一種電磁加熱電路及其控制方法與流程
2023-07-12 18:32:56 3
本發明涉及電磁加熱領域，尤其涉及電磁加熱控制電路和控制方法。
背景技術：
電磁加熱烹飪系統通常在功率開關管的集電極電壓接近零伏時導通，此時為軟開關狀態，功率開關管損耗小。但現有電路中存在一個問題，lc諧振模塊中有一個輸入直流電容，正常時，電容兩端的電壓為整流後的直流母線電壓，電壓過高，功率開關管的集電極電壓近似為電容兩端的電壓，當lc諧振迴路沒有足夠的能量使功率開關管的集電極電壓降至零伏時，功率開關管將在其集電極電壓不為零時導通，此時為硬開關狀態，導通瞬間產生的衝擊電流很大，一方面會產生電磁emi幹擾，另一方面將導致諧振電容和功率開關管的電流超過其安全工作範圍，長時間工作容易損毀元器件，降低產品的使用壽命。
技術實現要素：
本發明的目的就是為了解決上述問題，提供一種電磁加熱電路及其控制方法。
為解決上述技術問題，本發明的實施方式提供了
一種電磁加熱電路，包括：控制模塊、功率開關管驅動模塊、功率開關管、lc諧振模塊和電源模塊，控制模塊控制功率開關管驅動模塊驅動功率開關管，lc諧振模塊與功率開關管相連，電源模塊接入電路供電，其特徵在於，電磁加熱電路設置有電源電壓轉換模塊，電源電壓轉換模塊與電源模塊相連，電源電壓轉換模塊接收控制模塊的信號周期性地變換功率開關管驅動模塊的驅動電壓。
進一步，電源電壓轉換模塊工作原理如下：
1)當ppg1輸出高電平時，q4、q6飽和導通:q4飽和導通，節點c為低電平，則q5飽和導通；q6飽和導通，節點e為低電平，則q7截止，節點d處為高電平，q8截止；電源電壓轉換模塊的輸出點節點f處的輸出電壓為節點a處的電壓，即穩壓二極體zd3兩端的電壓；
2)當ppg1輸出低電平時，q4、q6截止:q4截止，節點c為高電平，則q5截止；q6截止，節點e為高電平，則q7飽和導通，節點d處為低電平，q8飽和導通；電源電壓轉換模塊的輸出點節點f處的電壓為節點b處的電壓，即穩壓二極體zd3、zd4兩端的電壓和；
3)當ppg1輸出高電平時，電源電壓轉換模塊輸出電壓為vcc電壓的一半；當ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊輸出電壓等於vcc電壓；
其中，vcc電壓為電源模塊輸出電壓，zd3、zd4為相同型號的穩壓管，q6接於q7的基極和發射極之間，q5和q8的導通壓降忽略。
進一步，當q6接於q4的基極和發射極之間時，ppg1輸出高電平，電源電壓轉換模塊輸出電壓為vcc電壓；ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊輸出電壓為vcc電壓的一半。
進一步，q4、q5、q6、q7、q8為功率開關元器件。
進一步，功率開關管為igbt，igbt控制極電壓低於7v時，igbt不能正常工作；igbt控制極電壓為9v時，igbt集電極最大電流低於20a；igbt控制極電壓大於13v時，igbt集電極電流呈直線上升且遠大於20a。
進一步，vcc電壓為18v時，zd3、zd4為9v穩壓管。
一種電磁加熱電路的控制方法，其特徵在於：電磁加熱電路的控制方法適用於權利要求5或6所述的電磁加熱電路，具體實施方法如下，
1)電路工作在大功率狀態時，ppg1輸出低電平，ppg2輸出控制信號通過功率開關管驅動模塊控制功率開關管周期性的導通、截止；
2)電路工作在小功率狀態時，交流電過零點時ppg1輸出低電平，ppg2輸出高電平，功率開關管停止工作；
3)自交流電過零點起5-10ms後，ppg1輸出高電平，電源電壓轉換模塊輸出電壓為9v，即功率開關管控制極電壓為9v,ppg2輸出控制信號通過控制功率開關管驅動模塊驅動功率開關管周期性的導通、截止，此時電路為軟啟動狀態；
4)到達過零點後但未到達下一個過零點前，ppg1輸出低電平，電源電壓轉換模塊輸出電壓為18v,即功率開關管控制極電壓為18v，ppg2輸出控制信號通過控制功率開關管驅動模塊驅動功率開關管工作在飽和導通狀態，進行正常工作；
5)等待下一次交流電過零點，返回步驟2)。
進一步，步驟2)與步驟3)經歷的時間和為一個及以上的交流電過零點所經過的時間。
進一步，步驟4)到步驟5)時間間隔為一個及以上的交流電過零點所經過的時間。現有技術存在如下缺點：電路在小功率加熱時，功率開關管的每個工作周期中，由於加熱功率低，功率開關管導通時間短，功率開關管關斷後lc諧振迴路沒有足夠的能量把功率開關管集電極電壓降到零伏，正常工作狀態下為100-300v,此時功率開關管工作在硬開關狀態，導通瞬間產生很大的衝擊電流流過功率開關管的集電極與發射極到地，衝擊電流會產生很強的噪聲和產生emi幹擾，同時超出了功率開關管的安全工作範圍。
與現有技術相比，本發明具有如下有益效果：該電磁加熱電路設置有電源電壓轉換模塊，使功率開關管驅動模塊的供電電壓可以在不同工作狀態下進行轉換。當要檢鍋或啟功率時，先啟動電源電壓轉換模塊，把電源電壓從18v轉為9v，降低功率開關管驅動模塊的供電電壓，從而降低功率開關管集電極電流，然後啟動功率開關管，讓功率開關管工作在軟開關狀態，從而降低硬開關狀態下產生的大的衝擊電流的幅值，減少電磁emi幹擾和噪聲，保證功率開關管工作在安全電流範圍內，實現連續低功率的功能。
附圖說明
圖1為電磁加熱電路的模塊框圖；
圖2為電磁加熱電路實施例一的電路圖；
圖3為電磁加熱電路實施例三的電路圖；
圖4為igbt的集電極電流與控制極電壓之間的特性曲線圖；
圖5為電磁加熱電路的控制方法實施例一的波形圖；
圖6為電磁加熱電路的控制方法實施例一的示波器相關聯包絡波形圖；
圖7為電磁加熱電路的控制方法實施例一的示波器分散包絡波形圖；
圖8為現有技術的電路圖；
圖9為現有技術的波形圖。
1、控制模塊2、電源電壓轉換模塊3、功率開關管驅動模塊4、功率開關管5、lc諧振模塊6、電源模塊，
具體實施方式
為了使本發明實現的技術手段、創作特徵、達成目的與功效易於明白了解，下面結合具體實施例，進一步闡述本發明。
如圖1所示，一種電磁加熱電路，包括：控制模塊1、功率開關管4驅動模塊3、功率開關管4、lc諧振模塊5和電源模塊6，控制模塊1控制功率開關管4驅動模塊3驅動功率開關管4，lc諧振模塊5與功率開關管4相連，電源模塊6接入電路供電，電磁加熱電路設置有電源電壓轉換模塊2，電源電壓轉換模塊2與電源模塊6相連，電源電壓轉換模塊2接收控制模塊1的信號周期性地變換功率開關管4驅動模塊3的驅動電壓。
電路圖如圖2所示，電源電壓轉換模塊2工作原理如下：
1)當ppg1輸出高電平時，q4、q6飽和導通:q4飽和導通，節點c為低電平，則q5飽和導通；q6飽和導通，節點e為低電平，則q7截止，節點d處為高電平，q8截止；電源電壓轉換模塊的輸出點節點f處的輸出電壓為節點a處的電壓，即穩壓二極體zd3兩端的電壓；
2)當ppg1輸出低電平時，q4、q6截止:q4截止，節點c為高電平，則q5截止；q6截止，節點e為高電平，則q7飽和導通，節點d處為低電平，q8飽和導通；電源電壓轉換模塊的輸出點節點f處的電壓為節點b處的電壓，即穩壓二極體zd3、zd4兩端的電壓和；
3)當ppg1輸出高電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓的一半；當ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓等於vcc電壓；其中，vcc電壓為電源模塊6輸出電壓，zd3、zd4為相同型號的穩壓管，q5和q8的導通壓降忽略。
q4、q5、q6、q7、q8為功率開關元器件，例如三極體、mos管、igbt等。
電源電壓轉換模塊2實施例一如圖2所示，q6接於q7的基極和發射極之間；穩壓管zd3正極接於地，負極接於節點a；穩壓管zd4正極接於節點a，負極接於vcc和節點b；q5和q8為pnp型三極體，q4、q6、q7為npn型三極體。此時，當ppg1輸出高電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓的一半；當ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓等於vcc電壓。
電源電壓轉換模塊2實施例二，相較於實施例一q6接於q4的基極和發射極之間；穩壓管zd3正極接於地，負極接於節點a；穩壓管zd4正極接於節點a，負極接於vcc和節點b；q5和q8為pnp型三極體，q4、q6、q7為npn型三極體。此時，當ppg1輸出高電平，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓；ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓的一半。
電源電壓轉換模塊2實施例三如圖3所示，q6接於q7的基極和發射極之間；穩壓管zd3正極接於地，負極接於節點b；穩壓管zd4正極接於節點b，負極接於vcc和節點a；q5和q8為pnp型三極體，q4、q6、q7為npn型三極體。此時，當ppg1輸出高電平，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓；ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓的一半。
電源電壓轉換模塊2實施例四，相較於實施例三q6接於q4的基極和發射極之間，穩壓管zd3正極接於地，負極接於節點b；穩壓管zd4正極接於節點b，負極接於vcc和節點a；q5和q8為pnp型三極體，q4、q6、q7為npn型三極體。此時，當ppg1輸出高電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為vcc電壓的一半；當ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓等於vcc電壓。
電源電壓轉換模塊2的實施例包括上述的四種實施例，但不僅限於上述的四種實施例。
功率開關管4優選為igbt，如圖4所示，功率開關管為igbt，igbt控制極電壓低於7v時，igbt不能正常工作；igbt控制極電壓為9v時，igbt集電極最大電流低於20a；igbt控制極電壓大於13v時，igbt集電極電流呈直線上升且遠大於20a。
根據igbt導通特性，vcc電壓選擇18v最佳，zd3、zd4選擇9v穩壓管最佳。以電源電壓轉換模塊2實施例一為例，當ppg1輸出高電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為9v，此時igbt處於軟開關狀態；當ppg1輸出低電平時，電源電壓轉換模塊2輸出電壓為18v，igbt飽和導通正常工作。
一種電磁加熱電路的控制方法，電磁加熱電路的控制方法適用於上述的電磁加熱電路，以電源電壓轉換模塊2實施例一為例電路圖如圖2所示，vcc電壓選擇18v，zd3、zd4選擇9v穩壓管，波形圖如圖5所示，具體實施方法如下：
1)電路工作在大功率狀態時，t0-t1時刻ppg1輸出低電平，ppg2輸出控制信號通過功率開關管4驅動模塊3控制功率開關管4周期性的導通、截止；
2)電路工作在小功率狀態時，t1-t2時刻交流電過零點時ppg1輸出低電平，ppg2輸出高電平，功率開關管4停止工作；
3)自交流電過零點起5-10ms後，t2-t3時刻ppg1輸出高電平，此時電源電壓轉換模塊2輸出電壓為9v，即功率開關管4控制極電壓為9v,ppg2輸出控制信號通過控制功率開關管4驅動模塊3驅動功率開關管4周期性的導通、截止，此時電路為軟啟動狀態；
4)到達過零點後但未到達下一個過零點前，t3-t4時刻ppg1輸出低電平，此時電源電壓轉換模塊2輸出電壓為18v,即功率開關管4控制極電壓為18v，ppg2輸出控制信號通過控制功率開關管4驅動模塊3驅動功率開關管4工作在飽和導通狀態，進行正常工作；
5)等待下一次交流電過零點時刻t4，返回步驟2)。
其中，步驟2)與步驟3)的經歷的時間和，即t1-t3為一個及以上的交流電過零點所經過的時間。步驟4)到步驟5)時間間隔，即t3-t4為一個及以上的交流電過零點所經過的時間。
一種電磁加熱電路的控制方法，以電源電壓轉換模塊2實施例一為例，vcc電壓選擇18v，zd3、zd4選擇9v穩壓管，測試所得的示波器包絡波形圖如圖6和圖7所示，其中ch1通道為功率開關管4集電極電壓波形，ch2通道為功率開關管4驅動模塊3驅動電壓波形，ch3通道為電源電壓波形即18v電壓波形，ch4通道為功率開關管4集電極電流波形。由圖可知對應圖5的t2-t4時間段，功率開關管4集電極電壓有下降後再上升至恢復正常的過程，功率開關管4集電極電流有一個下降後上升的過程，功率開關管4驅動模塊3驅動電壓有從9v轉換為18v的過程。
現有技術的電路圖如圖8所示，波形圖如圖9所示，控制模塊1通過ppg1直接控制功率開關管4驅動模塊3的驅動電壓，驅動電壓為固定電壓。電路在小功率加熱時，功率開關管4的每個工作周期中，由於加熱功率低，功率開關管4導通時間短，功率開關管4關斷後lc諧振迴路沒有足夠的能量把功率開關管4集電極電壓降到零伏，正常工作狀態下為100-300v,此時功率開關管4工作在硬開關狀態，導通瞬間產生很大的衝擊電流流過功率開關管4的集電極與發射極到地，衝擊電流會產生很強的噪聲和產生emi幹擾，同時超出了功率開關管4的安全工作範圍。
本發明中電磁加熱電路設置有電源電壓轉換模塊2，使功率開關管4驅動模塊3的供電電壓可以在不同工作狀態下進行轉換。當要檢鍋或啟功率時，先啟動電源電壓轉換模塊2，把電源電壓從18v轉為9v，降低功率開關管4驅動模塊3的供電電壓，從而降低功率開關管4集電極電流，然後啟動功率開關管4，讓功率開關管4工作在軟開關狀態，從而降低硬開關狀態下產生的大的衝擊電流的幅值，減少電磁emi幹擾和噪聲，保證功率開關管4工作在安全電流範圍內，實現連續低功率的功能。
本領域的普通技術人員可以理解，上述各實施方式是實現本發明的具體實施例，而在實際應用中，可以在形式上和細節上對其作各種改變，而不偏離本發明的精神和範圍。