高頻電路的製作方法

2023-07-13 10:01:51 2

專利名稱：高頻電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用於毫米波範圍的高頻電路，尤其涉及引線接合(wire-bonded)了高頻功能元件部分的周圍使用的高頻電路。
背景技術：
近年來通信速度在進一步提高，因而無線電通信使用的載頻正在達到毫米波域的頻段，超出了微波域。因頻率變高，連線部分的電感不可忽視，因而用於高頻的半導體元件的輸入/輸出部分增大了反射，該輸入/輸出部分接系統內的引線。所以，存在一個不能完全得到用於高頻的半導體元件的典型特性的問題。
在題為「微波和毫米波電路的互連和封裝技術(Interconnect andPackaging Technologies for Microwave and Millimeter-wave Circuits)」(General Conference of the Institute of Electronics，Information andCommunication Engineers，TC-1-1，1999)(下稱文件1)中，提出了一種減少連線部分電感的方法。文件1揭示的減少連線部分電感的方法是縮短引線長度、使用扁線、利用通孔的倒裝片接合(flip-chip bonding)等。
如常規的低頻段那樣，已對毫米波範圍開發了一種表面安裝封裝器件(下稱高頻封裝件)，能使高頻功能元件用表面安裝法安裝。該高頻封裝件用引線在高頻功能元件與介質基片上的信號條之間作連接。


圖16A是一截面圖，示出普通高頻封裝件表面安裝在外電路基片上的配置情況。如圖16A所示，高頻功能元件2容納在介質基片1與罩蓋33形成的腔內。圖16B示出介質基片1頂面的布線圖案，圖16C示出介質基片1底面的布線圖案。
如圖16B所示，介質基片1頂面形成接地導電區12、信號條34和接地導電層35。如圖16C所示，介質基片1底面形成接地導電區13、接地條37和信號條36。在介質基片1上，加地共麵條線配置包括信號條36、接地導電層35和接地條37。其上表面安裝了高頻封裝件的外電路基片38，具有形成在其頂面的信號條39和形成在其內側與底面中至少一個的接地條40。在外電路基片中，高頻傳輸線配置諸如微帶線或加地共麵條線，包括信號條38與接地條40。
信號條34一端用引線5接高頻功能元件2，另一端接連接通路7的一端，形成的連接通路7通過介質基片1。信號條36的一端接連接通路7的另一端，信號條36的另一端通過焊料36接外電路基片38上的信號條39。經引線5、信號條34、連接通路7、信號條36、焊料41和信號條39，對從高頻功能元件2輸入/輸出高頻信號。
如上所述，在普通高頻封裝件中，高頻信號經引線發送，故必須減少引線連接部的反射。
如文件1所揭示的，可以縮短引線長度，由此減少引線連接部的電感，從而使能減少反射。但考慮到接合設備的精度，縮短引線長度存在局限性。
再者，調整待裝高頻功能元件表面和介質基片即主要安裝基片表面之間的高度，能使引線長度縮短，但必須在主安裝基片上的裝片區作切割，增大了加工成本。
而且，雖然可用扁線減小連接部電感並防止反射，但顧及實踐中安全的溫度變化，不太合適。
此外，雖然可用使用通孔的倒裝片接合等減小連接部電感並防止反射，但考慮到實踐中安全的溫度變化，也不合適。

發明內容
因此，本發明的第一目的是提供一種能防止引線連接部出現反射的高頻電路。另外，本發明的第二目的是以低成本提出一種能以高精度與高可靠性防止引線連接部出現反射的高頻電路。
為解決前述問題，本發明具有下列特徵。本發明針對一種在介質基片上裝有高頻功能元件的高頻電路，它包括形成在高頻功能元件裡的第一傳輸線；形成在高頻功能元件上、特徵阻抗低於或等於50Ω的第二傳輸線；第一與第二傳輸線間的連線；連接第二傳輸線、特徵阻抗高於50Ω的第三傳輸線；形成得通過介質基片、具有接第三傳輸線的頂側導電接合區的通路孔；和連接通路孔部分底側導電接合區的第四傳輸線。
按照上述發明，整個電路的等效電路是一種典型的LCLC結構的低通濾波器，其中相互連接了引線寄生電感產生的第一串聯電感；出現在第二傳輸線部分的接地電容產生的第一分流電容；第三傳輸線的高阻抗特性產生的第二串聯電感；和出現在通路孔部分與其鄰近接地導電區之間的接地電容的第二分流電容。與原有技術不同，本發明把整個電路配置成濾波電路的高頻電路結構，實現了在寬頻段範圍內低反射的高頻特性。
再者，形成引線、第二傳輸線、第三傳輸線、通路孔部分和第四傳輸線不必應用特定的布線工藝，因而能以低成本提供在寬頻段內低反射的高精度和高可靠性的高頻電路。
而且，接地導電區嚴格置於鄰近通路孔部分而不將通路孔部分接地，因而在相對於第三傳輸線的信號條和介質基片底面上的區域不設置接地導電區，使第三傳輸線的特徵阻抗能設置成高。因此，便於對LCLC結構的典型低通濾波器實現一基本條件，即在第一串聯電感高時，必須把第二串聯電感設置成高。
還有，通路孔部分的連接通路的電感被加到第三傳輸線的電感，在物理上縮短了第三傳輸線的長度。相應地，還能實現電路面積縮小的有利效果。
在普通高頻電路中，把引線寄生電感區配至50Ω的匹配電路配置成進一步接通路孔部分，因而在毫米波段的設計頻段的一部分，其中難以把匹配電路產生的信號反射和通路孔部分產生的信號反射都設置成在寬頻段內具有低強度，存在著出現反射的高概率。但在本發明的高頻電路中，包括通路孔部分的整個電路被形成為補償引線寄生電感的匹配電路，因此信號在寬頻段內以低反射發送。
較佳地，第四傳輸線在其至少一部分區域的特徵阻抗高於或等於50Ω。
在這種結構中，整個電路的等效電路是一典型的LCLC結構的低通濾波器，其中相互連接了引線寄生電感產生的第一串聯電感；出現在第二傳輸線部分的接地電容產生的第一分流電容；第三傳輸線高阻抗特性產生的第二串聯電感；出現在通路孔部分與其鄰接的接地導電區之間的接地電容產生地第二分流電容；和第四傳輸線高阻抗特性產生的第三串聯電感。與原有技術不同，本發明把整個電路配置成濾波電路的該高頻電路結構，在寬頻內實現了低反射的高頻特性。
而且，接地導電區被嚴格置成鄰近通路孔部分，不將該通路孔部分接地，因而在相對於第四傳輸線的信號條和介質基片頂面上的區域不設置接地導電區，由此便於把第四傳輸線的特徵阻抗設置成高。因此，容易對典型的LCLCL結構的低通濾波器實現一基本條件，即第一串聯電感為高時必須把第三串聯電感設置成高。
較佳地，第一傳輸線在引線與第一傳輸線之間的連接部分具有低於或等於50Ω的特徵阻抗。
在這種結構中，整個電路的等效電路是一典型的CLCLC結構低通濾波器，其中相互連接了第一傳輸線與引線之間連接部分的接地電容產生的第一分流電容；引線寄生電感產生的第一串聯電感；出現在第二傳輸線部分的接地電容產生的第二分流電容；第三傳輸線的高阻抗特性產生的第二串聯電感；和出現在通路孔部分及其鄰近接地導電區之間的接地電容產生的第三分流電容。與原有技術不同，本發明把整個電路配成濾波電路的高頻電路結構，在寬頻段內實現了低反射的高頻特性。
較佳地，第一傳輸線在引線與第一傳輸線之間的連接部分有一共面型GSG片(pad)。
因此，可用空氣共面形高頻探針檢測晶片態的高頻特性。
較佳地，該片所含的接地導電片鄰近第一傳輸線裡的信號條。
因此，可在連線部分減小第一傳輸線的特徵阻抗，從而使接地電容能在縮小區域中產生。
較佳地，朝向第一傳輸線中信號條一端部，信號條與接地導電片之間的間隙更窄。
在這種結構中，在鄰近連線部分的區域產生第一傳輸線所需的接地電容值，並能減小引線與接第一傳輸線的高頻功能元件中傳輸線之間的阻抗差，因而就整個電路而言，能使不需要的信號反射得以抑制，而減小反射的高頻特性得以實現。
較佳地，第二傳輸線是加地的共麵條狀線。
與把第二傳輸線構成微帶線的情況相比，該結構更能抑制工藝變化產生的高頻電路特性變化。更具體地說，為了穩定地得到高頻電路特性，必須在形成於高頻功能元件底面的接地導電區中加強高頻接地。但在第二傳輸線被構成微帶線時，由於通過介質基片形成的接地通路的形成位置變動，高頻接地不穩定，這是不可取的。相反地，本發明的優選結構能使高頻接地保持穩定。
較佳地，第三傳輸線包括接頂側導電接合區的信號條和接地導電區，後者形成的區域不是介質基片底面相對信號條的區域。
在這種結構中，通路孔部分不能接地的條件倒被用來設置第三傳輸線的特徵阻抗，得到一般電路不能得到的高值，從而在濾波電路結構中設置了高電感。在該結構中，對於第一串聯電感為高時必須把第三串聯電感設置成高的情況，典型的LCLCL結構低通濾波器能容易地實現一重要條件。這意味著，作為電路特性，頻段能更寬，反射可減小。
另在前述結構中，消除了通路孔部分附近的接地導電區，因而減小了頂側導電接合區與接地導電區之間產生的接地電容。插在第三傳輸線產生的電感與連接通路之間的接地電容器，能使第三傳輸線的特徵阻抗減小。但在前述結構中，出現在頂側導電接合區與接地導電區之間的接地電容的減小，能使第三傳輸線的特徵阻抗保持高，從而進一步改善了寬頻段的低反射特性。
較佳地，包括介質基片的介質的介電常數小於或等於5。
因此，若把信號條的條寬置為100μm，這是陶瓷或樹脂基片標準布線規則採納的最小值，就可將第三傳輸線的特徵阻抗設置為例如115Ω或更高。
而且，在通路孔部分把介質基片的介電常數設置成5或以下，就能減小出現在通路孔部分附近的接地導電區與頂側導電接合區之間產生的接地電容。因此，第三傳輸線的特徵阻抗增大，可在寬頻段內實現低反射的特性。
再者，在減小基片的介電常數時，減小了單位長度傳輸產生的通過信號的相位量增加，因而即使應用布線精度低、誤差大的低成本工藝，也能以較佳成品率製造本發明的高頻電路。
還有，連線部分的反射特性基本上取決於接該引線的介質基片的介電常數和引線的形狀，因為接地電容出現在該部分與介質基片底面之間接該引線的一部分。通過控制信號條在第二傳輸線接引線部分的條寬，可在低通濾波電路中得到優化的接地電容值，從而能在寬頻段內實現低反射特性。但在使用高介電常數的基片時，即使在接引線的部分產生的接地電容值變成大於該優化接地電容值，也得不到優化的低通濾波特性。另一方面，使用低介電常數基片時，在增大線長時適用大的優化電容值，而且小的優化電容值也適用，因此較佳地把基片的介電常數設置成低。
較佳地，第三傳輸線信號條的條寬小於第二傳輸線信號條的條寬。
因此，可將第三傳輸線的特徵阻抗設置成高。
較佳地，第二傳輸線的特徵阻抗低於或等於45Ω。
較佳地，第三傳輸線的特徵阻抗高於或等於110Ω。
通過以下結合附圖的詳述，本發明的這些和其它目的、特徵、方面和優點就更清楚了。
附圖簡介圖1A是本發明第一實施例一例的高頻電路的示意截面圖。
圖1B示出圖1A所示介質基片1頂面的布線圖案。
圖1C示出圖1A所示介質基片1底面的布線圖案。
圖1D是本發明第一實施例高頻電路元件的框圖。
圖2是用於比較模擬的加地共麵條線的分析模型。
圖3A是史密斯圖，示出微帶線在信號條16的條寬為1000微米時在連線部分從3GHz到75GHz的反射阻抗(S11)。
圖3B是史密斯圖，示出加地共麵條線在信號條16的條寬為600微米時在連線部分從3GHz到75GHz的反射阻抗(S11)。
圖4說明補償電路在引線部分出現寄生電感時的配置原理，補償電路用於本發明的高頻電路。
圖5A是另一例第三傳輸線6結構的俯視圖。
圖5B是另一例第三傳輸線6結構的截面圖。
圖6A是微帶線和具有如圖5A與5B所示傳輸線結構的第三傳輸線6的特徵阻抗根據信號條的條寬繪製時得出的曲線圖。
圖6B是具有如圖5A與5B所示傳輸線結構的的第三傳輸線6的特徵阻抗根據介質基片的介電常數繪製時得出的曲線圖。
圖7A示出連線部分的等效電路，該等效電路根據3GHz～81GHz的電磁場分析結果通過分析而得出。
圖7B示出圖7A所示等效電路簡化後得到的等效電路。
圖7C示出對從連線部分實際結構第二傳輸線4一側端子看出的反射阻抗(S11)和簡化等效電路的反射阻抗(S11)所作的電磁場分析結果。
圖7D示出引線5與信號條3a間的連接部分。
圖7E示出引線5與信號條1616間的連接部分。
圖8A示出包括第三傳輸線6、通路孔部分10和第四傳輸線11的電路塊的等效電路，通過根據3GHz～81GHz電磁場的分析結果經分析得出。
圖8B示出圖8A的等效電路簡化的等效電路。
圖8C示出對從通路孔部分10實際結構TRL3一側端子看出的反射阻抗(S22)和簡化等效電路反射阻抗(S22)的電磁場分析結果。
圖9A示出本發明第一實施例整個高頻電路結構的等效電路。
圖9B示出準備構成的CLCL結構低通濾波器。
圖10示出本發明第二實施例的高頻電路等效電路。
圖11示出本發明第三實施例的高頻電路等效電路。
圖12A示出檢測高頻特性的GSG片結構。
圖12B示出GSG片的結構，其中信號條24與接地導電區25a之間的間隙朝信號條24端部變窄。
圖13是示出例如用於測量評估的高頻電路示意框圖。
圖14示出一比較實例與本發明實例1之間的反射特性比較結果。
圖15示出該比較實例與本發明實例3之間的反射特性比較結果。
圖16A是常規高頻封裝件表面安裝在外電路基片上的結構草圖的截面圖。
圖16B示出圖16A所示介質基片1頂面的布線圖案。
圖16C示出圖16A所示介質基片1底面的布線圖案。
實施本發明的較佳方式下面參照附圖描述本發明諸實施例。
第一實施例圖1A是本發明第一實施例一例高頻電路的示意截面圖，圖1B示出圖1A所示介質基片1頂面的布線圖案，圖1C示出圖1A所示介質基片1底面的布線圖案，圖1D是本發明第一實施例的高頻電路元件的框圖。圖1A還是沿圖1B和C的直線AB的截面圖。
在圖1A～C中，第一實施例的高頻電路包括介質基片1和高頻功能元件2。在介質基片1頂面，形成接地導電區12、17與22、信號條16與19和頂側導電接合區8。在介質基片1底面，形成接地導電區13、15、20與23、信號條21和底側導電接合區9。從介質基片1頂面通過其底面，形成連接通路7和多條連接通路14，後者連接在接地導電區13與12之間。高頻功能元件2裝在接地導電區12上，信號條3a形成在高頻功能元件2內(一般在其上表面上)。連接通路7的底端經底側導電接合區9接信號條21，其頂端經頂側導電接合區8接信號條19的一端。信號條19的另一端接信號條16的一端，信號條16的另一端經引線5接信號條3a。
介質基片1由通常在高頻段損失低的介質基片材料構成。對於介質基片1，例如可以使用諸如通過高溫燒結製造的氧化鋁或氮氧化鋁(alumina nitride)等陶瓷材料，通過低溫燒結製造的玻璃陶瓷材料、特氟隆(R)、諸如液晶聚合物等低介電常數樹脂基片材料。
高頻功能元件2是一元源電路，諸如MMIC(單塊微波集成電路)，其基片電矽、砷化鎵等構成，即一種濾波電路等。
第一傳輸線3形成在高頻功能元件2內的傳輸線，它是共麵條線、加地共麵條線與微帶線的任一種。在圖1A～C中，第一傳輸線3是加地共麵條線或微帶線，即信號條3a和接地導電區12包括加地共麵條線或微帶線。接地導電區12連接通路14接接地導電區13，以增強高頻接地。
第二傳輸線4經引線5接第一傳輸線3的傳輸線，它是共麵條線、加地共麵條線與微帶線中的任意一種。必需使信號條與形成在其每一側的接地導電區之間的間隙變窄，以減小共麵條線產生的傳輸線特徵阻抗。但按照陶瓷、樹脂基片等的標準布線規則，被變窄的間隙有所限制，因而減小共麵條線產生的傳輸線特徵阻抗有一極限。所以，第二傳輸線4更優選加地共麵條線或微帶線。
第二傳輸線4的特徵阻抗Z2低於或等於50Ω，此時第二傳輸線4在電路中起接地電容器的作用，因而能補償引線5產生的寄生電感，尤其能在低於45GHz的頻段內改善反射特性。
第二傳輸線4優選加地共麵條線而不用微帶線。在把第二傳輸線4構成微帶線時，垂直形成在高頻功能元件2下面的接地導電區12的高頻接地，只從垂直形成在接地導電區12下面的接地導電區13供電，因而產生多條連接在接地導電區12與13之間的連接通路14的變化，造成連線部分反射阻抗特性的變化。但在將第二傳輸線構成加地共麵條線的情況下，通過設置在信號條16兩側的接地導電區17，增強了對接地導電區12的高頻接地，從而減小了反射阻抗特性變化，因此最好把第二傳輸線4構成加地共麵條線。在圖1A～C中，第二傳輸線4是由信號條16、接地導電區17與15組成的加地共麵條線。
發明人作過一次電磁場模擬，其中把第二傳輸線4為微帶線和為加地共麵條線時的反射阻抗(S11)作了比較。圖2示出對用於比較模擬的加地共麵條線的分析模型。微帶線具有同樣的分析模型，只是微帶線沒有圖2所示的接地導電區17，並省略了圖示。在由厚度為125微米介電常數為3的液晶聚合物材料製作的介質基片1上(主安裝基片)，發明人在加地共麵條線裡把信號條16用作埠1，另把形成在100微米厚的砷化鎵基片上的特徵阻抗為50Ω的微帶線用作埠2。而且，埠1經25微米直徑的引線5接埠2。
圖3A的史密斯圖示出微帶線連線部分在3GHz～75GHz產生的反射阻抗(S11)，根據設置條件，信號條16的條寬設定為1000微米。圖3B的史密斯圖示出加地共麵條線連線部分在3GHz～75GHz產生的反射阻抗(S11)，根據設置條件，信號條16的條寬設定為600微米。
在各圖3A與3B中，示出了三種數據，其中在中心用中粗實線指示的數據是在連接通路14與高頻功能元件2的端部18隔開300微米距離時得到的數據。在多條直徑各為280微米的連接通路14當中，該連接通路14最接近連線部分，而各連接通路14以400微米間隔設置並垂直形成在高頻功能元件2的下面。圖左側用虛線指示的數據，是在連接通路14與高頻功能元件2的端部18隔開350微米距離時得到的數據。圖右側用細實線指示的數據，是在連接通路14與高頻功能元件2的端部18隔開250微米距離時得到的數據。就是說，圖3A和313示出了連線部分反射阻抗特性的變化，這些變化是由生產連接通路7和14時的變化造成的。由圖3A與3B的比較可見，由於限制了反射相位特性的變化，加地共麵條線的第二傳輸線4比微帶線的第二傳輸線4更有效。
下面參照史密斯圖描述補償電路的配置的原理，該電路在引線部分出現寄生電感時用於本發明的高頻電路。在史密斯圖中，圖中心指示50Ω阻抗，為最小反射態，說明離圖中心的距離越大，反射強度就越高。在有反射的電路中，為把反射阻抗特性移至圖中央，必須設計匹配電路。在圖4中，在引線部分，通常預定頻率下的反射阻抗特性出現在A點。此時對該引線部分連接特徵阻抗低於50Ω的傳輸線時，A點就移至B1點。另一方面，在對引線部分連接特徵阻抗高於50Ω的傳輸線時，A點則移至B2點。由該例可見，傳輸線的特徵阻抗控制著在史密斯圖中旋轉反射阻抗的旋轉中心的位置。在連接阻抗低於50Ω的傳輸線時，旋轉中心的位置偏向圖中的左側；在連接阻抗高於50Ω的傳輸線時，旋轉中心的位置偏向圖中的右側。轉向總為順時針方向。另外，轉角是傳輸線電氣長度的二倍，且正比於頻率。
本發明的高頻電路採納如下方法為把引線部分的反射阻抗點A移至50Ω，先將第二傳輸線的特徵阻抗設置成低於或等於50Ω，由此把反射阻抗點移至B點，再把第三傳輸線的值置成大於50Ω，從而將反射阻抗點移至圖中心。
在設計頻段的上限頻率，第2傳輸線4的電氣長度小於或等於90°，較佳小於或等於45°，更佳小於或等於30°。當在史密斯圖中繪出引線5的寄生電感產生的反射阻抗特性(A點)時，該反射阻抗特徵點位於史密斯圖的第一象限。更具體地說，反射阻抗特徵點在低頻段趨於90°方向，在高頻段趨於減小相位角的方向。在本發明的高頻電路中，其中反射阻抗特徵點被第二傳輸線移至B點，後被阻抗高於50Ω的第三傳輸線移至圖中心，B點必須位於圖中第四象限。因此，作為原則，A點與B點間移動轉角的最大值為180°，第二傳輸線電氣長度的最大值定為90°。
而且如上所述，在設計頻段的上限頻率，引線反射阻抗的相位條件是小於90°，因而反射阻抗特徵點位於正45°或更小。另考慮到反射阻抗特徵點可被高阻抗的第三傳輸線移至圖中心的範圍，在設計頻段的上限頻率下，B點顯然較佳地位於約負45°。根據這些條件，第二傳輸線把反射阻抗從A點到B點移動小於或等於90°的角度，其電氣長度較佳地設定為45°或更小。
具體地說，例如在使用加地共麵條線時，其中設計頻段包含約60GHz的高頻段，引線5直徑為25微米、長350微米，介質基片的介電常數為3，介質基片1厚125微米，而第二傳輸線4的信號條16與其兩側的各接地導電區17隔開100微米距離，發明人證實引線5反射阻抗的相位在60GHz下旋轉了多達0°。發明人證實，與以上情況相比，較大的相位旋轉出現在較高頻段，而反射阻抗的相位小於0°。即便為了實現寬頻段特性而把電氣長度設計成在設計頻段內的上限頻率略微增大，第二傳輸線4得到的轉角在設計頻段內的上限頻率也更佳地設定為小於或等於60°，以在本發明的高頻電路中獲得有利的特性。因此在設計頻段的上限頻率下，把第二傳輸線的電氣長度設定為小於或等於30°尤佳。
再者，必須把第二傳輸線4的特徵阻抗定為低於或等於50Ω，更佳低於50Ω，因為在連接阻抗高於50Ω的傳輸線時，會增大引線的反射強度。更佳地，應選擇比50Ω低得多的值，但低阻抗線要佔用寬廣的電路面積。另在大大增大信號條16的條寬時，信號條16與在插在其間的介質基片1背面同其相對形成的接地導電區15之間出現高次模。對於控制這些狀態的限制條件，一般將第二傳輸線4的特徵阻抗設定為大於或等於20Ω的值。
通過引線5的連接，可以應用使用金導體等的楔焊或球焊等一般連線技術，不用說，可以應用把引線構成扁狀導線的連接技術，以便減小電感。而且不用說，介質基片1表面在設置了高頻功能元件2的區域作切割，並把高頻功能元件2埋入該切口，由此減小介質基片1表面與高頻功能元件2表面之間的高度差，縮短連接在第一和第二傳輸線3與4之間的引線5長度，可減小引線5的電感。
另在上述結構中，在通過引線5的連線數為一根時，描述了高頻電路。然而，通過引線5的連線數可能有多根。當連線數設定為多根時，得出一個平行對準引線部分多個寄生電感電路的等效電路，與連線數為一根的情況相比，明顯減小了寄生電感。此時，還可用前述電路結構和設置條件獲得有利效果。
下面描述作為本發明一特徵的第三傳輸線6。第三傳輸線6接在第二傳輸線4與通路孔部分10之間。在圖1A-C中，第三傳輸線6包括信號條19和接地導電區17與20，前者形成在介質基片1頂面，一端接信號條16一端。另一端接頂側導電接合區8。形成在介質基片1頂面的接地導電區17和形成在其底面的接地導電區20，設置得不鄰近頂側導電接合區8和底側導電接合區9，故不把它們分別接地。
這樣，接地導電區17和20遠離信號條19附近，從而在包括信號條19與接地導電區17和20的第三傳輸線6中，得到值大於或等於100Ω的特徵阻抗。
本發明高頻電路裡的第三傳輸線，其作用的把位於史密斯圖第四象限內的反射阻抗特性移至圖中心。為此，較佳地把第三傳輸線的特徵阻抗設置成高。連接的傳輸線的特徵阻抗越高，則在反射阻抗沿順時針方向轉動和移動時，可將旋轉中心點從史密斯圖中心設定得更向右。這意味著，當在本發明高頻電路裡把第三傳輸線的特徵阻抗定得較高時，能匹配高強度反射特性的電路，得到很少反射。而且，在本發明高頻電路裡的第三傳輸線的特徵阻抗設定得越高，更便於設計該匹配電路，使能實現不反射匹配條件的頻段加寬成寬頻段。
圖5A與5B示出另一例結構的第三傳輸線6，圖5A示出介質基片1頂面，圖5B是介質基片1沿直線C的截面圖。如圖5A與5B所示，雖然介質基片1頂面信號條19的任一側都不設接地導電區，但是只在介質基片1底面設置接地導電區20。這樣，通過消除鄰近信號條19的接地導電區，第三傳輸線6的特徵阻抗就變得更高，使低反射匹配特性能在較寬頻段內實現。如上所述，較佳地，第三傳輸線6的結構包括信號條19和接地導電區20，前者接頂側導電接合區8，後者形成在介質基片1底面不是相對信號條19的區域的區域裡。
圖6A的曲線在相對信號條的條寬繪製微帶線和傳輸線結構如圖5A與5B所示的第三傳輸線6各自的特徵阻抗而得到。這裡使用的第三傳輸線具有這樣的結構信號條形成在介質基片1頂面，介質基片1由介電常數為3、厚125微米的液晶聚合物材料組成；接地導電區20形成在介質基片1底面，相互隔開1000微米。另外，這時使用的微帶線具有典型的微帶線結構，其中信號條形成在同類介質基片頂面，接地條形成在介質基片底面下面。
由圖6A可見，該典型微帶線的特徵阻抗甚至在信號條寬度減至120微米也低於80Ω，而在信號條寬度減至120微米時，本發明第三傳輸線6的特徵阻抗增大為約130Ω。從另一觀點來看，可以理解，信號條19的條寬較佳地比信號條16的條寬更細。
圖6B是在相對介質基片的介電常數繪製具有圖5A和5B所示結構的第三傳輸線6的特徵阻抗時得到的曲線。在這裡使用的第三傳輸線6的結構中，信號條形成在125微米厚的介質基片1的頂面，接地導電區20形成在介質基片1的底面且相互隔開1000微米。圖6B中，繪出了在信號條寬度為120微米和200微米時各自的特徵阻抗。
在圖6B中可見，介質基片1的電介常數越低，特徵阻抗就可做得越高，這是因為介電常數越低，則基片底面上信號條19與接地導電區20之間的電容越低，從而增大了特徵阻抗。具體而言，介電常數小於或等於5時，特徵阻抗變高，因此介質基片1優選介電常數小於或等於5的材料。
通路孔部分10包括連接通路7、頂側導電接合區8和底側導電接合區9，通路孔部分10接在第三與第四傳輸線6和11之間。
第四傳輸線11包括信號條21和接地導電區22與23，前者形成在介質基片1底面，其一端接底側導電接合區9。
下面根據減少反射原理，描述本發明該實施例一種減小出現在引線部分的反射的結構及其效果。
圖7A示出該連線部分的等效電路，它是對3GHz～81GHz的電磁場分析結果進行分析後得出的。圖7A中，線圈a是引線5產生的電感。線圈b是引線5在其與圖7D所示信號條3a之間的連接部分的左端5a與右端5b之間產生的電感。線圈c是引線5在其與圖7E所示第二傳輸線4的信號條16之間連接部分的左端5c與右端5d之間產生的電感。電阻a是引線5的電阻。電阻b是指示漏自引線5的電磁波能量損失的輻射電阻。電容器a是出現在第一傳輸線3與接地導電區12之間(具體地說，在接地導電區12與第一傳輸線3之間，而第一傳輸線3位於從引線5在其與第一傳輸線3之間連接部分的左端5a開始的左側)的電容器。電容器b是出現在第一傳輸線3與接地導電區12之間(具體地說，在接地導電區12與第一傳輸線3之間，而第一傳輸線3位於從引線5在其與第一傳輸線3之間連接部分的右端5b開始的右側)的電容器。電容器c是出現在信號條16與第二傳輸線4的接地導電區17之間(具體地說，在接地導電區17與第二傳輸線4之間，而後者位於從引線5在其與第二傳輸線4之間連接部分的左端5c開始的左側)的電容器。電容器d是出現在信號條16與第二傳輸線4的接地導電區17之間(具體地說，在接地導電區17與第二傳輸線4之間，後者位於從引線5在其與第二傳輸線4之間連接部分的右端5d開始的右側)的電容器。分析模型的埠、傳輸線、引線等各自的設定值與圖2中一樣。如圖7A所示，連線部分的等效電路是一複雜的電路，除了引線寄生電感外，還包括連接第一傳輸線3的部分的電感、連接第二傳輸線4部分的電感、接地電容器、引線部分的電導電阻、引線部分的輻射電阻等。
圖7B示出圖7A的等效電路簡化的等效電路。如圖7B所示，該等效電路被簡化成只包括引線寄生電感和第二傳輸線4與該引線之間連接部分的接地電容器的電路。圖7C示出對從實際連線部分結構的第二傳輸線4一側端子看出的反射阻抗(S11)和簡化等效電路的反射阻抗(S11)所作的電磁場分析結果。如圖7C所示，在極寬的3GHz～81GHz頻段內，簡化等效電路顯然能很好地模擬實際結構的高頻特性。因此在以下討論中，可將連線部分表示和簡化為圖7B所示的等效電路。
圖8A示出一電路塊的等效電路，該電路塊包括第三傳輸線6、通路孔部分10和第四傳輸線11，等效電路通過基於3GHz～81GHz電磁場分析結果的分析得到。圖8A的等效電路是一複雜電路，包括出現在頂側導電接合區8與相鄰接地條之間的接地電容、出現在底側導電接合區9與相鄰接地條之間的接地電容、表示頂側導電接合區8與導電接合區9之間電容組合的電容、條的每個電感、指示條損耗的每個電阻和指示介質損耗的每個電阻，還有連接通路的電感，與圖7A的等效電路一樣。分布常數線TRL3與TRL4對應於第三和第四傳輸線6與11。
圖8B示出圖8A的等效電路簡化後的等效電路。如圖8B所示，該等效電路被簡化成這樣的電路連接通路部分(通路孔部分10)的電感和接地電容器Cg設置在分布常數線TRL4與TRL3之間。圖8C示出對通路孔部分10實際結構TRL3一側端子看出的反射阻抗(S22)和簡化等效電路反射阻抗(S22)所作的電磁場分析結果。如圖8C所示，在簡化等效電路中，在極寬的3GHz～81GHz頻段內，實際結構連續出現高頻特性傾向。因此在以下討論時，包括第三傳輸線6、通路孔部分10和第四傳輸線11的電路塊簡化表示為圖8B的等效電路。
圖9A把等效電路示為本發明第一實施例的整個高頻電路結構，它基於上述討論配置。圖9A中所示的等效電路是一高頻電路，其中連線部分的等效電路位於端子p2側，第四傳輸線(TRL4)11、通路孔部分10(圖9A的線圈b)和第三傳輸線(TRL3)6的等效電路位於端子p1側，而第二傳輸線(TRL2)4位於兩等效電路之間。此時把第二傳輸線4的特徵阻抗設置成低，而將第三傳輸線6的特徵阻抗設置成高，相當於構成一個「典型的」CLCL結構的低通濾波呂(C電容器，L電感)，如圖9B所示。本發明的高頻電路結構實現了典型低通濾波器特性所需的優化設計參數，能在寬頻段內實現低反射的高頻電路。
在本發明該高頻電路中，連接通路7在通路孔部分10產生的電感被加到第三傳輸線6的高阻抗特性產生的電感裡，因而第三傳輸線實現優化電感(實現典型低通濾波器特性所需)所需的線長可以減少相當於該電感的量，所以優點在於便於提高該電路佔用面積的效率。
發明人用圖9A的等效電路檢驗在引線5與各傳輸線的寄生電感之間實現匹配，比如說上述連線部分特性的優化電路參數。為分析電磁場，把600微米線寬的加地共麵條線用作第二傳輸線4。
在圖9A的等效電路中，為在30GHz～65GHz頻段內得到-15dB或更高的反射強度，發明人估算了該電路參數值。第二傳輸線4(TRL2)的特徵阻抗為33Ω，電氣長度為12.5°；第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗為120Ω，電氣長度為15.8°；接地電容器Cg為0.045fF。在設置了上述優化參數時，在38GHz～64GHz頻段內，能得到-15dB或以下較滿意的反射特性。這時各傳輸線的電氣長度是50GHz下的值。顯然，為實現有高電感引線的電路的匹配，第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗要取的值必須很大。
如圖6A所示，為增大第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗，信號條19的條寬比信號條16更窄顯然是有效的。另如圖6B所示，為增大第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗，介質基片1的介電常數小於或等於5顯然是有效的。
在高頻功能元件2接通路孔部分10的情況下，通路孔部分10附近不設接地導電區，故通路孔部分10不接地。因此，接地條必然與第三傳輸線6的信號條附近隔開，便於將第三傳輸線6的特徵阻抗設置成高。所以，第三傳輸線6的特徵阻抗變高。根據本發明，第三傳輸線6的特徵阻抗必然變高還可在連線部分與各傳輸線之間提供匹配，因而不必要更改標準布線規則，就可防止連線部分發生反射，所以能低成本地提供能防止引線連接部分發生反射的高精度和高可靠性的高頻電路。
第二實施例接著描述本發明第二實施例的高頻電路。第二實施例高頻電路的諸元件與第一實施例的一樣，故也應用圖1A-D。其差別在於至少一部分第四傳輸線11的區域，而第二實施例的特徵阻抗設置成高於50Ω。
圖10示出本發明第二實施例的高頻電路的等效電路，圖10的電路結構相當於LCLCL結構的低通濾波器，該電路結構通過對圖9B的第一實施例的CLCL結構濾波器類型等效電路添加設置成高阻抗的第四傳輸線11(TRL4)而得到，從而能在較寬頻段內實現低反射特性。
第四傳輸線11包括形成在介質基片1底面的信號條21、形成在介質基片1底面的接地導電區23和形成在介質基片1頂面的接地導電區22。形成的接地導電區23分別隔開信號條21的兩側。形成的接地導電區22不觸及頂側導電接合區8，故不設在相對信號條21的區域裡。
第四傳輸線11的特徵阻抗較佳地設定為高於50Ω。通路孔部分10不接地，因而與第三傳輸線6一樣，在第四傳輸線11附近不形成接地導電區，故便於把第四傳輸線11的特徵阻抗設定得高於典型結構傳輸線的特徵阻抗。
發明人估算了一電路參數，以在圖10所示的等效電路中，在30GHz～65GHz頻段內獲得-15dB或更低的反射強度。第二傳輸線4(TRL2)的特徵阻抗為28Ω，電氣長度為15.2°；第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗為120Ω，電氣長度為19.4°；接地電容器為0.051fF；第四傳輸線11(TRL4)的特徵阻抗為90Ω，電氣長度為18.2°。在設定了上述優化參數後，能在34GHz～68GHz頻段內得到-15B或更低的良好的反射強度。這裡的各傳輸線的電氣長度，是50GHz頻率的值。顯然，為匹配引線電感高的電路，第四傳輸線11的特徵阻抗必須取極大的值。
在高頻功能元件2接通路孔部分10時，因後者不接地，故在其附近不設接地導電區，因而第四傳輸線11的特徵阻抗必然變高。根據本發明，第四傳輸線11必然變高的特徵阻抗，還可在連線部分與各傳輸線之間作匹配，因而不必更改標準布線規則就能防止連線部分發生反射，故能低成本地提供能防止引線連接部分發生反射的高精度與高可靠性的高頻電路。
在以上描述中，模擬了該等效電路，通路孔部分10產生的接地電容由一集總常數的電容器表示，但也可將該接地電容作為具有分布常數的傳輸線來處理，設置的阻抗低於第三傳輸線6。無論哪種情況，在形狀被布線規則限定的導電接合區內不能得到電路設計所需的接地電容時，可任意改變和調整導電接合區的形狀，以得到期望的接地電容。
在此情況下，底側導電接合區9較佳地布線，以增大底側導電接合區9與其接近的一部分接第四傳輸線11的接地導電區之間的接地電容。這是因為本發明具有將連接通路7產生的電感加到第三傳輸線6的電感裡的優點，故能同時實現高性能和電路體積縮小的特徵，位於兩電路之間的頂側導電接合區8的接地電容增大相當於第三傳輸線6的特徵阻抗減小，這對保持本發明高頻電路的特徵是不利的。
再者，把底側導電接合區9擴入介質基片1底面和相對信號條19的區域，導致第三傳輸線6的特徵阻抗減小，不利於保持本發明高頻電路的特性。
因此，在本發明一較佳實例中，把本發明的第四傳輸線11設置成有高阻抗，即使在第四傳輸線11的特徵阻抗設置成在第四傳輸線11與底側導電接合區9之間連接部分附近被任一距離減小，也有有利的效果，這並不偏離本發明的權項。
第三實施例下面描述本發明第三實施例的高頻電路。第三實施例高頻電路的元件與第一實施例的一樣，故仍使用圖1A-D。其差別在於，在第三實施例接引線的一部分的第一傳輸線3的特徵阻抗設定成低於50Ω。
圖11示出本發明第三實施例高頻電路的等效電路。圖11的電路結構相當於LCLCLC結構的低通濾波器，該電路結構是這樣得到的對圖10所示第二實施例的LCLCL結構的濾波器型等效電路，添加第一傳輸線4中設定成低阻抗的連接部分。因此，可在較寬頻段內實現低反射特性。
在圖11的等效電路中，發明人估算了一電路參數，以在30GHz～65GHz頻段內得到-15dB或更高的反射強度。第二傳輸線4(TRL2)的特徵阻抗為28Ω，電氣長度為17.2°；第三傳輸線6(TRL3)的特徵阻抗為120Ω，電氣長度為19.4°；接地電容器Cg為0.051F；在從第一傳輸線3與引線5之間的連接部分起的長度長達80微米的區域內，特徵阻抗設定為33Ω。此時，能40GHz～64GHz頻段內得到較佳的-15B或更大的反射特性。這時的電氣長度是50GHz的值。
為減小第一傳輸線3線端的特徵阻抗，可以使用GSG片，以晶片上狀態用高頻共面型探針檢測高頻特性。圖12A示出檢測高頻特性的GSG片的結構。如圖12A所示，GSG片包括信號條24和接地導電區25，前者位於第一傳輸線3的線端，後者分別隔開信號條24的兩側任一間隙。接地導電區25鄰近信號條24，因而把特徵阻抗減至50Ω以下作為加地共麵條線。
例如，在100微米厚砷化鎵基片上的信號條條寬為50微米，而且其兩側不設接地導電區的情況下，該傳輸線結構是微帶結構，此時特徵阻抗為70Ω。另如圖12A所示，在加地共麵條線配置成使信號條與接地導電區間的間隙為20微米時，則特徵阻抗約37Ω。這樣，第一傳輸線3具有加地共麵條線結構，使第一傳輸線3的特徵阻抗降低，可得到良好的反射特性。
如圖12B所示，為防止接信號條24的主電路部分26的電路特性被出現在信號條24與接地導電區25之間的接地電容劣化，可在信號條24線端27附近將信號條24與接地導電區25a之間的間隙G1，做得比在主電路部分26附近的間隙G2更小。就是說，信號條24與接地導電區25a間的間隙向信號條24端部變窄是有效的。
在第三實施例中，如圖11所示，等效電路包括了第四傳輸線11的特徵阻抗。然而，僅第一傳輸線3的特徵阻抗可被減小。
不用說，在本發明第一至第一實施例的高頻電路中，在各電路間的連接部分，諸如第二與第三傳輸線4與6之間的連接部分，條寬可以漸變，即信號條與同其相鄰的接地導電區間的間隙可以漸變，從而逐漸改變傳輸線的特徵阻抗。
實例發明人測量了本發明高頻電路的傳輸特性。圖13示出用於測量評估的高頻電路的結構。圖13中，評估的高頻電路包括介質基片1、位於介質基片1頂面的砷化鎵基片29、蓋33和BT樹脂基片31即外電路基片。在砷化鎵基片29頂面形成微帶線30，介質基片1經引線5接微帶線30。根據本發明的高頻電路結構，微帶線30的連接部分、引線5與介質基片1包括輸入/輸出部分28。微帶線30的特徵阻抗為50Ω。線長為0.5mm～5mm的微帶以0.25mm增量製備。在BT樹脂基片31頂面形成加地共麵條線32，基片31厚200微米。
高頻探針接到形成在BT樹脂基片31上的加地共麵條線32上面作測量，根據多段得到的測量數據，進行數學計算，得出只是本發明高頻電路部分的特性。
把液晶聚合物基片用作介質基片1。該基片厚125微米，在其頂面和底面形成厚40微米的銅布線，其介電常數為3，介質損耗正切約0.003。
直徑25微米的引線5用金，線長平均值為320微米。形成在液晶聚合物裡的連接通路的直徑為280微米。
在評估的高頻電路中，以400微米間距形成多個連接通路14，在各自形成在介質基片1頂面和底面的接地導電區之間提供連接。通路孔部分10的各個頂側導電接合區8和底側導電接合區9是半徑為300微米的導電區。設計就用了100微米/100微米的線條/空間比，這是印刷電路板的標準布線規則。用金屬蓋33覆蓋砷化鎵基片29進行封裝，再作測量。
表1列出受評估的高頻電路的一參數。
表1

實例1的第二傳輸線4是微帶線。
在實例2～7和設計實例1與2中，第二傳輸線4是加地共麵條線。
在實例1～3中，第三傳輸線6的接地導電區17與信號條19兩側分別隔開400微米，故第三傳輸線6的特徵阻抗設定為110Ω的高值。
實例4和5中，把圖4的傳輸線用作第三傳輸線6，即信號條19兩側取消了接地導電區17。在介質基片1底面不相對信號條19的區域，形成接地導電區20，接地導電區20相互隔開900微米，因而第三傳輸線6的特徵阻抗具有135Ω的高值。
在實例3和5中，第四傳輸線11的特徵阻抗設定為90Ω的高值。
在實例6中，接地片與主信號線兩側隔開20微米寬，因而第一傳輸線3的連線部分具有GSG型加地共麵條線結構。這樣，在沿信號傳輸方向設置了80微米長的片的區域，第一傳輸線3的特徵阻抗為30Ω。
在實例7中，第一傳輸線3具有與實例6一樣的特徵阻抗和線結構，第二傳輸線4具有與實例2一樣的特徵阻抗和線結構，第三傳輸線6具有與實例4一樣的特徵阻抗和線結構，而第四傳輸線11具有與實例3一樣的特徵阻抗和線結構。
在作比較的設計實例1中，第二傳輸線4的特徵阻抗設定為60Ω，故具有大於或等於50Ω的值。
在作比較的設計實例2中，第三傳輸線6的特徵阻抗設定為45Ω，故小於或等於50Ω。
作為應用常規技術的比較實例(表1未列出)，使用了高頻電路，其中，介質基片上的加地共麵條線用引線接至砷化鎵基片上的微帶線。該加地共麵條線設計成從低阻抗線偏移至高阻抗線，接到通路孔部分的加地共麵條線被設計成與50Ω匹配。作為通路孔部分，使用了本身在高達70GHz的反射損耗特性為-15dB或以下的通路孔部分。在該比較實例中，如本發明諸實例一樣，經測量，根據多個作為測量結果而得到的數據作數學運算，得到僅是該比較實例的高頻電路部分的特性。在該比較實例中，加地共麵條線裡的低阻抗線的特徵阻抗為26Ω，電氣長度為2.5°。另一方面，加地共麵條線裡的高阻抗線的特徵為80Ω，電氣長度為28°。這些值基於優化電路設計得到。高阻抗線為70Ω的特徵阻抗是基於信號條寬最小值100微米而測定的最大值，而該最小值由標準印刷電路板布線規則規定。
圖14比較了比較實例的反射特徵與本發明實例1的反射特性，圖15比較了比較實例的反射特性與本發明實例3的反射特性。圖14和15中，在把信號條寬為600微米的加地共麵條線用作第二傳輸線4時，用虛線示出了僅是連線部分的反射特性。
現參照圖14描述能獲得-15dB或以下低反射特性的頻段。在比較實例中，只在44GHz～61GHz得到-15dB或以下的反射特性。而在實例1中，能在42GHz～63GHz得到-15dB或以下的反射特性。
而且，在圖14中，比較實例和實例1都不能在30GHz頻段附近得到-15dB或以下的反射特性。然而，比較實例的最差值為-11.5dB，而實例1卻能得到最差值為-14dB的低反射特性。因此，實例1顯然能在寬頻段內得到低反射，而且證明本發明的本發明具有寬頻段低反射特性的效果。
再者，在比較實例中，高阻抗傳輸線要求的電氣長度為28°，而在實例1中，第三傳輸線6的電氣長度僅為13.2°，因此實例1的尺寸比比較實例更小。
另在比較實例中，因通路孔部分必須附設在高阻抗線端部，故限制了縮小電路結構的體積。但在諸實例中，第三傳輸線6是通路孔部分10周圍一元件電路的一部分，能明顯縮小體積。
現參照圖15描述能獲得-15dB或以下反射特性的頻段。在比較實例中，只在44GHz～61GHz得到-15dB或以下的反射特性。但在實例3中，能在37.5GHz～68GHz得到-15dB或以下的反射特性。因此，由實例1與實例3的比較可知，第四傳輸線11的特徵阻抗高於或等於50Ω是有效的。
表2列出實例1～7作比較的設計實例1與2和比較實例能獲得低反射特性的諸頻段。
表2

如表2所列，與比較實例相比，除了實例1和3外，實例2和4～7也是顯然改進了反射特性，尤其是實例7的結果最佳。實例7中，可在18GHz～77GHz極寬頻段內得到-15dB或以下的反射特性。由此證明，第二傳輸線4的特徵阻抗低於或等於50Ω、第三傳輸線6的特徵阻抗高於或等於50Ω、第四傳輸線11的特徵阻抗高於或等於50Ω，最為有效。
另一方面，在作比較的設計實例1中，只在49GHz～60GHz窄頻段內得到低反射特性。另在比較的設計實例2中，任一頻段都得不到低反射特性。在任一頻段不可能得到。在比較的實例9中，得到最低反射特性的頻率是54GHz，此時反射強度為-14dB。
如上所述，根據在常規結構高頻電路比較實例，作比較的諸設計實例和本發明高頻電路諸實例之間的特性比較，證實了本發明的有效作用。
如上所述，雖然詳述了本發明，但以上描述在各方面都是對本發明的示例，並不限制發明的範圍。不用說，可以設想出多種修正與變化而不違背本發明的範圍。
工業適用性本發明的高頻電路能在寬頻段內實現低反射，在應用於引線接合了高頻功能元件等的相鄰部時是有用的。
權利要求
1.一種在介質基片上裝有高頻功能元件的高頻電路，其特徵在於，所述高頻電路包括形成在高頻功能元件內的第一傳輸線；形成在介質基片上、特徵阻抗低於或等於50Ω的第二傳輸線；在第一與第二傳輸線之間連接的引線；連接第二傳輸線、特徵阻抗高於50Ω的第三傳輸線；形成得穿過介質基片的通路孔部分，其頂側導電接合區接第三傳輸線；和接通路孔部分底側導電接合區的第四傳輸線。
2.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第四傳輸線在其至少一部分區域的特徵阻抗高於或等於50Ω。
3.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第一傳輸線在引線與第一傳輸線之間的連接部分的特徵阻抗低於或等於50Ω。
4.如權利要求3所述的高頻電路，其特徵在於，所述第一傳輸線在引線與第一傳輸線之間的連接部分有一共面型GSG片。
5.如權利要求4所述的高頻電路，其特徵在於，包含在所述片裡的接地導電片鄰近第一傳輸線裡的信號條。
6.如權利要求4所述的高頻電路，其特徵在於，所述朝向第一傳輸線中信號條端部，信號條與接地導電片間的間隙變窄。
7.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第二傳輸線是加地共麵條線。
8.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第三傳輸線包括接頂側導電接合區的信號條；和在介質基片底面形成在不相對於信號條的區域內的接地導電區。
9.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，包括介質基片的介質的介電常數小於或等於5。
10.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第三傳輸線中信號條的條寬小於第二傳輸線中信號條的條寬。
11.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第二傳輸線的特徵阻抗低於或等於45Ω。
12.如權利要求1所述的高頻電路，其特徵在於，所述第三傳輸線的特徵阻抗高於或等於110Ω。
全文摘要
本發明提供一種在介質基片上裝有高頻功能元件的高頻電路，它包括形成在高頻功能元件裡的第一傳輸線；特徵阻抗低於或等於50Ω並形成在介質基片上的第二傳輸線；在第一與第二傳輸線之間連接的引線；特徵阻抗高於50Ω並接第二傳輸線的第三傳輸線；形成得穿過介質基片的通路孔部分，其中頂側導電接合區接第三傳輸線；和接通路孔部分底側導電接合區的第四傳輸線。
文檔編號H01P5/18GK1751412SQ20048000479
公開日2006年3月22日 申請日期2004年2月20日 優先權日2003年2月21日
發明者菅野浩 申請人:松下電器產業株式會社