一種充電樁用電壓變換器的測試方法與流程
2023-08-05 09:12:56
所屬技術領域
本發明涉及充電樁領域，尤其涉及一種充電樁用電壓變換器的測試方法。
背景技術：
隨著全球能源危機的不斷加深，石油資源的日趨枯竭以及大氣汙染、全球氣溫上升的危害加劇，節能和減排是未來汽車技術發展的主攻方向。電動汽車作為新一代的交通工具，在節能減排、減少人類對傳統化石能源的依賴方面具備傳統汽車不可比擬的優勢。
當電動汽車充電電池能源消耗到一定程度時，就需要使用能源供給裝置對該電池進行充電。當前充電裝置主要有兩種形式，一種是直流充電樁，該充電樁功率較大，100kw左右，充電時間短，體積比較大，因此一般安裝在固定的地點；另一種是交流充電樁，直接利用交流電網，輸出交流電能，通過電動汽車自帶的車載充電樁將交流電能轉換為直流電能為充電電池進行充電。在此過程中，充電樁的電壓變換器起到了至關重要的作用。充電樁用的電壓變換器主要由晶閘管等電子開關器件組成，用於進行交直變換，其性能的高低直接關係到充電樁的轉換效率，因此在投入使用前或在使用中，對其的性能的測試對於用戶具有重大的價值。
充電樁用電壓變換器性能測試至少應包括以下方面：
(1)電壓變換器輸出的電壓幅度的檢測。在現有技術中，低功耗產品中的電壓變換器的驅動電流弱，對電子測試設備的要求較為嚴苛，很難對具有弱驅動能力的電壓發生單元所輸出的電壓進行檢測。
(2)特快速瞬態過電壓(vfto)抑制能力的檢測。目前主要通過兩種方式來測試電壓變換器的vfto抑制效果，第一是通過仿真計算的方法，這種方法不需要複雜的試驗迴路與檢測系統，但結果的可靠性不高；第二是通過現場試驗的方法，這種方法結果的真實性高，但如果電壓變換器失效，有可能造成設備的絕緣故障，造成不必要的經濟損失。
(3)諧波檢測。電壓變換器的諧波參數的快速、精準測量是解決充電樁的諧波問題的關鍵因素，也是實現最優補償裝置的必要前提。目前，國內外諧波的檢測方法主要分為兩類：非參數化和參數化。非參數化方法主要有：快速傅立葉變換、瞬時無功功率理論、人工神經網絡和小波變換。其中傅立葉變換功能多，計算方便，但存在頻譜洩漏和欄柵效應影響檢測精度；瞬時無功功率理論實時性較好，但不易於對諧波分析；人工神經網絡具有自學習能力，但不易於硬體實現；小波變換實時性和動態性能較好，但高頻部分頻率分辨低且需要尋找到合適的小波函數。
技術實現要素：
為解決上述問題，本發明提供一種充電樁用電壓變換器的測試方法，通過該方法，能夠快速準確簡單的測試出充電樁用電壓變換器當前各項性能，從而有效解決了現有技術中的問題，為充電樁的可靠安全運行提供了保障。
為了實現上述目的，本發明提供一種充電樁用電壓變換器的測試方法，該方法包括如下步驟：
s1.電壓變換器輸出的電壓幅度的檢測，確定電壓變換器的當前電壓輸出能力；
s2.對電壓變換器的特快速瞬態過電壓抑制能力測試，確定當前電壓變換器的絕緣能力；
s3.對電壓變換器的諧波參數進行測試，確定諧波濾除策略；
s4.綜合分析上述測試結果，得出電壓變換器的整體性能，並確定其是否適合繼續使用，以及確定繼續使用的策略。
優選的，在所述步驟s1中，使得所述電壓變換器的驅動電流低於10na，並具體包括如下步驟：
s11.生成參考電壓，所述參考電壓按照幅度順序遞增或遞減；
s12.比較所述電壓變換器的輸出端輸出的被測電壓與參考電壓，以產生比較結果；
s13.當所述比較結果翻轉時，停止改變所述參考電壓的幅度並將當前的參考電壓作為檢測結果。
優選的，使用參考電壓發生器生成所述參考電壓，所述電壓變換器和所述參考電壓發生器的輸出端之間連接有第一阻抗，所述檢測方法還包括：檢測流經所述第一阻抗的電流流向，當所述電流流向改變時，停止改變所述參考電壓的幅度並將當前的參考電壓作為檢測結果。
優選的，在所述步驟s2中，具體包括如下步驟：
s21.檢測特快速瞬態過電壓迴路未接入電壓變換器時產生的特快速瞬態過電壓信號，記錄所述信號的第一峰值u1；
s22.檢測特快速瞬態過電壓迴路接入電壓變換器進行電壓抑制處理後的信號，記錄所述信號的第一峰值v1和第二峰值v2；
s23.當經電壓變換器抑制特快速瞬態過電壓後產生信號的第一峰值v1與未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第一峰值u1的比值小於設定的第一允許值，且經電壓變換器抑制特快速瞬態過電壓後產生信號的第二峰值v2和第一峰值v1的比值小於設定的第二允許值時，判定所述電壓變換器能夠有效抑制特快速瞬態過電壓。
優選的，所述特快速瞬態過電壓迴路為一放電間隙模塊迴路，所述特快速瞬態過電壓信號是通過放電間隙模塊迴路模擬產生的，所述步驟s2進一步包括：還記錄所述特快速瞬態過電壓迴路未接入電壓變換器時產生的特快速瞬態過電壓信號的第二峰值u2；其中，未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第一峰值u1的上升時間在10-20ns內，且未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第二峰值u2與第一峰值u1的比值不小於0.98。
優選的，所述步驟s3具體包括如下步驟：
s31.通過由不同中心頻率的濾波器構成的濾波器組連接電壓變換器進行諧波檢測，將輸入信號中的諧波和噪聲劃分到k個不同頻段的信道中；由於諧波的不確定性，其可能落入相鄰信道的交接處，因此採用相鄰信道50％重疊的信道結構，這樣可以避免諧波處在濾波器邊緣處，出現漏檢和失真的情況，第k路信道的輸出為該信道的諧波與所對應的濾波器的卷積其中s[n-m]為卷積公式的固定表達式，n為輸入信號的離散點，n為第k路信道中諧波的個數，hk[m]為第k路信道濾波器的單位衝擊響應，其中j為復指數，第k路信道濾波器的中心頻率為ωk＝2πk/k，h0為第0路信道濾波器的單位衝擊響應；對所述卷積yk[n]進行m倍抽取，使所述卷積yk[n]的帶寬為-2πm/k≤ω≤2πm/k；
s32.第k路信道輸出的n個諧波為其中ak，fk，φk分別為k路信道內不同頻率的諧波的幅值、頻率和初相位，m＝n/k為m倍抽取後的序列表達式；通過對諧波m倍抽取後的輸出y'k[m]的頻譜進行加窗傅立葉變換，得到對應的頻率fk[m]＝y'k[m]·w[m]，進而得到頻率fk[m]的單邊頻譜為：
此處使用的窗函數是hanning窗，它具有較好的頻率解析度和抑制頻譜洩漏的能力；
s33.令功率譜g(f)＝[fk(f)]2，得到：
f為整個信道的頻率；
s34.對功率譜g(f)進行搜索，找出其最大值將最大值與噪聲功率進行對比，如果最大值大於噪聲功率，則該路信號為諧波，繼續向下執行，反之該路信號為噪聲，直接輸出參數後結束；
s35.比較諧波在相鄰信道的幅值，幅值大的信道為諧波所在的真實信道；
s36.所述功率譜g(f)中搜索到的譜峰對應的頻率即為諧波的頻率，但由於欄柵效應，譜峰對應的頻率和實際的fk存在一定量的偏移，因此設得到的譜峰對應的頻率和實際的頻率fk之間的偏移量為δi，對最大值附近的點做近似計算，通過得到修正後的頻率得到修正後k信道的幅值為為功率譜的理論值，kt為能量恢復係數；初相位為r(f)為信號的實部，i(f)為信號的虛部；將所述修正後的頻率fk、幅值ak和初相位φk輸出。
優選的，在所述步驟s31中，將步驟s31的信道化部分進行多相濾波架構的分解：通過將第0路信道濾波器的單位衝擊響應h0經z變換得到將第k路信道濾波器的單位衝擊響應經z變換得到hk[z]＝h0[e-j2πk/kz]，得到第k路信道的輸出的諧波與所對應的濾波器的卷積yk[n]的z變換為表示第l個e[z]，s[z]為z變換後的表達式；再對所述z變換後的卷積yk[z]進行m倍抽取，進而對步驟s32中所述
然後對y′k[z]進行所述的加窗傅立葉變換，其中idft為離散傅立葉逆變換，上式中的idft運算可以用ifft運算替代，並且上式等價於把m倍抽取放到最前端執行，這樣整個檢測過程都是在1/m倍輸入數據率下進行，降低了對處理速度的要求，從而提高了實時處理能力。此外，上式還等價於對濾波器係數進行k倍抽取，然後2倍內插零，所以每路信道的濾波器階數減少為d/m個，從而減少了累積誤差，提高了精準度。
本發明具有如下優點：(1)本發明的方法可以克服電壓變換器的驅動電流很弱時對電子測試設備的嚴苛要求，實現輸出電壓幅值的測試，且具有普適性；(2)檢測的經電壓變換器抑制vfto後產生信號的第一峰值v1與未經電壓變換器產生vfto信號的第一峰值u1的比值與第一允許值進行比較、經電壓變換器抑制vfto後產生信號的第二峰值v2和第一峰值v1的比值與第二允許值進行比較的方法，模擬vfto電壓信號產生迴路進行電壓變換器的電壓抑制效果測試，該測試方法原理簡單，測試的可靠性高、抑制效果好，能準確獲得電壓變換器的絕緣性能；(3)本發明的方法通過降低每路信道檢測算法複雜度來提高諧波檢測的實時性，同時保持高高精度，且易於實現。
附圖說明
圖1示出了本發明的一種充電樁用電壓變換器的測試方法的流程圖。
具體實施方式
圖1示出了一種充電樁用電壓變換器的測試方法，該方法包括如下步驟：
s1.電壓變換器輸出的電壓幅度的檢測，確定電壓變換器的當前電壓輸出能力；s2.對電壓變換器的特快速瞬態過電壓抑制能力測試，確定當前電壓變換器的絕緣能力；s3.對電壓變換器的諧波參數進行測試，確定諧波濾除策略；s4.綜合分析上述測試結果，得出電壓變換器的整體性能，並確定其是否適合繼續使用，以及確定繼續使用的策略。
在所述步驟s1中，使得所述電壓變換器的驅動電流低於10na，並具體包括如下步驟：
s11.生成參考電壓，所述參考電壓按照幅度順序遞增或遞減；
s12.比較所述電壓變換器的輸出端輸出的被測電壓與參考電壓，以產生比較結果；
s13.當所述比較結果翻轉時，停止改變所述參考電壓的幅度並將當前的參考電壓作為檢測結果。
優選的，使用參考電壓發生器生成所述參考電壓，所述電壓變換器和所述參考電壓發生器的輸出端之間連接有第一阻抗，所述檢測方法還包括：檢測流經所述第一阻抗的電流流向，當所述電流流向改變時，停止改變所述參考電壓的幅度並將當前的參考電壓作為檢測結果。
在所述步驟s2中，具體包括如下步驟：
s21.檢測特快速瞬態過電壓迴路未接入電壓變換器時產生的特快速瞬態過電壓信號，記錄所述信號的第一峰值u1；
s22.檢測特快速瞬態過電壓迴路接入電壓變換器進行電壓抑制處理後的信號，記錄所述信號的第一峰值v1和第二峰值v2；
s23.當經電壓變換器抑制特快速瞬態過電壓後產生信號的第一峰值v1與未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第一峰值u1的比值小於設定的第一允許值，且經電壓變換器抑制特快速瞬態過電壓後產生信號的第二峰值v2和第一峰值v1的比值小於設定的第二允許值時，判定所述電壓變換器能夠有效抑制特快速瞬態過電壓。
所述特快速瞬態過電壓迴路為一放電間隙模塊迴路，所述特快速瞬態過電壓信號是通過放電間隙模塊迴路模擬產生的，所述步驟s2進一步包括：還記錄所述特快速瞬態過電壓迴路未接入電壓變換器時產生的特快速瞬態過電壓信號的第二峰值u2；其中，未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第一峰值u1的上升時間在10-20ns內，且未經電壓變換器產生特快速瞬態過電壓信號的第二峰值u2與第一峰值u1的比值不小於0.98。
所述步驟s3具體包括如下步驟：
s31.通過由不同中心頻率的濾波器構成的濾波器組連接電壓變換器進行諧波檢測，將輸入信號中的諧波和噪聲劃分到k個不同頻段的信道中；由於諧波的不確定性，其可能落入相鄰信道的交接處，因此採用相鄰信道50％重疊的信道結構，這樣可以避免諧波處在濾波器邊緣處，出現漏檢和失真的情況，第k路信道的輸出為該信道的諧波與所對應的濾波器的卷積其中s[n-m]為卷積公式的固定表達式，n為輸入信號的離散點，n為第k路信道中諧波的個數，hk[m]為第k路信道濾波器的單位衝擊響應，其中j為復指數，第k路信道濾波器的中心頻率為ωk＝2πk/k，h0為第0路信道濾波器的單位衝擊響應；對所述卷積yk[n]進行m倍抽取，使所述卷積yk[n]的帶寬為-2πm/k≤ω≤2πm/k。
優選的，在所述步驟s31中，將步驟s31的信道化部分進行多相濾波架構的分解：通過將第0路信道濾波器的單位衝擊響應h0經z變換得到將第k路信道濾波器的單位衝擊響應經z變換得到hk[z]＝h0[e-j2πk/kz]，得到第k路信道的輸出的諧波與所對應的濾波器的卷積yk[n]的z變換為表示第l個e[z]，s[z]為z變換後的表達式；再對所述z變換後的卷積yk[z]進行m倍抽取，進而對步驟s32中所述
然後對y′k[z]進行所述的加窗傅立葉變換，其中idft為離散傅立葉逆變換，上式中的idft運算可以用ifft運算替代，並且上式等價於把m倍抽取放到最前端執行，這樣整個檢測過程都是在1/m倍輸入數據率下進行，降低了對處理速度的要求，從而提高了實時處理能力。此外，上式還等價於對濾波器係數進行k倍抽取，然後2倍內插零，所以每路信道的濾波器階數減少為d/m個，從而減少了累積誤差，提高了精準度。
s32.第k路信道輸出的n個諧波為其中ak，fk，φk分別為k路信道內不同頻率的諧波的幅值、頻率和初相位，m＝n/k為m倍抽取後的序列表達式；通過對諧波m倍抽取後的輸出y'k[m]的頻譜進行加窗傅立葉變換，得到對應的頻率fk[m]＝y'k[m]·w[m]，進而得到頻率fk[m]的單邊頻譜為：
此處使用的窗函數是hanning窗，它具有較好的頻率解析度和抑制頻譜洩漏的能力。
s33.令功率譜g(f)＝[fk(f)]2，得到：
f為整個信道的頻率；
s34.對功率譜g(f)進行搜索，找出其最大值將最大值與噪聲功率進行對比，如果最大值大於噪聲功率，則該路信號為諧波，繼續向下執行，反之該路信號為噪聲，直接輸出參數後結束。
s35.比較諧波在相鄰信道的幅值，幅值大的信道為諧波所在的真實信道。
s36.所述功率譜g(f)中搜索到的譜峰對應的頻率即為諧波的頻率，但由於欄柵效應，譜峰對應的頻率和實際的fk存在一定量的偏移，因此設得到的譜峰對應的頻率和實際的頻率fk之間的偏移量為δi，對最大值附近的點做近似計算，通過得到修正後的頻率得到修正後k信道的幅值為為功率譜的理論值，kt為能量恢復係數；初相位為r(f)為信號的實部，i(f)為信號的虛部；將所述修正後的頻率fk、幅值ak和初相位φk輸出。
以上內容是結合具體的優選實施方式對本發明所作的進一步詳細說明，不能認定本發明的具體實施只局限於這些說明。對於本發明所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，做出若干等同替代或明顯變型，而且性能或用途相同，都應當視為屬於本發明的保護範圍。