開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法與流程

2023-08-10 04:24:46

本發明涉及半導體集成電路領域，特別是涉及一種開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法。

背景技術：

隨著電子技術的快速發展，電子產品功能的越來越豐富，種類越來越多，應用領域也越來越廣泛，要求消耗的功率也越來越大。目前我國每年生產超過億部的手機、個人電腦、伺服器、大屏幕智能電視、網絡通訊及大功率led照明等電子產品，而這些電子產品的核心器件---開關電源，則要提供的更大的功率輸出。高功率密度、高轉換效率、高功率因數以及較低的待機功耗是開關電源發展的一個基本趨勢；智能化、小型化和低成本化,系統集成度逐步提高是開關電源發展的另一個趨勢，傳統的開關電源控制結構已經很難滿足這些要求。這必然迫使我們採用新的技術使開關電源產品效率儘可能的高，外圍元器件儘可能的少，待機功耗儘可能的低，以符合日益嚴格的國際標準。

國際電源標準對電源產品的平均效率和待機功耗方面的能效等級越來越嚴格。美國能效vi標準相比v標準(87％,0.1w)已經提高到了平均效率88％，待機功耗0.1w這個更高的標準，它給電源製造商造成了重大衝擊，美國能效vi標準同時也順應綠色、環保、節能這個趨勢。

在開關電源的工作過程中，電感中的電流在開關過程中如果沒有完全釋放，則屬於電流連續模式(ccm)；如果電感中的電流完全釋放，過一段時間再充電，則屬於斷續模式(dcm)；如果電感中的電流完全釋放後，又立即充電，則屬於臨界模式。最優的開關電源晶片設計應該兼容這三種控制模式，使得負載可以在很大範圍內變化。

如圖1所示為傳統的ac/dc異步控制的系統結構示意圖，如圖2所示為傳統的dc/dc異步控制的系統結構示意圖，兩種電路中使用二極體diode做開關可以省去過零檢測電路，降低晶片電路的設計難度。但是二極體diode的使用使系統的效率大幅度降低，特別是在輸出電壓比較低的情況下，可以損失10％以上的效率，很難滿足國際能效標準。

為了提高能效，目前普遍採用同步控制方式。如圖3所示，用功率管mp作為開關替代圖2中的二極體diode，在電感l0的電流退磁階段，當電感電流放電至零但是退磁時間還沒有結束的時候，則會出現從輸出電壓vout-功率管mp-電感l0-輸入電壓vin的倒灌電流。解決倒灌電流的方法通常是在晶片內部集成過零檢測電路，當檢測到電感電流過零時，控制功率管mp關斷，以此來阻斷倒灌電流的直流通路。傳統的過零檢測方式是通過檢測節點電壓vsw與輸出電壓vout的相對變化來判定電感電流的過零時刻，即在電感電流退磁階段，當節點電壓vsw低於輸出電壓vout的時候判定電感電流過零。然而這種方法的缺陷在於，當功率管mp的導通電阻值ron_p被設計的較小的時候，比較器就難以精確的判斷出vsw和vout的相對變化。例如，當功率管mp的導通電阻值ron_p被設計在20mω，當電感電流在±50ma範圍內變化時，節點電壓vsw的相對變化值則為10mv，然而普通比較器的隨機失配電壓卻會達到20mv以上，由於判斷的延遲，仍然會存在一定的倒灌電流，如圖4所示。

如圖5所示為一種目前普遍使用的源極驅動的過零檢測電路，該方法通過檢測與電感l0串連的一個小電阻rs兩端的電壓vsense，來判斷電感l0中的電流是否過零。由於開關電源電路中開關噪聲很大，判斷很小的電壓差容易形成誤判，同時控制電路存在延遲判斷，同樣會產生一定的倒灌電流。倒灌電流不僅影響系統的效率，也會使系統存在一定的安全隱患。

因此，如何解決電流倒灌的問題，提高開關電源電路的效率和安全性已成為本領域技術人員亟待解決的問題之一。

技術實現要素：

鑑於以上所述現有技術的缺點，本發明的目的在於提供一種開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法，用於解決現有技術中開關電源的電流倒灌引起的效率低和安全性能差等問題。

為實現上述目的及其他相關目的，本發明提供一種開關電源電感的電流過零檢測方法，所述開關電源電感的電流過零檢測方法至少包括：

基於伏秒平衡原理，檢測電感電流在一個開關周期內的充磁能量和退磁能量，將所述充磁能量與所述退磁能量進行比較，當所述充磁能量等於所述退磁能量時，所述電感的電流過零；

其中，所述充磁能量為充磁電壓與充磁時間的乘積，所述退磁能量為退磁電壓與退磁時間的乘積。

優選地，所述的開關電源電感的電流過零檢測方法進一步包括：

在佔空比導通時間內，以線電壓的採樣電流的兩倍對第一電容充電，同時以線電壓的採樣電流對第二電容充電；

在佔空比截止時間內，以線電壓與輸出電壓的差值的採樣電流對所述第二電容充電；

將所述第一電容與所述第二電容上的電壓進行比較，當所述第一電容上的電壓等於所述第二電容上的電壓時，所述開關電源電感的電流過零；當所述第一電容上的電壓小於所述第二電容上的電壓時，所述開關電源電感進入死區。

更優選地，當電感電流為連續模式時，所述佔空比截止時間即為所述退磁時間。

更優選地，當電感電流為斷續模式時，所述佔空比截止時間為所述退磁電壓與死區時間之和。

為實現上述目的及其他相關目的，本發明提供一種開關電源的電流過零檢測控制方法，所述開關電源的電流過零檢測控制方法至少包括：

獲取同步開關電源電路的線電壓及輸出電壓，基於上述方法檢測所述同步開關電源電路中電感電流的過零點及死區時間，並輸出死區脈衝信號；

所述同步開關電源電路中的功率開關管受所述死區脈衝信號的控制關斷，以避免電流倒灌。

優選地，通過提高所述功率開關管的柵驅動能力減小所述功率開關管的延遲時間。

優選地，通過配置電路參數，使所述死區脈衝信號提前設定時間發生，所述設定時間不小於所述功率開關管的延遲時間。

為實現上述目的及其他相關目的，本發明提供一種開關電源電感的電流過零檢測電路，所述開關電源電感的電流過零檢測電路至少包括：

第一電流採樣模塊，用於獲取充磁電壓的採樣電流，記為第一採樣電流，所述充磁電壓為線電壓；

第二電流採樣模塊，用於獲取退磁電壓的採樣電流，記為第二採樣電流，所述退磁電壓為線電壓與輸出電壓的差值；

第一檢測電壓產生模塊，連接於所述第一電流採樣模塊的輸出端，並接收佔空比導通信號，用於產生第一檢測電壓，所述第一檢測電壓與所述充磁電壓和佔空比導通時間之積成正比；

第二檢測電壓產生模塊，連接於所述第一電流採樣模塊及所述第二電流採樣模塊的輸出端，並接收佔空比導通信號及佔空比截止信號，分別產生與所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積成正比的第一電壓及與所述退磁電壓和佔空比截止時間之積成正比的第二電壓，所述第一電壓及所述第二電壓疊加以產生第二檢測電壓；

死區脈衝產生電路，連接於所述導通電壓檢測模塊及所述截止電壓檢測模塊的輸出端，對所述第一檢測電壓及所述第二檢測電壓進行比較，以得到所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積與所述退磁電壓和所述佔空比截止時間之積的差值，當所述第一檢測電壓小於所述第二檢測電壓時輸出死區脈衝信號。

優選地，所述第一電流採樣模塊接收線電壓的採樣信號，並將線電壓的採樣信號通過第一電阻轉化為電流信號。

更優選地，所述第一電流採樣模塊包括：第一電阻、第一電壓跟隨器、第一pmos管及第二pmos管；

所述第一電壓跟隨器接收所述線電壓的採樣信號；

所述第一電阻的一端接地，另一端連接所述第一電壓跟隨器的第一輸出端；

所述第一pmos管的漏端連接所述第一電壓跟隨器的第二輸出端、柵端連接偏置電壓、源端連接所述第二pmos管的漏端；

所述第二pmos管的源端連接電源、柵端連接所述第一pmos管的漏端並作為所述第一電流採樣模塊的輸出端。

優選地，所述第二電流採樣模塊接收所述線電壓的採樣信號和所述輸出電壓的採樣信號，並將所述線電壓的採樣信號和所述輸出電壓的採樣信號的差值在第二電阻上轉化為電流信號。

更優選地，所述第二電流採樣模塊包括：第二電壓跟隨器、第三電壓跟隨器、第二電阻、第三pmos管及第四pmos管；

所述第二電壓跟隨器接收所述線電壓的採樣信號；

所述第三電壓跟隨器接收所述輸出電壓的採樣信號；

所述第二電阻連接於所述第二電壓跟隨器的輸出端與所述第三電壓跟隨器的輸出端之間；

所述第三pmos管的漏端連接所述第三電壓跟隨器的輸出端、柵端連接偏置電壓、源端連接所述第四pmos管的漏端；

所述第四pmos管的源端連接電源、柵端連接所述第三pmos管的漏端並作為所述第二電流採樣模塊的輸出端。

優選地，所述第一檢測電壓產生模塊利用所述第一採樣電流在所述佔空比導通時間內對第一電容充電以獲得所述第一檢測電壓。

更優選地，所述第一檢測電壓產生模塊包括：第一電容、第一開關、第五pmos管及第六pmos管；

所述第一電容的下極板接地、上極板連接所述第一開關的一端；

所述第一開關的另一端連接所述第五pmos管的漏端，所述第一開關受所述佔空比導通信號的控制閉合；

所述第五pmos管的源端連接所述第六pmos管的漏端、柵端連接偏置電壓；

所述第六pmos管的源端連接電源、柵端連接所述第一電流採樣模塊的輸出端。

優選地，所述第二檢測電壓產生模塊利用所述第一採樣電流在所述佔空比導通時間內對第二電容充電，利用所述第二採樣電流在所述佔空比截止時間內對所述第二電容充電，通過兩次充電電壓的疊加獲得所述第二檢測電壓。

更優選地，所述第二檢測電壓產生模塊包括：第二電容，第二開關、第七pmos管、第八pmos管、第三開關、第九pmos管及第十pmos管；

所述第二電容的下極板接地、上極板分別連接所述第二開關及所述第三開關的一端；

所述第二開關的另一端連接所述第七pmos管的漏端，所述第二開關受所述佔空比導通信號的控制閉合；

所述第七pmos管的源端連接所述第八pmos管的漏端、柵端連接偏置電壓；

所述第八pmos管的源端連接電源、柵端連接所述第一電流採樣模塊的輸出端；

所述第三開關的另一端連接所述第九pmos管的漏端，所述第三開關受所述佔空比截止信號的控制閉合；

所述第九pmos管的源端連接所述第十pmos管的漏端、柵端連接所述偏置電壓；

所述第十pmos管的源端連接電源、柵端連接所述第二電流採樣模塊的輸出端。

優選地，所述死區脈衝產生電路包括比較器、與門及觸發器；

所述比較器的第一輸入端連接所述第一檢測電壓、第二輸入端連接所述第二檢測電壓；

所述與門的第一輸入端連接所述比較器的輸出端、第二輸入端連接所述佔空比截止信號；

所述觸發器的輸入端連接高電平、時鐘端連接所述與門的輸出端。

優選地，所述第一檢測電壓產生模塊及所述第二檢測電壓產生模塊的輸出端還分別連接一復位管，以將所述第一檢測電壓及所述第二檢測電壓清零。

如上所述，本發明的開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法，具有以下有益效果：

本發明的開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法通過伏秒平衡原理間接取樣電感電流過零信號，避免了對小信號的處理，形成控制電路，解決了電流倒灌問題；同時省去系統上的取樣電阻；既提高系統的效率，又簡化了電源系統的系統方案，提高產品的競爭力。

附圖說明

圖1顯示為現有技術中的ac/dc異步控制的系統結構示意圖。

圖2顯示為現有技術中的dc/dc異步控制的系統結構示意圖。

圖3顯示為現有技術中的dc/dc同步控制的系統結構示意圖。

圖4顯示為現有技術中的倒灌電流時序示意圖。

圖5顯示為現有技術中的源極驅動的過零檢測電路的結構示意圖。

圖6顯示為本發明的開關電源電感的電流過零檢測電路示意圖。

圖7顯示為本發明的第一檢測電壓及第二檢測電壓在連續模式下的波形示意圖。

圖8顯示為本發明的第一檢測電壓及第二檢測電壓在斷續模式下的波形示意圖。

圖9顯示為斷續模式下本發明的過零檢測電路的節點信號仿真波形圖。

圖10顯示為斷續模式下本發明的過零檢測控制系統的節點信號仿真波形圖。

元件標號說明

1開關電源電感的電流過零檢測電路

11第一電流採樣模塊

111第一電壓跟隨器

1111第一放大器

12第二電流採樣模塊

121第二電壓跟隨器

1211第二放大器

122第三電壓跟隨器

1221第三放大器

13第一檢測電壓產生模塊

14第二檢測電壓產生模塊

15死區脈衝產生電路

151比較器

152第一非門

153與非門

154第二非門

155觸發器

16第三反相器

s1～s6步驟

具體實施方式

以下通過特定的具體實例說明本發明的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所揭露的內容輕易地了解本發明的其他優點與功效。本發明還可以通過另外不同的具體實施方式加以實施或應用，本說明書中的各項細節也可以基於不同觀點與應用，在沒有背離本發明的精神下進行各種修飾或改變。

請參閱圖6～圖10。需要說明的是，本實施例中所提供的圖示僅以示意方式說明本發明的基本構想，遂圖式中僅顯示與本發明中有關的組件而非按照實際實施時的組件數目、形狀及尺寸繪製，其實際實施時各組件的型態、數量及比例可為一種隨意的改變，且其組件布局型態也可能更為複雜。

如圖6所示，本發明提供一種開關電源電感的電流過零檢測電路1，所述開關電源電感的電流過零檢測電路1至少包括：

第一電流採樣模塊11、第二電流採樣模塊12、第一檢測電壓產生模塊13、第二檢測電壓產生模塊14以及死區脈衝產生電路15。

如圖6所示，所述第一電流採樣模塊11用於獲取充磁電壓的採樣電流，記為第一採樣電流ic1，所述充磁電壓為線電壓vin。

具體地，在本實施例中，所述第一電流採樣模塊11包括：第一電阻r1、第一電壓跟隨器111、第一pmos管mp1及第二pmos管mp2。所述第一電壓跟隨器111包括第一放大器1111及nmos管mn0，所述第一放大器1111的正相輸入端接收所述線電壓vin的採樣信號vins、反相輸入端連接所述nmos管mn0的源端、輸出端連接所述nmos管mn0的柵端；所述第一電阻r1的一端接地，另一端連接所述nmos管mn0的源端；通過所述線電壓vin的採樣信號vins控制所述nmos管mn0的柵端，進而得到第一採樣電流ic1。所述第一pmos管mp1的漏端連接所述nmos管mn0的漏端、柵端連接偏置電壓vb、源端連接所述第二pmos管mp2的漏端；所述第二pmos管mp2的源端連接電源、柵端連接所述第一pmos管mp1的漏端並作為所述第一電流採樣模塊11的輸出端；所述第一採樣電流ic1通過所述第二pmos管mp2輸出。任意可將線電壓的採樣信號轉化為電流信號的電路結構均適用於本發明的所述第一電流採樣模塊11，不以本實施例為限。

如圖6所示，所述第二電流採樣模塊12用於獲取退磁電壓的採樣電流，記為第二採樣電流ic2，所述退磁電壓為線電壓vin與輸出電壓vo的差值。

具體地，在本實施例中，所述第二電流採樣模塊12包括：第二電壓跟隨器121、第三電壓跟隨器122、第二電阻r2、第三pmos管mp3及第四pmos管mp4。所述第二電壓跟隨器121包括第二放大器1211，所述第二放大器1211的正相輸入端接收所述線電壓vin的採樣信號vins、反相輸入端連接所述第二放大器1211的輸出端後與所述第二電阻r2的一端相連。所述第三電壓跟隨器122包括第三放大器1221，所述第三放大器1221的正相輸入端接收所述輸出電壓vo的採樣信號vos、反相輸入端連接所述第三放大器1221的輸出端後與所述第二電阻r2的另一端相連。所述線電壓vin的採樣信號vins與所述輸出電壓vo的採樣信號vos在所述第二電阻r2的兩端形成差值，並轉化為所述第二採樣電流ic2。所述第三pmos管mp3的漏端連接所述第三電壓跟隨器122的輸出端、柵端連接偏置電壓vb、源端連接所述第四pmos管mp4的漏端；所述第四pmos管mp4的源端連接電源、柵端連接所述第三pmos管mp3的漏端並作為所述第二電流採樣模塊12的輸出端；所述第二採樣電流ic2通過所述第四pmos管mp4輸出。任意可將線電壓的採樣信號與輸出電壓的採樣信號的差值轉化為電流信號的電路結構均適用於本發明的所述第二電流採樣模塊12，不以本實施例為限。

如圖6所示，所述第一檢測電壓產生模塊13連接於所述第一電流採樣模塊11的輸出端，並接收佔空比導通信號ton，用於產生第一檢測電壓vs1，所述第一檢測電壓vs1與所述充磁電壓和佔空比導通時間之積成正比。

具體地，在本實施例中，所述第一檢測電壓產生模塊13包括：第一電容cs1、第一開關s1、第五pmos管mp5、第六pmos管mp6及第一復位管ms1。所述第一電容cs1的下極板接地、上極板連接所述第一開關s1的一端；所述第一開關s1的另一端連接所述第五pmos管mp5的漏端，所述第一開關s1受所述佔空比導通信號ton的控制閉合；所述第五pmos管mp5的源端連接所述第六pmos管mp6的漏端、柵端連接偏置電壓vb；所述第六pmos管mp6的源端連接電源、柵端連接所述第一電流採樣模塊11的輸出端；所述第一復位管ms1連接於所述第一電容cs1的上極板，在本實施例中，所述第一復位管ms1為nmos管。任意可實現所述充磁電壓和所述佔空比導通時間乘積的電路均適用於本發明的所述第一檢測電壓產生模塊13，不以本實施例為限。

如圖6所示，所述第二檢測電壓產生模塊14連接於所述第一電流採樣模塊11及所述第二電流採樣模塊12的輸出端，並接收佔空比導通信號ton及佔空比截止信號分別產生與所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積成正比的第一電壓v1及與所述退磁電壓和佔空比截止時間之積成正比的第二電壓v2，所述第一電壓v1及所述第二電壓v2疊加以產生第二檢測電壓vs2。

具體地，在本實施例中，所述第二檢測電壓產生模塊14包括：第二電容cs2，第二開關s2、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第三開關s3、第九pmos管mp9、第十pmos管mp10及第二復位管ms2。所述第二電容cs2的下極板接地、上極板分別連接所述第二開關s2及所述第三開關s3的一端；所述第二開關s2的另一端連接所述第七pmos管mp7的漏端，所述第二開關s2受所述佔空比導通信號ton的控制閉合；所述第七pmos管mp7的源端連接所述第八pmos管mp8的漏端、柵端連接所述偏置電壓vb；所述第八pmos管mp7的源端連接電源、柵端連接所述第一電流採樣模塊11的輸出端；所述第三開關s3的另一端連接所述第九pmos管mp9的漏端，所述第三開關s3受所述佔空比截止信號的控制閉合；所述第九pmos管mp9的源端連接所述第十pmos管mp10的漏端、柵端連接所述偏置電壓vb；所述第十pmos管mp10的源端連接電源、柵端連接所述第二電流採樣模塊12的輸出端；所述第二復位管ms2連接於所述第二電容cs2的上極板，在本實施例中，所述第二復位管ms2為nmos管。所述第二電容cs2上的電壓為第一電壓v1和第二電壓v2的和，即為所述第二檢測電壓vs2。任意可實現所述充磁電壓和所述佔空比導通時間乘積與所述退磁電壓和所述佔空比截止時間乘積求和的電路均適用於本發明的所述第二檢測電壓產生模塊14，不以本實施例為限。

如圖6所示，所述死區脈衝產生電路15連接於所述第一檢測電壓產生模塊13及所述第二檢測電壓產生模塊14的輸出端，對所述第一檢測電壓vs1及所述第二檢測電壓vs2進行比較，以得到所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積與所述退磁電壓和所述佔空比截止時間之積的差值，當所述第一檢測電壓vs1小於所述第二檢測電壓vs2時輸出死區脈衝信號td。

具體地，在本實施例中，所述死區脈衝產生電路15包括比較器151、第一非門152、與非門153、第二非門154及觸發器155。所述比較器151的正相輸入端連接所述第一檢測電壓vs1、反相輸入端連接所述第二檢測電壓vs2，以得到所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積與所述退磁電壓和所述佔空比截止時間之積的差值；所述第一檢測電壓產生模塊13及所述第二檢測電壓產生模塊14中對電容充電的所述第一採樣電流ic1的倍數不限，所述第一檢測電壓產生模塊13中與第一採樣電流ic1相關的充電電流比第二檢測電壓產生模塊14中大一個ic1，不限於本實施例中充電電流為兩倍ic1和單倍ic1的設置，在所述比較器151的輸出端得到所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積(單倍)與所述退磁電壓和所述佔空比截止時間之積(單倍)的差值即可。所述第一非門152連接於所述比較器151的輸出端，所述第一非門152的輸出端相當於所述比較器151的反相輸出端。所述與非門153的輸入端分別連接所述佔空比截止信號及所述第一非門152的輸出端。所述第二非門154連接於所述與非門153的輸出端，所述與非門153與所述第二非門154構成與門。所述觸發器155的輸入端連接高電平、時鐘端連接所述第二非門154的輸出端，在本實施例中，所述觸發器155為d觸發器。各信號與器件的極性關係不限，可通過增加反相器的方式實現不同的連接關係，不以本實施例為限。任意可在所述第一檢測電壓vs1小於所述第二檢測電壓vs2時輸出死區脈衝信號td的電路結構均適用於本發明的所述死區脈衝產生電路15，不以本實施例為限。

所述第一復位管ms1的柵端、所述第二復位管ms2的柵端及所述觸發器155器的復位端通過第三反相器16接收一時鐘信號clk。

本發明還提供一種開關電源電感的電流過零檢測控制方法，在本實施例中，所述開關電源電感的電流過零檢測控制方法基於所述開關電源電感的電流過零檢測電路1及一同步開關電源電路，所述同步開關電源電路可以是現有技術中任意一種ac/dc或dc/dc的電路結構，在此不一一贅述，所述開關電源電感的電流過零檢測控制方法包括：基於伏秒平衡原理檢測電感電流在一個開關周期內的充磁能量和退磁能量，將所述充磁能量與所述退磁能量進行比較，當所述充磁能量等於所述退磁能量時，所述電感的電流過零；其中，所述充磁能量為充磁電壓與充磁時間的乘積，所述退磁能量為退磁電壓與退磁時間的乘積。伏秒平衡原理可以表示為：

vin*ton＝(vo-vin)*toff

其中，ton和toff分別為電感電流的充磁時間和退磁時間。

進一步，包括以下步驟：

步驟s1：基於所述第一電流採樣模塊11接收所述線電壓vin的採樣信號vins，在本實施例中，所述線電壓vin的採樣信號vins滿足如下關係：

在實際應用中，所述線電壓vin的採樣信號vins與所述線電壓vin可滿足其他比例關係，不以本實施例為限。

然後將所述線電壓vin的採樣信號vins轉化為第一採樣電流ic1，所述第一採樣電流ic1滿足如下關係：

步驟s2：基於所述第二電流採樣模塊12接收所述線電壓vin的採樣信號vins及所述輸出電壓vo的採樣信號vos，在本實施例中，所述輸出電壓vo的採樣信號vos滿足如下關係：

在實際應用中，所述輸出電壓vo的採樣信號vos與所述輸出電壓vo可滿足其他比例關係，不以本實施例為限。

然後將所述線電壓vin的採樣信號vins和所述輸出電壓vo的採樣信號vos的差值轉化為第二採樣電流ic2，所述第二採樣電流ic2滿足如下關係：

步驟s3：在佔空比導通時，所述第一開關s1及所述第二開關s2閉合，所述第三開關s3斷開，基於第一檢測電壓產生模塊13利用所述第一採樣電流ic1在所述佔空比導通時間內對第一電容cs1充電以獲得所述第一檢測電壓vs1；基於第二檢測電壓產生模塊14利用所述第一採樣電流ic1在所述佔空比導通時間內對第二電容cs2充電，以得到第一電壓v1。

具體地，在本實施例中，所述第五pmos管mp5及所述第六pmos管mp6與所述第一pmos管mp1及第二pmos管mp2形成電流鏡結構，在本實施例中，通過器件參數的設置使所述第五pmos管mp5的漏端輸出的電流為所述第一採樣電流ic1的兩倍；在佔空比導通時間內，所述第一開關s1閉合，以所述第一採樣電流ic1的兩倍電流對所述第一電容cs1充電，則所述第一檢測電壓vs1滿足如下關係：

其中，ton為佔空比導通時間。

具體地，在本實施例中，所述第七pmos管mp7及所述第八pmos管mp8與所述第一pmos管mp1及第二pmos管mp2形成電流鏡結構，在本實施例中，通過器件參數的設置使所述第七pmos管mp7的漏端輸出的電流為所述第一採樣電流ic1單倍；在佔空比導通時間內，所述第二開關s2閉合，以所述第一採樣電流ic1對所述第二電容cs2充電，得到所述第一電壓v1，則所述第一電壓v1滿足如下關係：

步驟s4：在佔空比截止時，所述第一開關s1及所述第二開關s2斷開，所述第三開關s3閉合，基於第二檢測電壓產生模塊14利用所述第二採樣電流ic2在所述佔空比截止時間內對所述第二電容cs2充電，以得到第二電壓v2。

具體地，在本實施例中，所述第九pmos管mp9及所述第十pmos管mp10與所述第三pmos管mp3及第四pmos管mp4形成電流鏡結構，在本實施例中，通過器件參數的設置使所述第九pmos管mp9的漏端輸出的電流為所述第二採樣電流ic2的單倍；在佔空比截止時間內，所述第三開關s3閉合，以所述第二採樣電流ic2對所述第二電容cs2充電，得到所述第二電壓v2，則所述第二電壓v2滿足如下關係：

其中，為佔空比截止時間。

所述第二電容cs2上的電壓為所述第一電壓v1與所述第二電壓v2之和，即所述第二檢測電壓vs2，則所述第二檢測電壓vs2滿足如下關係式：

步驟s5：基於所述死區脈衝產生電路15將所述第一電容cs1與所述第二電容cs2上的電壓進行比較，當所述第一電容cs1上的電壓(vs1)等於所述第二電容cs2上的電壓(vs2)時，所述開關電源電感的電流過零；當所述第一電容cs1上的電壓(vs1)小於所述第二電容cs2上的電壓(vs2)時，所述開關電源電感進入死區。

具體地，所述比較器151對所述第一檢測電壓vs1及所述第二檢測電壓vs2進行比較，在本實施例中，相當於得到所述第一檢測電壓vs1與所述第二檢測電壓vs2的差值，即滿足如下關係式：

假設所述第一電阻r1及所述第二電阻r1的值相等，所述第一電容cs1及所述第二電容cs2的值相等，並且採用合理的版圖匹配技術使其相對誤差變得非常小，結合伏秒平衡公式，則可以推算出所述第一檢測電壓vs1及所述第二檢測電壓vs2在退磁結束時刻的值正好相等，因此，所述比較器151始終輸出高電平，所述與非門153輸出高電平，所述觸發器155的時鐘信號保持低電平，所述觸發器155輸出低電平，沒有死區脈衝信號td產生。當兩者差值小於零(所述第一檢測電壓vs1小於所述第二檢測電壓vs2)時，所述比較器151輸出低電平，所述與非門153輸出低電平，所述觸發器155的時鐘信號跳變為高電平，所述觸發器155被觸發並輸出高電平脈衝信號，所述死區脈衝信號td產生。

步驟s6：當一個開關周期結束後，所述第一檢測電壓vs1、所述第二檢測電壓vs2及所述死區脈衝信號td復位，復位只在開關周期起始的很短暫的時間段內進行，以進行下一周期的檢測。

步驟s7：以所述死區脈衝信號td控制同步開關電源電路中的功率開關管，當所述死區脈衝信號td起效(高電平)時，關斷所述功率開關管以避免電流倒灌，進而提高效率及安全性能。

如圖7所示，當電感電流為連續模式時，所述佔空比截止時間即為所述退磁時間toff。當檢測到所述第一檢測電壓vs1等於所述第二檢測電壓vs2時，所述電感電流正好過零，沒有所述死區脈衝信號td產生，所述同步開關電源電路以原先設定的佔空比導通信號ton及佔空比截止信號控制所述功率開關管。

如圖8所示，當電感電流為斷續模式時，所述佔空比截止時間為所述退磁時間toff與死區時間td之和。當檢測到所述第一檢測電壓vs1小於所述第二檢測電壓vs2時，所述電感電流完全釋放，並保持為零，產生所述死區脈衝信號td，所述死區脈衝信號td控制述同步開關電源電路中的功率開關管關斷，以避免電流倒灌。

假設所述輸入電壓vin設定為3.3v，負載設定為100ω，即負載電流為50ma，電感電流il、所述第一檢測電壓vs1、所述第二檢測電壓vs2和死區脈衝信號td的仿真波形如圖9所示。在電感電流充磁階段，所述第一檢測電壓vs1的上升斜率為1.86v/us，所述第二檢測電壓vs2的上升斜率為0.92v/us，死區脈衝信號td為低電平；在電感電流退磁階段，所述第一檢測電壓vs1保持不變，而所述第二檢測電壓vs2以0.4v/us的速率繼續上升，當所述第二檢測電壓vs2接近於所述第一檢測電壓vs1的時刻，電感電流il正好退磁結束，當所述第二檢測電壓vs2超過所述第一檢測電壓vs1後，比較器觸發死區脈衝信號td變為高電平，繼而控制功率開關管關斷，倒灌電流通路被阻斷。在下一個時鐘周期來臨的時刻，所述第一檢測電壓vs1和所述第二檢測電壓vs2被快速的拉至地，死區脈衝信號td被復位到低電平，過零檢測電路則開始新一輪的取樣比較操作。

如圖10所示為在電感電流斷續模式下系統節點信號的仿真波形圖，其中pwm_p為功率開關管的柵脈衝信號，當電感電流開始退磁的時刻，信號pwm_p由高電平跳變為低電平，當電感退磁結束時，死區脈衝信號td經過邏輯電路和柵驅動電路轉換後控制信號pwm_p再跳變到高電平，進而關斷功率開關管。由於功率開關管柵驅動電路具有本徵延遲的作用，因此，邏輯信號td和柵驅動信號pwm_p的上升沿觸發時刻約有一定的延遲時間，在這個時間段內電感電流il將會出現微小的倒灌電流現象，為了改善這種非理想效應，可以採取的辦法有：(1)提高功率開關管柵驅動能力，減小延遲時間；或者(2)配置過零檢測電路參數時，可以設法使得死區脈衝信號td提前發生，提前的時間不小於所述功率開關管的延遲時間。

綜上所述，本發明提供一種開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法，包括：基於第一電流採樣模塊獲取充磁電壓的採樣電流；基於第二電流採樣模塊獲取退磁電壓的採樣電流；基於第一檢測電壓產生模塊產生與所述充磁電壓和佔空比導通時間之積成正比的第一檢測電壓；基於第二檢測電壓產生模塊產生與所述充磁電壓和所述佔空比導通時間之積成正比的第一電壓及與所述退磁電壓和佔空比截止時間之積成正比的第二電壓，第一電壓與第二電壓的和為第二檢測電壓；基於死區脈衝產生電路對所述第一檢測電壓及所述第二檢測電壓進行比較，檢測電流過零點及死區。本發明的開關電源電感的電流過零檢測方法、電路及控制方法通過伏秒平衡原理間接取樣電感電流過零信號，避免了對小信號的處理，形成控制電路，解決了電流倒灌問題；同時省去系統上的取樣電阻；既提高系統的效率，又簡化了電源系統的系統方案，提高產品的競爭力。所以，本發明有效克服了現有技術中的種種缺點而具高度產業利用價值。

上述實施例僅例示性說明本發明的原理及其功效，而非用於限制本發明。任何熟悉此技術的人士皆可在不違背本發明的精神及範疇下，對上述實施例進行修飾或改變。因此，舉凡所屬技術領域中具有通常知識者在未脫離本發明所揭示的精神與技術思想下所完成的一切等效修飾或改變，仍應由本發明的權利要求所涵蓋。