Sl與S3之間)來排列。連續引 導信號與分散引導信號均以一增壓的能量位階(boosted power level)來傳輸， 而其對應的調變量值E {p (n, k)} =±4 / 3 。 另外，發射信號s(t)以下式表示
其中，k表示次載波的編號(number); n表示正交頻分復用符號的編號；Ts 為符號的期間(duration); Tu為次載波間隔的反向間隔(inverse of subcarrier spacing); A為保護區間的期間；fc為射頻信號的中間頻率(central frequency); k，為次栽波索引，JUE相關於中心頻率(center frequency) (k，=k-(Kmax+Kmin)/2); Cn， k為傳輸符號。
接下來，請參考圖3C。該圖顯示本發明一實施例的一種數位電視廣播接收 器32。數位電視廣播接收器32包含有一射頻解調器(RF demodulator) 321、 一模 擬/數字轉換器(Analog to Digital Converter, ADC) 322、 一正交頻分復用接 收器3a、 一匹配濾波器(match fi 1 ter) 327、 一葉言道估計器(channel estimator) 328、 一軟式位反向映射器(soft dema卯er) 329、 一維特比解碼器(viterbi
decoder) 330、以及一羅德索羅門解碼器(RS decoder) 331。其中，正交頻分復 用4妻收器3a包含有一傅立葉變換電路(Discrete Fourier Transform circuit, DFT circuit) 323、 一保護區間移除單元(GI removing unit) 324、 一頻域陷波 濾波器(frequency-domain notch filter) 325、以及一同頻道幹拔^險測器(CCI detector) 326。而該同頻道幹擾檢測器(CCI detector) 326包含有一計算器 (calculator) 326a與一同頻道幹擾比豐支單元(CCI comparing unit) 326b。
射頻解調器(RF demodulator) 321通過天線接收由數位電視地面廣播傳輸 器ll發射出的發射信號s (t)，且在解調後輸出至模擬/數字轉換器322進行模擬 數字轉換，以產生一輸入信號In(t)。其中該輸入信號In(t)包含在時域中的多 個次載波。
接下來詳細說明正交頻分復用接收器3a的運作方式。
首先，傅立葉變換電路323接收輸入信號In(t),產生一包含有多個次載波 的頻域信號Y(f)。其中，頻域信號Y(f)中的每一次載波的頻域數據可用Y(n，k) 來表示(n與k為正整數)。而頻域數據Y (n, k)中的數據可包含預設的多個連續引 導信號，例如圖3B的Kmin-0的頻域Y(n，0);或頻域數據Y (n, k)中的數據可不包 含任何引導信號，例如圖3B中的k-5的頻域數據Y(n，5);或頻域翁:據Y (n， k)中的 數據可包含預設的多個分散引導信號，例如圖3B的k-12的頻域數據Y(n，12)。當 然，上述連續引導信號與^:引導信號的排列方式可依設計的需求而任意調整。 而該頻域數據Y (n, k)可用下列方程式表示
^"^("KXW+iX"^)，… d)
表示第n個正交頻分復用符號、及第k個次載波。
其中，H("，"為頻域的信道參數，C("，A)傳輸數據，以及/(",。為同頻道千擾。
保護區間移除單元324用以移除時域的輸入信號In (t)的保護區間。
而同頻道幹擾檢測器326則在頻域信號Y (f)的分散引導信號中檢測同頻道
幹擾的能量。在一實施例中，同頻道幹擾檢測器326接收頻域信號Y(f)，並對兩個分散引導信號進行後述的運算，以產生一估計誤差值""。其中，這兩個分散
引導信號如圖3B中的分散引導信號Sl與S2, S1與S2位於同一次載波(信道)、 且相距一預設時間間隔Dt。之後，同頻道幹擾檢測器326將估計誤差值""與一 預設臨界值(threshold) TH進行比較，以產生一比較結果。且其中，估計誤差值 "W的求得經由計算器326a將兩個頻域數據Y (n, k)與Y (n-Dt， k)相減後再取絕對 值平方而求得。而頻域數據Y(n，k)與Y(n-Dt,k)中分別包含兩個不同的分散引導 信號(例如S1與S2)。另外，對於兩個位於同一次載波的分散引導信號而言，其 所承載的數據會相同，因此傳輸符號C(n，k)將等於C(n-Dt，k),所以將"Y(n，k) 與Y(n-Dt，k)相減後再取絕對值平方"將約略等於"將I(n,k)與I(n-Dt,k)相減 後再取絕對值平方，，。所以估計誤差值《")的方程式，可以下式表示
formula see original document page 12
另外，為了求得更準確的估計誤差值《("，本發明一實施例的計算器326a 也可在同一個次載波上針對其它的分散引導信號，即將其它全部相距預設時間Dt 的分散引導信號兩兩進行估計誤差值的計算，最後在計算出的多個估計誤差值 ""中求出平均值，而提高同頻道幹擾^r測的準確性。接著，在本發明的一實施
例中，同頻道幹擾比較單元326b將求出的估計誤差值"^與一預設臨界值TH比 較，以產生一比較結果CR;當然，在另一實施例中，同頻道幹擾比較單元326b
也可利用求出的平均估計誤差值"^與一預設臨界值TH比較，來產生比較結果CR。 頻域陷波濾波器325為針對每一次載波所設置的單一抽頭濾波器(one tap
filter)。才艮據上述比較結果CR，該頻域陷波濾波器325在估計誤差值《W大於該 預設臨界值TH時(表示該次載波及/或其鄰近的次載波被同頻道幹擾影響而失 真)，其將減少分散引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載波的權重；且在 該估計誤差值《W小於前述臨界值TH時，將該分散引導信號所在的次載波及/或 其鄰近的次載波的權重設為l (或增加該次載波及/或其鄰近的次載波的權重)。 藉此，頻域陷波濾波器325便能夠消除同頻道幹擾對於數位電視廣播接收器32的影響。
舉例而言，頻域陷波濾波器3M的權重係數為M(k)。則頻域陷波濾波器325 可依據下列方程式來運作
formula see original document page 13(3)
根據方程式(3)，假設估計誤差值"。大於預設臨界值TH，則表示第k個次載 波失真，所以頻域陷波濾波器325必須將其權重係數M(k)設為大於等於0 小於l 之間的凝:值，而可減少第k個次載波的權重；另一方面，若估計誤差值《("小於 臨界值TH時，則表示第k個次載波沒有失真，所以頻域陷波濾波器325便將其權 重係數M(k)設為1,如此第k個次載波將不^f皮頻域陷波濾波器325所影響。
另外，若要處理頻域陷波濾波器325的第k個次載波鄰近的第k，個次載波時， 該第k，個次載波的權重係數M(k，)可以下式表示
formula see original document page 13 (4)
根據方程式(4)，假設第k個次載波的估計誤差值《W大於該預設臨界值TH， 則頻域陷波濾波器325便將其權重係數M(k，)設為大於等於0 小於l之間的數值， 而可減少第k，個次載波的權重；而若第k個次載波的估計誤差值《(。小於臨界值 TH時，則頻域陷波濾波器325便將其權重係數M(k，)設為l，如此第k，個次載波將 不被頻域陷波濾波器325所影響。
須注意，當上述權重係數M (k)與M (k，)被設定為大於等於0 小於l之間的數 值時，該項設定可採用如圖4A所示的波形A來表示；相對地，當權重係數M(k)與 M (k，)被設定為1時，該項設定可採用如圖4B的波形B來表示。
之後，頻域陷波濾波器325輸出一陷波頻域信號Y，(f),且該陷波頻域信 號Y， (f)中的每個次載波的陷波頻域數據Y， (n， k)或Y， (n， k，),可採用下列方程式
來表示
formula see original document page 13(5)
r(w)-M(A:'):ro,A:') ... (6)
如此，當頻域數據Y(n,k)或Y(n，k，)位處的次載波發生失真時，頻域陷波濾 波器325即可利用調整權重係數M(k)或M(k，)的方式，將失真的頻域數據Y (n, k) 或Y(n，k，)的權重減小。因此，後續的電路便不會接收到被同頻道幹擾所影響的 頻域數據Y (n， k)或Y (n， k，)，而只接"t^經艦理的陷波頻域資料Y， (n， k)或Y' (n， k，)。
綜上所述，本發明之正交頻分復用接收器3a可利用同頻道幹擾檢測器326有 效;f全測出同頻道幹擾是否存在於任何一個次載波中，且可達成將因同頻道幹擾 而造成失真的次載波(信道)、及/或該失真次載波(信道)鄰近可能失真的次載波 (信道)的權重減小的功效，而解決現有技術之問題。
接下來，將討論正交頻分復用接收器3a後續電路的運作方式，且為筒化說
明將僅以陷波頻域數據r("， W來討論。
請參考圖3C，首先信道估計器328接收陷波頻域數據n"，的，且根據陷波頻
域數據7 )中的多個分散引導信號來估計出 一信道參數^、"，W 。該信道參數 ^'(",fc)以下式表示
formula see original document page 147)
之後，信道估計器328利用其內建的內插處理器(interpolator)將頻率領域 中所有的信道參數^'("，。作內插(interpolate)，且輸出處理後的信道參數 ^'("，W至匹配濾波器327。
為了增進數位電視地面廣播接收器32的接收效果，必須由解調數據中取得 可信度高的軟式判決度量(soft-decision metric)結果，並將該結果饋入維特 比解碼器330。因此，根據本發明一實施例的設計，便將處理後的信道參數W("，" 輸出至匹配濾波器327。該匹配濾波器327接收陷波頻域數據n"，"，且根據處理 後的信道參數H'(",W來產生一匹配輸出信號(matched output signal) H"("， W"(","。匹配輸出信號W ("， 。n"， W可以下式表示軟式位反向映射器329接收匹配輸出信號W ("，W"("，W，且對匹配輸出信號 W"("，W執行符號反向映射來產生 一輸出信號0 。由於匹配輸出信號 /T("^)r("，"已具有信道的可信度(channel reliability),所以可由軟式位 反向映射器329中得到第k個次載波的位判決度量值(bit decision metric
value) m*。之後，維特比解碼器330解碼該輸出信號0，產生一輸出數據OD。最 後羅德索羅門解碼器3 31再對輸出數據OD進行解碼，即可得到 一 不被同頻道幹擾 影響的解碼資料DDA，。
圖5顯示本發明一實施例的一種檢測同頻道幹擾的方法的流程圖。該方法包 含下列步驟
步驟S502:開始。
步驟S504:接收一頻域信號，且該頻域信號包含有多個在頻率領域的次載波。
步驟S506:由'位於同一次載波且相距一預設時間的一第一分散引導信號與 一第二分散引導信號計算出一估計誤差值。
步驟S5Q8:判斷估計誤差值是否大於一預設臨界值，若是，跳至下一步驟 S510;若否跳至步驟S512。
步驟S510:降低被選擇的第一與第二分散引導信號所在的次載波的權重系 數大小、及/或該次載波鄰近的次載波的權重係數大小。
步驟S512:將被選擇的第一與第二^:引導信號所在的次載波的權重係數 大小、及/或該次載波鄰近的次載波的權重係數大小設為l。
步驟S514:結束。
須注意，步驟S510中被選擇的第一與第二分'散引導信號所在的次載波的權 重係數大小、及/或該次載波鄰近的次載波的權重係數大小可設定為大於等於0~ 小於1之間。另外，估計誤差值可為一平均估計誤差值。該平均估計誤差值由同 一個次載波上針對其它的分散引導信號，即將其它任意數量、且相距該預設時 間的分散引導信號兩兩進行估計誤差值的計算，最後利用計算出的多個估計誤 差值所求出平均值。
另外，上述實施例採用位於同一次載波的第一與第二分散引導信號來作處 理，但本發明並不局限於此；在另一實施例中，經過些許改良，本發明的技術 也可採用位於不同次載波的第一與第二分散引導信號來進行處理。
以上雖以實施例說明本發明，但並不因此限定本發明的範圍，只要不脫離 本發明的宗旨，該行業者可進行各種變形或變更。
權利要求
1. 一種正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述正交頻分復用接收器包含有一同頻道幹擾檢測器，接收一包含有多個次載波的頻域信號，以產生一估計誤差值，並比較所述估計誤差值與一預設臨界值以產生一比較結果，其中每一次載波包含有多個分散引導信號，且所述估計誤差值利用相距一預設時間的第一分散引導信號與第二分散引導信號進行計算處理而求得；以及一頻域陷波濾波器，接收所述頻域信號，且根據所述比較結果產生一陷波頻域信號，所述陷波頻域信號包含有多個次載波，且每一次載波包含有陷波頻域數據；其中，當所述估計誤差值大於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器減少所述分散引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載波的權重係數大小；且當所述估計誤差值小於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器將所述分散引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載波的權重設為1。
2. 根據權利要求l所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，在所述估計誤 差值大於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器將所述分歉引導信號所在的次 栽波的權重係數減小或將所述權重係數設為大於等於0並且小於l之間。
3. 根據權利要求l所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述同頻道幹 擾檢測器包含一計算器，用以計算所述估計誤差值;'以及一同頻道幹擾比較單元，用以比較所述估計誤差值與所述預設臨界值，以產 生所述比較結果。
4. 根據權利要求l所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述正交頻分 復用接收器還包含一傅立葉變換電路，接收一包含有在時間領域的多個次載波的輸入信號，且 產生所述頻域信號；一信道估計器，接收所述陷波頻城數據，且根據包舍在陷波頻域數據中的分散引導信號來產生一處理後的信道參數； 一匹配濾波器，接收所述陷波頻域lt據，且根椐所述處理後的信道參數來產生一匹配輸出信號；一軟式位反向映射器，接收所述匹配輸出信號，且對所述匹配輸出信號執行 符號反向映射，以產生一輸出信號；一維特比解碼器，用以解碼所述軟式位反向映射器的輸出信號；以及 一羅德索羅門解碼器，用以解碼所述軟式位反向映射器的輸出信號。
5. 根據權利要求l所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述第一與第 二分散引導信號位於不同符號，及/或位於同一次載波，且所述正交頻分復用接收 器應用於數位電視地面廣播系統。
6. —種正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述接收器包含有 一同頻道幹擾檢測器，接收一包含有多個次載波的頻域信號，並由相距一預設時間的第一M引導信號與第二*引導信號來計算出 一估計誤差值；以及一頻域陷波濾波器，根據所述估計誤差值來調整被選擇的第 一與第二M引 導信號所在的次載波的權重係數大小、及/或調整所述次載波鄰近的次載波的權重 係數大小。
7. 根據權利要求6所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，當所述估計誤 差值大於一預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器減少所述^t引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載波的權重係數大小或將所述權重係數設為大於等於o並且小於l之間；且當所述估計誤差值小於所述預設臨界值時，所述頻域陷波濾波器將 所述g引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載波的權重係數設為1 。
8. 根據權利要求6所述的正交頻分復用接收器，其特徵在於，所述第一與第 二分散引導信號位於不同符號，及/或位於同一次載波。
9. 一種檢測同頻道幹擾的方法，其特徵在於，所述方法包含有 接收一包含有多個次載波的頻域信號；由相距一預設時間的一第一M引導信號與一第二M引導信號計算出 一估計誤差值；以及根據所述估計誤差值調整被選擇的第 一與第二分散引導信號所在的次載波的 權重係數大小、及/或調整所述次載波鄰近的次載波的權重係數大小。
10. 根據權利要求9所述的檢測同頻道幹擾的方法，其特徵在於，所述第一與 第二分散引導信號位於不同符號，及/或位於同一次載波。
11. 根據權利要求9所述的檢測同頻道幹擾的方法，其特徵在於，當所述估計 誤差值大於一預設臨界值時，所述M引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載 波的權重係數大小將被減少或被設為大於等於0並且小於1之間；且當所述估計誤 差值小於所述預i殳臨界值時，所述M引導信號所在的次載波及/或其鄰近的次載 波的權重係數將被設為1。
全文摘要
本發明提供一種正交頻分復用接收器及其方法，該接收器包含一同頻道幹擾檢測器與一頻域陷波濾波器。該同頻道幹擾檢測器用以檢測次載波中是否存在同頻道幹擾，且降低發生失真的次載波的權重、以消除同頻道幹擾的影響。頻域陷波濾波器接收一頻域信號，且產生一陷波頻域信號。本發明的正交頻分復用接收器的同頻道幹擾檢測器可有效地檢測出同頻道幹擾是否存在於任一個次載波中，且可達成將因同頻道幹擾而造成失真的次載波、及/或該失真次載波鄰近可能失真的次載波的權重減小的功效，而解決現有技術的問題。
文檔編號H04L27/26GK101207599SQ20061016921
公開日2008年6月25日 申請日期2006年12月20日 優先權日2006年12月20日
發明者侯文生 申請人:矽統科技股份有限公司