無線通信的空一時編碼信號的解碼的製作方法

2023-08-13 06:59:51 1

專利名稱：無線通信的空一時編碼信號的解碼的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信，更具體地說，本發明涉及在有衰減和其它降質的情況下，用於有效無線通信的技術。
用於減輕無線電信道中的多路衰減的最有效技術是通過控制發射器功率，消除發射器上的衰減效應。即，如果已知發射器(位於鏈路一側)上的信道狀態，則發射器可預矯正信號，以克服接收器(位於鏈路另一側)上的信道影響。但是，這種方法存在兩個主要問題。第一問題是發射器的動態範圍。為使發射器能夠克服x dB衰減，必須使其功率增大x dB，在大多數情況下，由於輻射功率限制，以及放大器的大小和費用，這是不切實際的。第二問題是正如從接收器所看到的一樣，發射器對信道沒有任何了解(除了時分雙工系統之外，時分雙工系統中，發射器通過同一信道從已知的其它發射器接收功率)。於是，如果想基於信道特徵控制發射器，必須從接收器向發射器發送信道信息，這導致通過量降低，並增大發射器和接收器的複雜性。
其它有效技術是時間和頻率分集技術。通過使用時間重疊和編碼，可提供分集改進。這同樣適用於跳頻和擴展頻譜。但是，當信道緩慢變化時，時間重疊導致不必要的很大延遲。同樣，當信道的相干帶寬較大(延遲擴展較小)時，頻率分集技術不起作用。
眾所周知在最分散的環境天線分集是最實用和最有效的降低多路衰減影響的技術。天線分集的傳統方法是在接收器使用許多天線，並執行組合(或選擇)，以改進接收信號的質量。
在諸如IS-136和GSM之類當前無線通信系統中使用接收器分集方法的主要問題是接收器的費用，大小及功耗限制。顯然，尺寸小，重量輕，費用低是最重要的。在接收器中加入許多天線和RF鏈(或者選擇和開關電路)目前不可行。從而，分集技術常常只用於在基站藉助許多天線(和接收器)改進上行鏈路(接收器到基站)傳輸質量。由於基站常常服務成千上萬的接收器，因此向基站，而不是向接收器加入設備將更為經濟。
近來，已提出一些關於發射器分集的有利方法。A．Wittneben在「Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST」，Proceeding of the 1991 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC41st)，PP．848-853，1991年5月，以及在「A New Bandwidth EfficientTransmit Antenna Modulation Diversity Scheme For Linear DigitalModulation」，Proceeding of the 1993 IEEE International Conferenceon Communication(IICC』93)，PP．1630-1634，1993年5月中提出了延遲分集方案。該提議是關於基站通過一個天線發射一序列符號，並通過另一天線延遲發射相同序列的符號。
1995年12月26日頒發給Nambirajan Seshadri的美國專利5479448公開了類似的方案，其中通過兩個天線發射一序列代碼。藉助連續地把每個代碼引向不同的天線的循環開關，按規定路線發送該序列代碼。由於在不同時刻，通過許多天線發射同一符號的副本，實現了空間和時間分集。隨後使用最大似然序列估算器(MLSE)或者最小均方差(MMSE)均衡器求解多路失真，並提供分集增益。另外參見N．Seshadri，J．H．Winters，「Two Signaling Schemes forImproving the Error Performance of FDD Transmission SystemsUsing Transmitter Antenna Diversity」，Proceeding of the 1993 IEEEVehicular Technology Conference(VTC 43rd)，PP．508-511，1993年5月；和J．H．Winters，「The Diversity Gain of Transmit Diversity inWireless Systems with Rayleigh Fading」，Proceeding of the 1994ICC／SUPERCOMM，New Orleans，Vol．2，PP．1121-1125，1994年5月。
Tarokh，Seshadri，Calderband和Naguib在美國專利，序列號為08／847635，申請日為1997年4月25日(以1996年11月7日提出的臨時申請為基礎)公開了另一種有利的方法，其中根據天線對符號編碼，通過這些天線同時發射符號，並利用最大似然解碼器解碼。更具體地說，發射器處的處理以M1個二進位位的信息塊的形式處理信息，M1是M2的倍數，即，M1=k*M2。它將每一組連續的M2個二進位位轉換為信息符號(從而產生k個信息符號)，把每個序列的k個信息符號編碼為n個信道代碼(從而為每個序列的k個信息符號形成一組n個信道代碼)，並把一組代碼中的每個代碼應用於不同的天線。
最近，Alamouti等在美國專利申請09／074224，申請日為1998年5月5日中公開了一種很有效的方法。該公開揭示了可實現具有兩個發射器的方案，該方案提供具有帶寬效率的分集，在接收器易於解碼(僅僅進行線性處理)，以及與最大比率組合方案相同的性能。在該方案中，構象具有4個符號，幀具有兩個時隙，在時隙內到達兩個二進位位。對這些二進位位編碼，以致在第一時隙中，符號c1和c2分別由第一和第二天線發送，在第二時隙中，符號-c2*]]>和c1*]]>分別由第一和第二天線發送。因此，這可由等式r=Hc+n表示，這裡r是在這兩個時隙中收到的信號的矢量，c是符號c1和c2的矢量，n是在這兩個時隙中收到的噪聲信號的矢量，H是反映前述符號構象的正交矩陣。
該公開方法的良好性能推動尋找具有同樣良好性能的，帶有大量發射天線的其它系統。
藉助對任意數目的發射天線編碼的方法，促進了對信號編碼、並通過多個天線發射編碼信號的現有技術。另外還公開了最大似然解碼通用方法，為發射器的所有發射天線形成決策規則，並確定使下述等式達到最小的發射符號ci=argminc|Ri-c|2+(-1+|hi,j|2)|c|2]]>這裡，Ri=t=1nj=1mrtjht(i)j*t(i)]]>rtj]]>是在接收天線j，在時間間隔t接收的信號。
ht(i)j*]]>是發射符號ci的發射器天線和接收天線j之間的信道傳輸函數的復共軛，δt(i)是時間間隔t內符號ci的符號。


圖1是具有n個天線的發射器和具有j個天線的接收器的方框圖，這裡發射器和接收器按照這裡公開的原理工作。
圖1是帶有具有n個發射器天線的發射器，和具有j個接收天線的接收器的方案的方框圖。當n=2時，圖1簡化為前述Alamouti等的申請09／074224的圖1。在該申請中，在發射器10的輸入端施加的一序列符號c1，c2，c3，c4，c5，c6導致下述序列被天線11和12發送。
傳輸可用下述矩陣表示
這裡列代表天線，行代表傳輸時間。相應的接收信號(忽略噪聲)是
這裡h1是從天線11到天線21的信道係數，h2是從天線12到天線21的信道係數，它也可採取下述形式
，或者r=Hc (2)將其擴展到基站的n個天線和遠程裝置中的m個天線，信號rtj]]>代表天線j在時刻t接收的信號，並由下式給出rtj=i=1nhijctj+ntj---------------(3)]]>這裡ntj]]>是接收器天線j處時刻t的噪聲，並被假定為獨立的、零均值、複數高斯隨機變量。n個天線中的各個天線發射的符號的平均能量為1／n。
假定已知從發射天線i到接收天線j的信道係數hij，接收器的決策量度是i=1lj=1m|rij-i=1nhijcij|2-------------------(4)]]>在所有的代碼字C11C12C1nC21C22C2nCl1Cl2Cln]]>中，確定使該和達到最小的代碼字。
對於具有實符號的構象，所需的是具有中間體(intermediate)±C1，±C2，…±Cn的大小為n的正交矩陣。正交設計的存在問題在數學著作中被稱為Hurwitz-Radon問題，並在20世紀初由Radon徹底解決了。已證明如果並且只有當n=2，4或8才存在正交設計。
實際上，通過採用，例如下述矩陣，可為n=2，4或8的圖1系統設計這樣的矩陣。
或者 這意味著當發射器採用，例如8個天線時，發射器累積一個8位幀，在開始下一幀的情況下，在第一時間間隔中，這8個天線發射位c1，c2，c3，c4，c5，c6，c7，c8(第一行的符號)。在第二時間間隔中，這8個天線發射位-c2，c1，c4，-c3，c6，-c5，-c8，c7(第二行的符號)等等。
仔細研究上述矩陣，發現各行只是第一行的帶有可能不同符號的重排列。該重排列可由εk(p)表示，以致εk(p)=q意味著在第k行中，符號cp出現在第q列中。通過用δk(i)表示第k行中ci的符號，可表示不同的符號。
可證明使等式(4)的量度達到最小等同於使下述和達到最小i=1n(|t=1lj=1mrtjht(i),j*t(i)-ci|2+(-1+|hi,j|2)|ci|2)-----------(8)]]>由於項|t=1lj=1mrtjht(i),j*t(i)-ci|+(-1+|hi,j|2)|ci|2]]>只取決於ci，信道係數，以及矩陣的重排列和符號，因此使外和(outer sum)(求和下標i範圍內)達到最小相當於使1≤i≤n的各項達到最小。從而，最大似然檢測規則將為所有發射天線i=1，2，…n形成決策變量Ri=rtjht(i)j*t(i)-------(9)]]>並且如果ci=argminc|Ri-c|2+(-1+|hi,j|2)|c|2------(10)]]>從所有構象符號中確定符號ci。這是非常簡單的提供分集的解碼策略。
在藉助正交設計，提供發射分集方面，具有兩點有吸引力的地方。
● 在正交設計提供全分集下的最大可能傳輸速率的意義上，不存在帶寬損失。
● 具有極其簡單的最大似然解碼算法，在接收器該算法只使用線性組合。該算法的簡單性來自於正交設計的列的正交性。
即使在發射器允許線性處理，也可保持上述特性。於是，根據這裡公開的原理，放寬正交陣列的定義，以允許發射器處的線性處理。現在從不同天線發射的信號將是構象符號的線性組合。
下面定義Hurwitz-Radon矩陣族。
定義如果 則把一組n×n實矩陣{B1，B2，…Bk}稱為大小為k的Hurwitz-Radon矩陣族。
Radon已證明當n=2ab時，b是奇數，a=4c+d，0≤d＜4，並且0≤c，則Hurwitz-Radon n×n矩陣族含有少於ρ(n)=8c+2d≤n矩陣(Hurwitz-Radon n×n矩陣族中元素的最大數目為ρ(n)-1)。如果並且只有當n=2，4或8時，Hurwitz-Radon矩陣族才含有n-1個矩陣。
定義令A為具有項aij的p×q矩陣，並令B為任意矩陣。張量乘積A_B為 引理對於任意n，存在大小為ρ(n)-1的Hurwitz-Radon矩陣族，其元素是集合{-1，0，1中的整數矩陣。
證明藉助顯示結構進行證明。令Ib表示大小為b的單位矩陣。我們首先注意到如果n=2ab，b為奇數，則由於ρ(n)獨立於b(ρ(n)=8c+2d)，因此ρ(n)=ρ(2a)。此外，給定大小為s=ρ(2a)-1的2a×2aHurwitz-Radon整數矩陣族，集合{A1_Ib，A2_Ib，…Ak_Ib}是大小為ρ(n)-1的Hurwitz-Radon n×n整數矩陣族。根據上述觀察結果，足以為n=2a證明該引理。為此，我們可選擇一組Hurwitz-Radon矩陣，例如 並且令n1=s4s+3，n2=s4s+4，n3=s4s+5，n4=s4s+6，和n5=s4s+7。則ρ(n2)=ρ(n1)+1ρ(n3)=ρ(n1)+2 (16)ρ(n4)=ρ(n1)+4ρ(n2)=ρ(n1)+8可觀察到矩陣R是大小為ρ(2)-1的Hurwitz-Radon整數族，{R_I2，P_I2，…Q_I2是大小為ρ(22)-1的Hurwitz-Radon整數族，並且(I2_R_I2，I2_P_R，Q_Q_R，P_Q_R，R_P_Q，R_P_P，R_Q_I2)是大小為ρ(23)-1的整數Hurwitz-Radon族。從上現延伸出，可容易地證實如果{A1，A2，…Ak}是n×n矩陣的整數Hurwitz-Radon族，則{R_In}∪{Q_Ai，i=1，2，…，s} (17)是s+1整數矩陣(2n×2n)的整數Hurwitz-Radon族。
另外，如果{L1，L2，…Lm}是k×k矩陣的整數Hurwitz-Radon族，則{P_Ik_Ai，i=1，2，…s}∪{Q_Lj_In，j=1，2，…j}∪{R_Ink(18)是s+m+1整數矩陣(2nk×2nk)的整數Hurwitz-Radon族。
藉助對於n=23構造的大小為ρ(23)-1的整數Hurwitz-Radon矩陣族，藉助集合{-1，0，1}中的表列值，等式(17)給從n1到n2的轉變。通過利用(18)，並令k=n1和n=2，得到從n1到n3的轉變。類似地，在k=n1和n=4的情況下，得到從n1到n3的轉變，並且在k=n1和n=8的情況下，得到從n1到n5的轉變。
由於設計矩陣的列的正交性，實現上面描述的簡單的最大似然解碼算法。這樣，可允許可通用的正交設計定義。這樣不僅為任意數目的發射天線產生新而簡單的傳輸方案，並且把Hurwitz-Radon理論推廣到非方形矩陣。
定義大小為n的通用正交設計G是帶有輸入項0，±x1，±x2，…，±xk的p×n矩陣，以致GTG=D是具有為(l1ix12+l2ix22++lkixk2)]]>形式的正交Dii，i=1，2，…，n的正交矩陣。係數l1i,l2i,,lki]]>是正整數。G的比率是R=k／p。
定理如果並且只有當存在用相同變量表示，並且大小相同的通用正交設計G，以致GTG=(x12+x12+xk2)I]]>時，才存在用變量x1，x2，…xk表示的p×n通用正交設計E。
鑑於上述定理，在不損失通用性的情況下，可假定用x1，x2，…xk表示的任意p×n通用正交設計G滿足GTG=(x12+x12+xk2)I]]>為了利用通用正交設計，從n個天線發射信號，可採用上述推論。
鑑於大小為2b的構象A，可獲得kb／p的通過量。在時隙1，kb二進位位到達編碼器，該編碼器選擇構象符號c1，cx，…cn。通過設定xi=ci，編碼器繁殖矩陣，並在時刻t=1，2，…，p，從天線1，2，…，n同時發射信號Gt1，Gt2，…Gm。即發射矩陣設計是
這樣，在p傳輸的各幀內，kb二進位位被發送。可證明分集級(diversity order)為nm。空-時編碼理論認為對於nm的分集級，每個時隙有可能傳輸b個二進位位，並且這是最可能的。於是，對於該編碼方案定義的比率為kb／pb，或者說k／p。
下面給出用於構造具有低解碼複雜性和全分集級的高比率線性處理設計的方法。把發射器存儲器考慮進去是有利的，這意味著給定比率R及發射天線的數目的情況下，有利於使幀p中的時隙數目降至最小。
定義對於給定對(R，n)，A(R，n)是最小數目的p，以致存在具有最低限度比率的p×n通用設計。如果不存在這種設計，則A(R，n)=∞。
A(R，n)的值是通用設計理論的根本問題。該問題最重要的部分是A(1，n)的計算，因為全比率通用設計是帶寬高效的。為了解決該問題，提供下述結構。
結構I令X=(x1，x2，…，xp)和n≤ρ(p)。在上面的討論中，利用元素{A1，A2，…Ap(p)-1構造了大小為ρ(p)-1的整數p×p矩陣族(等式12後的引理)。即，元素Ai在集合{-1，0，1}中。令A0=I，並研究p×n矩陣G，其第j列是Aj-1XT，j=1，2，…，n。Hurwitz-Radon條件意味著G是全比率的通用正交設計。
根據上面所述，可確定若干事實● A(1，n)的值是較小的數字p，以致n≤ρ(p)。
● 對於任意n≥2，A(1，n)的值是2的冪。
● A(1，n)的值=min(24c+d)，這裡在集合{c，d｜0≤c，0≤d＜4，並且8c+2d≥n內求最小值。
● A(1，2)=2，A(1，3)=A(1，4)=4，並且A(1，n)=8，5≤n＜8。
● 對於n=2，4和8來說，正交設計是delay optical。
● 對於任意R，A(R，n)＜8。
上面明確地構造了具有ρ(p)個元素的，大小為p的Hurwitz-Radon矩陣族，以致該矩陣族中的所有矩陣都具有集合{-1，0，1中的表列值。在具有這種大小為p=A(1，n)的Hurwitz-Radon矩陣族的情況下，我們可把結構I應用於提供具有全比率(full rate)的p×n通用正交設計。
該全比率通用正交設計具有為±c1，±C2，…，±cp形式的表列值。這樣，對於具有n≤8發射天線的發射器，比率為1的下述優化通用設計為
上面公開的簡單發送分集方案用於實信號構象。用於復構象的設計也是可能的。這裡設想的大小為n的復正交設計是其表列值是未定元±c1，±c2，…，±cn，它們的復共軛C1*,C2*,,Cn*]]>，或者這些未定元乘以±i，這裡i=-1]]>。在不損失通用性的情況下，我們可選擇第一行為C1，C2，…，cn。
可證明存在半比率(R=0．5)復通用正交設計。通過除了用其復共軛代替各個符號之外，如上關於實符號所述那樣形成設計，並對各行進行重複，可構造這種復通用正交設計。更正規地說，假定需要為復符號實現設計，我們可用2×2實矩陣 代替各個復變量ci=ciR+icil]]>，這裡i=-1]]>。這樣， 並且 容易看出這樣形成的矩陣是實正交設計矩陣。下面通過直接根據上面公開的原理的應用得出的，對於任意數目的發射天線的擴展，利用三個和四個發射天線，給出傳輸的半比率代碼。
這些傳輸方案及它們的更高n值的類似方案不僅給出全分集，而且比起未編碼的來說，帶來3dB的額外編碼增益，但是損失一半的理論帶寬效率。
圖1描繪了發射器包含對施加的信號流敏感的編碼器13。在大多數實施例中，編碼器將包括用於存儲輸入的符號的存儲器。這些輸入符號是按照上述公開的過程(process)，並被應用於n個映射器14。映射器14把符號映射到二維構象上，並把映射後的符號應用到n個脈衝整形器15，脈衝整形器15對信號進行調製，並把調製信號應用到發射天線11。發射器10的結構只是例證性的，可採用能夠實現本發明好處的其它許多設計。
發射的信號由接收器20接收，接收器20包括j個接收天線21。接收的信號被應用於檢測器25，檢測器25根據例如上面結合等式9和10說明的檢測方案檢測信號。信道估算器22是常規的信道估算器，其作用是為檢測器25估算信道參數。
權利要求
1．一種對發射器發送的信號解碼的接收器，包括j個接收天線；和對所述j個接收天線敏感的解碼器，用於從作為發射器發射的信號的一組已知信號中選出使下式達到最小的信號Ci=argminc|Ri-c|2+(-1+|hi,j|2)|c|2]]>這裡，Ri=t=1nj=1mrtjh1(i)j*t(i)]]>rtj]]>是在接收天線j，在時間間隔t接收的信號，h1(i)j*]]>是發射符號ci的發射器天線和接收天線j之間的信道傳輸函數的復共軛，δt(i)是時間間隔t內符號ci的符號。
2．一種對發射器發送的信號解碼的接收器，包括j個接收天線；和解碼器，用於通過為發射器的所有發射天線形成Ri=t=1nj=1mrtjht(i)j*t(i)]]>，並且如果Ci=argminc|Ri-c|2+(-1+|hi,j|2)|c|2]]>被滿足，從所有構象符號中確定符號ci，這裡rtj]]>是在接收天線j，在時間間隔t接收的信號，ht(i)j*]]>是發射符號ci的發射器天線和接收天線j之間的信道傳輸函數的復共軛，δt(i)是時間間隔t內符號ci的符號。
全文摘要
公開了一種用於接收空—時編碼信號,並對通過許多天線接收的空—時編碼信號解碼的方法。還公開了最大似然解碼通用方法,為發射器的所有發射天線形成決策規則,並確定使等式10達到最小的發射符號,這裡在等式(9)中,(r
文檔編號H04B7/08GK1292175SQ99803579
公開日2001年4月18日 申請日期1999年2月26日 優先權日1998年3月3日
發明者阿瑟·R·卡爾德班克, 哈密德·加法爾克哈尼, 阿伊曼·F·納蓋布, 納姆比拉詹·塞斯哈德裡, 瓦西德·塔羅克 申請人:美國電報電話公司