信號處理任務用的複數值的類似數字計算機坐標旋轉的方法

2023-07-10 08:27:21

專利名稱：信號處理任務用的複數值的類似數字計算機坐標旋轉的方法
技術領域：
本發明涉及如權利要求1的前序部分特徵所述的、信號處理任務用的複數值的類似CORDIC(數字計算機坐標旋轉)的方法，以及用於實現這樣方法的一種通信系統，其中本發明尤其涉及在採用多個天線時用於數據檢測的一種方法。
在無線通信領域中，譬如在按UMTS標準(UMTS通用移動電信系統)的第三代移動無線電中，數目增長的實時應用使得有必要開發用於並行信號處理的算法和結構體系。對此，大多數公知的算法和結構體系以輸入實數數據為前提。這尤其適用於所述結構體系應實現VLSI實施的情況。通常藉助於標準化的裝置來覆蓋具有複數數據的情況，譬如通過應用四個實數和乘法來執行一個複數的乘法。但是在許多實際應用中，譬如在自適應的波束整形中—在這裡尤其是指天線陣列的電可調方向特性—或在接收多個用戶時，複數數據的處理將具有越來越大的重要性。
用於MVDR自適應波瓣整形(MVDR最小方差無失真響應)的處理器裝置藉助最小二乘法(最小二乘問題)基本上實現了複數值問題的解決方案，這是通過將一個或多個邊界條件引入到給定的最小化問題中來獲得的。對此，在MVDR中是在同時遵守如下補充條件的情況下將輸出信號的對應於平均功率的方差最小化，該補充條件就是應該無失真地、即沒有放大和衰減地接收某個入射方向的信號。此外，藉助最後將右側的輸出信號與變換因子的平方根相乘來實現所述輸出信號的直接計算。在此，不在這些處理器陣列中執行所述考慮邊界條件的計算，而是在一種預處理步驟中進行。所述的處理器陣列完全由一些計算圓形旋轉的(對角的單元)或採用圓形旋轉的處理器單元(非對角的單元)組成。譬如從J.Ma、K.K.Parhi、Ed F.Deprettere著的＂基於流水線CORDIC的QRD-MVDR波束整形＂，IEEE聲學語音國際會議彙編，信號處理，3025-3028頁，西雅圖(美國)，1998中公開了MVDR自適應的波瓣整形(QDR矩陣的QR分解)。在擴充的處理器陣列上實現具有多個線性邊界條件的MVDR波束整形。在採用舒爾(Schur)補數的條件下，將所述的線性邊界條件引入到所述的最小化問題可以表達為一種部分的高斯消除法。藉助一種通常的QR分解來解決從中所產生的最小二乘問題。甚至所述輸出信號的直接計算在最後所採用的乘法也可以通過使用Schur補數而被表達為一種線性變換。因此可以達到如下的實施，即所述的實施完全基於線性的高斯變換和圓形的Givens旋轉，並可以藉助一種由處理器組成的上三角形陣列來實現。
為了實現所述的複數值變換，以一種因子分解的形式來表達它們。這種因子分解相應地由實數值的線性變換和圓形變換組成，並將所述複數的相位旋轉引入到所述的變換中。在複數平面中也可以將這些相位旋轉轉用到圓形變換上。因此，可以將所述的複數變換轉用到若干實數變換上，譬如可以通過四個實數乘法來表達一個複數乘法。然而在利用這種因子分解的條件下，可以詳細地表達複數變換的因子分解旋轉圖，也就是說，在一種在算法期間伴隨於所含有關矩陣的對角矩陣中累加所述相位旋轉中的一個。這相當於因子分解旋轉的基本思想，其中將標度因子轉移到一種對角矩陣中。在計算結束時補償所述的對角矩陣。由此減少了所需的實數旋轉的數目，以至於僅需要實數旋轉中的兩個就能消除所含複數的虛部。
正如所討論的那樣，基於實施線性和圓形的複數2×2變換的處理器單元，可以實現具有多個邊界條件的MVDR波束整形的整個上三角處理器陣列。將這些變換稱為實數的線性和圓形的2×2變換。在採用一種線性或圓形的CORDIC處理器的條件下實現每個實數變換(CORDIC數字計算機上的坐標旋轉)。在所述的CORDIC方法中，藉助簡單的移位和加法運算實施一個二元矢量的旋轉。通過用於直接計算輸出信號的最後線性變換來補償在對角矩陣中所聚集的相位因子。
當前的MVDR波束整形器在這裡尤其涉及一種具有電可調方向特性的、考慮了多個邊界條件的天線陣列，它在一種調製的數位訊號上、譬如在一種4-QAM信號上得到應用(4-QAM在信號空間具有4個點的正交調幅)。仿真已表明，尤其在考慮近似精度和標度的條件下，所需的計算工作量在很大程度上取決於應用的專門條件，譬如SNR(SNR信號噪聲比/信噪比或信號幹擾比)。
通常的系統結構包括布置在平面的位置mi上的無方向性的M個傳感器元件。所述的天線陣列接收一種混合信號，它由要解碼的所希望的信號、來自未知方向的不受歡迎的幹擾信號、和在所有方向上平均相等的背景噪聲組成。在附

圖1中所示的這種系統結構中應該考慮到，從接收信號s1(t)的角度看，第二信號s2(t)也是一種入射方向為已知的幹擾源，而信號s3(t)應該是一種具有未知到達方向的幹擾源。為了簡化，假設在每個傳感器上的傳播方向是相同的，並且波形是平面的，使得可以採取遠場近似。所述的各個傳感器輸出信號xi(t)作為複數的基帶信號出現，其中，應考慮到所接收的信號通常是某些已變換成等效低通信號的已調製信號。因此可以採取一種窄帶近似，也就是說，每個天線元件都接收相同的信號，但具有時間延遲。在一個傳感器i上的等效低通信號可以描述為xi(t)=x~(t)exp(-j2fCi)+ni(t),---(1)]]>式中， 為在布置在附圖1中所示天線坐標系原點上的一種虛擬基準傳感器元件上的複數基帶信號、τi為傳感器i相對於所述基準傳感器的信號時間延遲、fc為載頻、和ni(t)為高斯白噪聲。因此需要兩個方程用於完整地描述附圖1。在N×M矩陣C中，可以通過屬於每個天線和每個已知傳播方向的指數表達式的組合來實現更緊湊的符號表示法，其中，N為已知信號方向的數目。按如下來定義所述的矩陣 式中，Φi，k＝-2πfcτi，k。下標k相當於一種給定的場幾何形狀的第k個到達方向，而在給定的到達方向上可以通過投影觀測較容易地計算出所述的時間延遲τi，k。將所述的離散信號xi(n)考慮作為模擬前端的、或與每個傳感器的前端相連的前側端子的輸出信號。結合以下的實施例來討論與此有關的細節。所採樣的信號布置在一種n×M矩陣X中 式中，n為在每個天線上所採集的採樣值的數目或號碼。通過用複數的因子wm給所述傳感器的輸出信號或輸出值進行加權，這些乘積的總和便產生一種空間濾波器、即所謂的波瓣整形器或波束整形器。基於每個加權因子wi＝[w1，…，wM]T屬於一個所希望的輸出信號ei這種事實，定義一種含有所述濾波器輸出值的信號矩陣E＝[e1e2…el]，式中L≤N。
用於方向預給定的定向技術在於，要求應放大所述希望的信號，而應抑制從另外的方向入射的噪聲和幹涉信號。這便產生了以下的最小二乘表達式minwi||ei=Xwi*||22]]>其中i∈[1，L]， CW*＝B，(4)式中，L為所希望輸出信號的數目，而B表示所述的放大矩陣，尤其是增益矩陣。N×K矩陣B中的元素大多是取自數集{0，1}；0代表幹擾抑制，1代表所述信息信號的單位增益。所述的加權矩陣W又由矢量wi組成，使得W＝[w1w2…wL]。以這種方式和方法用所述的最小二乘判據來嘗試使所述波瓣整形器的輸出功率最小化，而且同時滿足所述的邊界條件。針對附圖1中所示的系統結構獲得兩個已知信號方向s1(t)、s2(t)的N＝2個邊界條件，使得C2xM，B＝I2，以便獲得E＝[e1e2]。
在迄今已知的在處理器陣列上實現MVDR波束整形算法的方法中，不是在所述的處理器陣列內部一同計入所述的補充條件，而是在一個單獨的預處理步驟中考慮它們。因此既在硬體方面，也在編程方面都需要相應高的工作量，以便尤其能在採用多個天線時進行數據檢測。
本發明的任務在於改善信號處理任務用的複數值的類似CORDIC的方法，以及改善一種用於實現這樣方法的通信系統。
通過一種具有權利要求1特徵的複數值的類似CORDIC的方法，或通過一種用於實施這樣方法的且具有權利要求6特徵的通信系統來解決此任務。有利的改進方案由從屬權利要求給出。
這樣的方法尤其能夠在構造形式相同的和基於CORDIC的實數單元中實現所述完整的複數值信號處理。為此在一種處理器陣列中實施所述的方法，其中一同計入所述的補充條件，並因此取消一個單獨的預處理步驟。
以所建議的方式實現把所述複數的相位因子轉移到對角矩陣中的方法也是有利的。
所述的方法特別提供了如下可能性，即尤其在通信系統中進行很簡單的硬體實施，因為所述的單元一方面擁有互相很相似的構造，而另一方面通過所述的CORDIC實施只須執行移位和加法運算。
以下藉助附圖來闡述一個實施例。所展示的圖1為一種系統結構，它具有四個傳感器元件、兩個來自已知方向的載有信息的信號s1(t)和s2(t)、和一個來自未知方向的幹涉信號或幹擾信號s3(t)；圖2為複數的CORDIC，圖中(a)為一種線性的分析處理、(b)為一種線性的應用、(c)為一種圓形的分析處理、和(d)為一種圓形的應用，其中，所示的塊由以矢量工作方式和旋轉工作方式運行的、線性和圓形的實數CORDIC模塊組成；圖2a為在此所採用的符號的說明；圖3中的(a)為一種按照所述CORDIC原理的乘法單元，(b)與(c)為執行所述相位旋轉的γ計算和累加的三角單元；圖4為一種完整的處理器陣列；圖5為在採用具有標度因子補償的類似CORDIC的近似旋轉的情況下，用於示出比特差錯率的一種表格，其中，由每個實數值的CORDIC處理器單元執行相同數目的CORDIC迭代(μ旋轉)，以及另外還示出了在採用準確旋轉的情況下的比特差錯率；圖6為所述處理器陣列的一種所產生的方向圖。三種信號從不同的方向射入。兩種信號應受到抑制，其中，應以0dB的增益來接收來自-90°的信號。所有入射的信號另外還受到了噪聲(信噪比為每個天線8dB)的幹擾。從公式a=20log10|[ej1,...,ejM]W1|]]>中計算出振幅特性；圖7為相對於μ旋轉數目的所述比特差錯率的一種示圖(信噪比＝8dB)，其中，所示的虛線示出了在準確旋轉情況下的比特差錯率；和圖8為一種基站的示意性構造。
為了說明實施例，首先闡述所述帶有邊界條件的優化問題的解決方案。用於解決所述的帶有邊界條件的優化問題的一種措施在於，將所述的問題表達為一種沒有邊界條件的最小二乘問題(最小二乘問題最小誤差二乘法)。用C＝[C1C2]、WT＝[WT1WT2]和X＝[X1X2]可以將所述補充條件的方程描述為(式中，*＝[*1*2]表示把矩陣*分解成兩個子矩陣，其中第一子矩陣具有N個列)C1W1*+C2W2*=B.---(5)]]>解矩陣W1得出W1*=C1(B-C2W2*)---(6)]]>從中產生XW1*=(X2-X1C1-1C2)W2*-(-X1C1-1B)]]>為此可以用X2=X2-X1C1-1C2]]>以及B2=-X1C1-1B---(7)]]>解決最小二乘問題minW2||X2W2*-B2||22---(8)]]>以便獲得W2，並在此從(6)中計算出W1。在進一步的步驟中可以藉助
E＝XW*(9)計算出所希望的輸出信號。尤其從並行的硬體實施的角度來看，優選地把在求解帶有邊界值的最小二乘問題中所包括的，也即在求解過程(6)、(7)、(8)和(9)中所包括的步驟納入到一種三角矩陣的生成過程中。假設將(n+N)×(M+K)矩陣M定義為 將一系列高斯變換Gpq(s)應用到所述的矩陣M上，其中，Gpq(s)消除了所述的元素mpq，使得C1變成上三角形狀，而且完全消除X1，得出 式中，R1為一種上三角矩陣，而所述的n×(M-N+K)矩陣|X2B2|為M的Schur補數。要說明的是，可以如此來選擇所述的變換，使得R1的對角元素變成實數值。
通過|X2|的QR分解，可以如此來解與下部左側塊有關的最小二乘問題，使得X2=[Q2Qs-]R20]]>式中，[Q2Qs]是一種酉矩陣。由Givens旋轉Jpq(θ)組成所述必要的酉變換。矩陣的定義[P2HPsH]=B2H[Q2Qs]]]>和將一系列Givens旋轉應用到M′上可以看出，通過酉變換來繼續(11)的部分的三角形成過程 正如以前所述的那樣，可以如此選擇所述的Givens旋轉，使得R2的對角元素變成實數值。通過應用以上方程，實際上沒有W的明確計算就可以確定所述的輸出信號。E=XW*=Q2R2W2*-B2.---(13)]]>由於R2W2*＝P2，和B2＝Q2P2+QsPs，所以獲得E=-QsPs.---(14)]]>用一種處理器陣列來實施所述的算法。由於整個算法是從所述矩陣M的三角形成的角度來表達的，所以可以在一個上三角處理器陣列中實現它。
由於所述的信號是複數值的，所以所述的處理器單元必須處理複數值的數據。在通常的實施情況下，所述的單元必須基本上執行乘法和累加。然而計算線性變換和酉變換的邊緣單元必須相應地計算方根和除法。由於它們在計算技術上的複雜性，這些計算比乘法要求更多的時間。為了完成這個問題，下面來研究所述處理器單元的內部構造。
以下將複數的CORDIC模塊化為實數的CORDIC，也就是說轉化為如下方法，即用簡單的移位和加法運算來執行一個二元矢量的旋轉。為了實現這一點，首先以因子分解的形式來表達所述的複數旋轉。可以看出，在將這些一般複數模塊用於所述MVDR波束整形器的情況下，所述的一般複數模塊可以被簡化。從酉旋轉的角度首先研究一種應用於矢量v＝[ra]T的酉2×2矩陣Tu，式中，不僅r而且a都代表複數；也就是說，r＝ 和a＝ 。於是通過Tu=c*s*-sc---(15)]]>來定義Tu，式中， 並因此Tuv=[|r|2+|a|20]T]]>以下設a和r為a或r的相位角。現在可以將Tu分解為4個矩陣 式中，sin=|a||r|2+|a|2]]>以及cos=|r||r|2+|a|2]]>如果現在通過具有實數元素的一種四元矢量 來描述所述的二元複數矢量v，式中 那麼就能夠以下述的方式和方法以具有四個實數變換的表達式來表達方程(16)中的因子分解的複數變換。將Givens旋轉 和 應用到所述的矢量 ，也即相當於乘法re-jr或ae-ja。將矩陣 應用到所述的矢量 ，這同樣相當於將T3z(δ)應用到v。迄今已置換了方程(16)中的四個複數因子中的三個。也可以將所餘下的因子γ表達為一種實數旋轉。然而有利的是，不結合其它的旋轉來執行所述的旋轉，而是延遲這些步驟。假設不結合其它變換來執行所述的相位移γ，也就是說存在著一種由獨立的相位因子e-j1或e-j2組成的剩餘2×2對角矩陣。為了執行所述Givens旋轉序列中的下一個消除步驟，需要執行在方程(15)中規定的所述酉變換。因此應計算 式中， 以及 在少數幾個代數變換之後從中得出 重要之處在於，在所述的引導對角矩陣中可以累加所述的相位因子。因此在最後的變換步驟中可以進行所述的相位補償，而不必在每個處理器單元中計算所述的相位補償。這類似於在因子分解旋轉時所採用的原理，在那裡是在一種伴隨對角矩陣中累加所述旋轉的標度。由於可以將(16)的Tu看作因子分解的旋轉，所以可以相應地處理所述的第一對角矩陣。與因子分解的旋轉相反，為了避免溢出而在所述的算法期間不需要補償所述的對角矩陣，因為所述的對角矩陣γ僅含有相位因子。
以下研究線性的旋轉。與所述的酉旋轉相似，可以將一種複數的線性旋轉描述為由四個適合於實數表達的矩陣所組成的乘積。在線性的情況下，通過 給出所述的2×2變換矩陣T1，將此2×2變換矩陣T1應用到所述的矢量v＝[ra]T，以便消除所述矢量v的第二組分。類似於Tu，將T1的分解定義為 通過將方程(25)中的表達式與方程(16)中的表達式作比較可以發現，在兩種情況下都產生了所述的變換T1和T2。但通過一種線性的變換T31來代替所述的酉變換T3Z。又可以將這種複數變換表達為一種實數的4×4變換矩陣T31(|s|)=10000100-|s|0100-|s|01.---(26)]]>如在方程(16)中那樣，應該用γ執行最後的乘法，這實際上相當於T31T2T1v的所述兩個元素的相位修正。象以上所述的那樣，將所述的相位旋轉寫入一種對角矩陣中，換言之，可以在一種單獨的對角矩陣中累加這些相位旋轉。
下面來講述一個示範性的實施。如果現在置換CORDIC塊的所有實數變換，則產生由所述因子分解的表達式所組成的複數CORDIC單元。附圖2中示出了基於實數CORDIC單元的複數塊。在此，R1或R2的對角值是實數值的。所以在上述的複數CORDIC塊中可以略去多個實數的CORDIC單元。在附圖2中用實線示出了這些塊。附圖4中示出了基於CORDIC單元的整個處理器陣列。上側的兩個處理器系列實施了所述的部分高斯消除法，而位於其下的行中的單元則實施所述的QR分解。此處在一個第二DOA處理塊中(DOA到達方向/接收方向)執行用於從[C1C2B]生成矩陣[C~B~]=[R1C2B1]]]>的部分高斯變換。由DOA算法估測入射信號的方向。由於方向估測算法的高分辨能力，所以通過具有高精度的變換計算可以達到一種較好的效率。由於不必在每個描掃步驟中更新所述陣列的上面部分中的寄存值-因為所述信號的入射方向(DOA)在時間方面變化比較緩慢-，所以所述方向估測器的執行時間不是關鍵的。於是給所述線性處理器單元的寄存器分配所述的值 和 在採用基於CORDIC的近似變換時，這種方法可以提高所述邊界條件的精度。但是要說明的是，所述的處理器陣列以某種精度為所有的CORDIC模塊工作，也即針對每個CORDIC模塊以固定數目的μ旋轉進行工作。通過由三角單元組成的處理器陣列的各列來實施從方程(14)得出的γ因子計算，而且也實施所述的相位補償γ和 。附圖3(b)和3(c)中示出了相應的單元。
從方程(14)得出的γ因子補償不是作為一種通常的乘法單元來實現的，而是通過具有象所述陣列的餘下部分那樣的內部構造的塊來實現。以下將bi和c看作為任意的複數。通過將高斯變換在形式上應用到M=-1[b1,b2,...]c0T]]>可以消除c，以便計算M的Schur補數，也就是G2,1(s)M=-1[b1,b2,...]0c[b1,b2,...].---(27)]]>所述的Schur補數顯然相當於所述的乘積c[b1，b2，…]。因此可以將所述的乘法實施為一種變換計算和變換應用。可以有利地為矢量化採用相同的單元，正象它被用在所述陣列的上面部分中那樣(附圖2(a))。此外，附圖3(a)所示的應用單元具有象六角單元那樣的構造。
以下討論仿真結果。在以下的仿真中假設所述要解碼的信號是4-QAM調製的信號。已經如此選擇了所述的參數，使得表現為一種具有M＝5個天線和3個入射信號的系統結構。所述的天線均勻地分布在一種圓形裝置中，其中，將相鄰傳感器之間的間距設置在半個波長上。
利用以角度-90°或63.4°從所述的已知方向入射的兩個在功率上相同的信號來進行第一仿真試驗。一個具有未知方向的幹擾信號以128.7°入射。將從此得出的比特差錯率作為附圖5所示的信噪比或信號幹擾比的函數來示出。所述的處理器單元利用不同數目的CORDIC迭代進行工作。已經將所述的結果與採用準確旋轉的仿真試驗作了比較。可以發現，三個μ旋轉已經導致幾乎與準確計算相同的比特差錯率。
下面接著研究從中得出的波束圖或方向圖，在這裡是一種天線系統或天線陣列的波束圖或方向圖。為了確定陣列的方向圖，已經在某些仿真步驟之後讀出所述陣列的寄存器單元。象在討論處理器陣列之前已經討論過的那樣，可以從中計算出固有的加權因子。附圖6中示出了所產生的方向圖。藉助虛線示出了所述的信號方向和幹涉信號或幹擾信號方向。儘管所示的曲線具有一種不同的走向，但是它們滿足所述的期望。無論所述的準確計算的方向圖，還是所述的近似求解的方向圖，它們在所述MVDR判據的意義上都最佳地滿足了所述的邊界條件＂增益等於1＂。此外，所述已知幹擾信號或幹涉信號的抑制是很準確的。所述未知幹擾信號的抑制隨著μ旋轉的數目而增長。
為了表徵所述的近似法，已經在費用方面考慮了輸出信號質量(BER比特差錯率)和計算費用之間的折衷。對此，在採用具有標度因子補償的類似CORDIC的近似旋轉時，圖7示出了所述陣列的效率分布圖。可以發現，4個μ旋轉已足夠達到整個可能的效率。
為了實現所述的方法，建議提供象附圖8中所示基站那樣的基站，這些基站在使用所述處理器陣列1的任意空間裝置中具有多個偶極天線2。可因此獲得的數據流被供給所述處理器陣列1的各一個單元。由一個單獨的到達方向塊DOA3提供關於所述入射的有用和幹擾信號的方向信息。在所述處理器陣列的用戶側的輸出端4上施加有代表N個入射信號的基帶信息的N個複數數據流，對於這些信號存在著入射方向。每個輸出端由此提供一個在所述MVDR判據的意義上最佳地指向所述發送機天線陣列的信號。
優選在ASIC(ASIC專用集成電路/客戶/應用專用集成電路)上，或在FPGA(FPGA現場可編程門陣列/由規則結構所構造的、可自由編程的邏輯模塊組成)上實現上述的三角陣列1。這種規則的結構也使得多處理器系統的採用成為可能。尤其通過CORDIC塊來實現各個單元的旋轉裝置。在此，將所述複數值的CORDIC塊化為實數值的CORDIC模塊。所述的處理器陣列1在原則上適合於處理所述複數信號處理中的、可以化為具有補充條件的最小二乘問題的任何問題。建議一種MMMSE接收器作為優選的實施例(MMMSE改進的最小均方誤差)。MMSE表示用於調節濾波器係數的一般判據，其中，在CDMA傳輸系統中採用MMMSE接收器(CDMA碼分多址)。譬如在經無線接口傳輸的未來移動無線電系統中，譬如在UMTS(通用移動電信系統)中，或在具有約2000MHz頻帶中的頻率的第三代其它系統中採用CDMA。在此，所述的改進方案也可以應用於滿足瑞利統計的信道中。
權利要求
1.信號處理任務用的複數值的類似CORDIC的方法，所述的信號處理任務可以化為具有至少一個補充條件的最小二乘問題，其中在一種處理器陣列(1)上執行一種算法，其特徵在於，在所述處理器陣列內部的至少一個工作步驟中考慮所述的補充條件。
2.按權利要求1的方法，其中在構造形式相同的、基於實數CORDIC的單元中實施一種完整的複數值的信號處理。
3.按權利要求1和2的方法，其中將複數的相位因子轉移到一種對角矩陣(1)中。
4.按上一權利要求的方法，其中在CORDIC實施中僅執行移位和加法運算。
5.按上一權利要求的方法，其中將複數值的CORDIC塊化為實數值的CORDIC模塊。
6.尤其是無線電通信系統的通信系統，用於實施如一個以上權利要求所述的、尤其是信號處理任務用的複數值的類似CORDIC的方法，-具有至少一個發送和接收臺，尤其是在任意空間裝置中具有許多偶極天線(2)的基站，和-具有一種處理器陣列(1)，所述的處理器陣列(1)具有許多用於接收多個偶極天線(2)的天線信號的前側輸入端，和許多用於輸出具有N個入射信號的基帶信息的N個複數數據流的輸出端(4)。
7.按權利要求6的通信系統，其中所述處理器陣列(1)的所述許多輸出端(4)是與一種常規的單天線接收器(5)相耦合的。
8.按權利要求7的通信系統，其中所述的處理器陣列(1)是三角形構造的。
9.按權利要求6至8之一的通信系統，其中由一種到達方向塊(DOA，3)提供關於入射的有用和幹擾信號的方向信息。
10.處理器陣列(1)，用於實現如權利要求1至5之一所述的、信號處理任務用的複數值的類似CORDIC的方法。
全文摘要
本發明涉及信號處理任務用的一種複數值的類似CORDIC的方法,所述的信號處理任務可以化為具有至少一個補充條件的最小二乘問題,其中在一種處理器陣列(1)上執行一種算法。為了避免計算所述補充條件用的前聯計算機級,建議在所述處理器陣列內部的至少一個工作步驟中考慮所述的補充條件,其中,尤其在構造形狀相同的、基於實數CORDIC的單元中進行一種完整的複數值的信號處理。相應地也建議一種無線電通信系統,用於為信號處理任務執行複數值的類似CORDIC的方法,所述的無線電通信系統配備有至少一個發送和接收臺,尤其是配備有在任意空間裝置中具有許多偶極天線(2)的基站,並配備有一種處理器陣列(1),所述的處理器陣列(1)具有許多用於接收多個偶極天線(2)的天線信號的前側輸入端,和許多用於輸出具有N個入射信號的基帶信息的N個複數數據流的輸出端(4)。
文檔編號G06F7/544GK1382272SQ0081462
公開日2002年11月27日 申請日期2000年10月20日 優先權日1999年10月20日
發明者M·奧特, M·比克, J·格策 申請人:西門子公司