分集接收機及其方法

2023-07-20 09:39:11

專利名稱：分集接收機及其方法
技術領域：
本發明總體上涉及接收機，更具體地說涉及無線電接收機。
背景技術：
通常採用多個傳感裝置例如天線來向接收機提供更多信息。但是，至少部分由於無意的反射和散射，多個傳感器通常接收到發送信號的相互疊加的受到不同延遲和衰減的信號。從發送信號中接收到的多路分量通常具有不同相位，這些相位可能相長或相消地加在一起，由此使得接收信號衰減。因此，需要一種改進的接收機來有效地合併或處理來自多個傳感器的這些接收信號。另外，需要降低多路徑回波的影響並且提高這些接收機的可靠性程度。


本發明採用實施例的方式進行說明並且並不限於以下附圖，其中相同的附圖標記表示類似的元件，其中圖1以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的無線電接收機；圖2以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖1的基帶單元的一部分；圖3-4以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖3或4的分集合併單元的一部分；圖5以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖3或4的分集合併單元的一部分；圖6以流程圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖5的分集合併單元的操作；圖7以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖5的加權因子確定電路的一部分；
圖8以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖5的相位估計電路的一部分；圖9以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖5的分集合併單元的一部分；圖10以方框圖的形式顯示出根據本發明的可選實施方案的圖3或4的分集合併單元的一部分；圖11以流程圖的形式顯示出根據本發明的可選實施方案的圖10的分集合併單元的操作；圖12以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖10的信號特徵數值估計電路的一部分；圖13以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖10的倍增器以及鎖相環路和鎖定檢測電路的一部分；圖14以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖13的鎖定檢測器的一部分；圖15以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖3的時空單元的一部分；並且圖16以方框圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖3或4的多路徑回波檢測器和信號質量監測器的一部分；圖17以方框圖的形式顯示出根據本發明一個可選實施方案的圖5的加權因子確定電路的一部分；圖18以流程圖的形式顯示出根據本發明一個實施方案的圖17的權值確定電路的操作。
普通技術人員知道在這些圖面中的元件只是為了簡化和清楚起見，而不必按比例畫出。例如，可以使在這些圖中的一些元件的尺寸相對於其它元件放大以幫助改善對本發明實施方案的理解。
具體實施例方式
這裡所使用的術語「總線」用來指代多個可以用來傳送一種或多種不同類型信息例如數據、地址、控制或狀態的信號線或導線。這裡所述的導線可以例如說明或描述為單個導線、多根導線、單向導線或雙嚮導線。但是，不同實施方案可以改變這些導線的應用。例如，可以採用分開的單向導線而不是雙嚮導線，反之亦然。還有，可以用串行的方式或時間分隔多路傳輸的方式傳送多個信號的單根導線來代替多根導線。同樣，承載多個信號的單個導線可以分成承載這些信號的子集的各種不同導線。因此，對於傳送信號存在許多選擇。
術語「確立」和「取消」用在分別指代將信號、狀態位或類似設備設成其邏輯真或邏輯假狀態的時候。如果邏輯真狀態是邏輯電平1，則邏輯假狀態是邏輯電平0。而且如果邏輯真狀態是邏輯電平0，則邏輯假狀態是邏輯電平1。
採用中括號來表示總線的導線或數值的位的位置。例如「總線60
」或者「總線60的導線
」表示總線60的八個低位導線，並且「地址位
」或「ADDRESS
」表示地址值的八個低位比特。在數字前面的符號「$」表示該數字採用十六進位形式。在數字前面的符號符號「％」表示該數字採用二進位形式。
簡要地說，要注意圖1顯示出具有基帶單元的無線電接收機的一個實施方案，而圖2顯示出圖1的基帶單元的一個實施方案。圖3和4給出了信道處理單元(在圖2的基帶單元內)的不同實施方案。這兩個實施方案(圖3和4)能夠在將輸入信號合併之前估計出它們之間的相位差。還有，圖3和4的實施方案中的每一個提供了回波消除的選擇方案，這通常在對輸入信號採取分集合併時進行。在圖3中通過時空單元302並且在圖4中通過回波消除器406來進行這個回波消除。還有，圖3和圖4都包括一分集合併單元(304，404)，它們能夠合併多個輸入信號。圖5和10因此說明了分集合併單元304和404的可選實施方案。圖5說明了用於合併信號的相位估計方法，而圖10顯示出一種混合PLL方法。因此，本發明的實施方案提供各種不同的可選方案，它們可以用在基帶單元內(並且通常在信道處理單元內)。
圖1顯示出根據本發明一個實施方案的無線電接收機。無線電接收機100包括通過導線144與控制電路112雙向連接的用戶界面110。控制電路112通過導線142與射頻(RF)單元106和108雙向連接，通過導線140與中頻(IF)單元114連接，通過導線138與基帶單元116連接。RF單元106通過導線120與RF天線104連接，並且通過導線126與IF單元114雙向連接。IF單元114通過導線128、130和132與基帶單元116連接。基帶單元116通過導線134與音頻處理單元150和數據處理單元148連接。音頻處理單元150通過導線136與提供輸出信號的放大器和揚聲器118連接。數據處理單元148與用戶界面110雙向連接。還有，用戶可以通過導線146向用戶界面110提供信息並且從中接收信息。
工作時，RF天線102和104捕獲無線電信號並且將它們分別提供給RF單元106和108。RF單元106和108將所接收到的無線電信號轉換成由無線電接收機的設計所規定的共同中頻範圍。即，RF單元106和108可以根據IF單元114的要求將所接收到的無線電信號的頻率轉換成低頻或者轉換成高頻。IF單元114通過導線124和126接收RF信號，並且通過使用模擬-數字轉換器來將它們數位化。IF單元114還進行數字混合(digital mixing)以產生出同相和正交數位化信號，這些信號通過導線128和130被輸送給基帶單元116。在可選實施方案中，IF114是可選的。也就是說，RF單元106和108可以將從天線102和104接收到的無線電信號直接轉換至基帶，並且可以包括一模擬-數字轉換器以將數位化基帶信號直接提供給基帶單元116。(還要注意的是，根據是否需要將所接收的無線電信號分別轉換成低頻或高頻，可以將RF單元106和108以及IF114(如果使用的話)稱為「低頻單元」或「高頻單元」。)基帶單元116接收來自中頻單元114或者在沒有IF單元的情況下直接來自RF單元106和108的數位化無線電信號。基帶單元116進行信號調節、解調和解碼以便通過導線134產生音頻和數據信息。下面將參照後面的附圖對由基帶單元116進行的處理作進一步說明。可以通過導線134將音頻信息提供給音頻處理單元150，該音頻處理單元可以與放大器和揚聲器118連接以通過導線136從接收機10中產生出音頻輸出。例如，這可以是從無線電揚聲器播放出的音樂。或者，基帶單元116可以通過導線134將數據信息輸出給數據處理單元148以便進行進一步處理。數據處理單元148的輸出端可以與用戶界面110連接以使得用戶能夠與接收機100的輸出端相互作用。例如，用戶界面110可以為無線電撥號盤(radio dial)、觸控螢幕、監視器和鍵盤、小鍵盤或者任意其它合適的輸入/輸出裝置。數據信息可以為文本、圖形或任意其它以數字形式傳送的信息。
在可選實施方案中，無線電接收機100可以採用不同的數據格式例如AM、FM、GPS、數位電視、T.V.、數字/音頻廣播、音頻廣播、數字/視頻廣播等。另外，接收機100可以設計成接收射頻之外的頻率。天線102和104因此可以被稱為能夠感測各種數據格式的傳感器。另外，在該系統中的每個傳感器或天線可以接收不同的數據格式，從而例如一個傳感器可以接收無線電信號，而其它傳感器可以接收如上面列出的不同類型的數據。還有，圖1的接收機100顯示出兩個傳感器或天線(例如天線102和104)；但是，可選實施方案可以採用任意數量的傳感器來捕獲信號或信息。
圖2顯示出基帶單元116的一部分的一個實施方案。IF濾波器200通過導線128和130分別接收同相和正交信號對I1、Q1和I2、Q2，其中I1、Q1對應於通過傳感器或天線102接收到的信號，而I2、Q2對應於通過傳感器或天線104接收到的信號。I1和I2表示數位化同相信號，而Q1和Q2表示數位化正交信號(例如與同相信號相比相位差90度的信號)。(還要注意的是，每個信號例如I1、Q1和I2、Q2可以表示為一複數，其中I1和I2表示實部、而Q1和Q2表示虛部，這將在下面作進一步說明。)IF濾波器200通過導線202和204與信道處理單元206連接。信道處理單元206通過導線208和210與解調器212連接，並且解調器212通過導線214與信號處理單元216連接。信號處理單元215通過導線134提供音頻/數據信息。IF濾波器200、信道處理單元206、解調器212和信號處理單元216通過導線138與控制電路112連接。導線138可以被稱為控制總線，它包括用於將不同信號送進/送出單元200、206、212和216的各種導線。導線132例如可以包括導線138的子集，或者可以是回到中頻單元114的完全總線(full bus)。因此，可以通過導線132將通過導線138接收到的控制信號傳送給IF單元114。同樣，可以通過導線124和126將這些控制信號或這些信號的子集傳送回RF單元106和108。或者，可以通過導線142從控制電路112將控制信號直接發送給無線電單元106和108。
工作時，IF濾波器200從輸入信號I1、Q1和I2、Q2中將不想要的信號和噪音除去。IF濾波器200還抑制了相鄰信道以便產生出經濾波的同相和正交信號對I1′、Q1′和I2′、Q2′，其中I1′、Q1′對應於I1、Q1，而I2 ′、Q2′對應於I2、Q2。信道處理單元206接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且將這些信號合併以產生出單個合併信號Icomb、Qcomb。或者，信道處理單元206還可以通過導線210將其輸入信號例如I1′、Q1′或I2′、Q2′中的一個直接提供給解調器212作為Ibypass、Qbypass。因此，信道處理單元206提供了將其輸入的數位化信號合併或者使它們直接旁通給其它處理單元例如解調器212的選擇。信道處理單元206還可以提供組合信號例如Icomb、Qcomb以及旁通信號例如Ibypass、Qbypass。信道處理單元206和Ibypass、Qbypass還提供了接收不同類型信號格式的能力，從而一個信號例如I1′、Q1′可以由信道處理單元206處理並且通過導線208輸出，而第二個信號例如I2′、Q2′可以為直接旁通給解調器212的不同信號格式。(或者，I1′、Q1′可以通過導線208輸出，而不用經過信道處理單元206處理)。這使得信道處理單元206能夠提供單個組合信號或者各種不同信號以便進行進一步處理。例如，一個天線可以提供來自一個無線電臺的信號，而第二個天線可以同時提供來自第二無線電臺的或者不同數據格式的信號。信道處理單元206還可以在所接收到的信號上進行除噪。
還要注意的是，在圖2中所示的實施方案只顯示出由IF濾波器200和信道處理單元206接收到的兩個信號。但是，如參照圖1所述一樣，接收機100可以包括任意數量的天線例如102和104。在該實施方案中，每個天線可以向IF濾波器200提供其自身的同相和正交信號對例如I1、Q1。在該實施方案中，IF濾波器200可以提供與每個天線相對應的多個經濾波的同相和正交信號對。這樣，信道處理單元206可以在適當的時候輸出單個合併信號或多個信號子集。還有，信道處理單元206可以提供多個旁通信號，從而可以使一個以上的輸入信號直接旁通給其它處理單元例如解調器212。
解調器212接收來自信道處理單元206的信號Icomb、Qcomb和Ibypass、Qbypass，並且通過導線214向信號處理單元216提供解調信號。還有，如果解調器212接收到信號Ibypass、Qbypass，則解調器212也可以通過導線214向信號處理單元216提供解調的Ibypass、Qbypass。但是，如上所述，Ibypss、Qbypass是可選的。例如，在一個實施方案中，解調器212可以為提供與其每個輸入信號(例如，Icomb、Qcomb和Ibypass、Qbypass)相對應的多路復用(MPX)信號的FM解調器。在可選的實施方案中，解調器212可以為AM解調器或者專用於該系統(例如，接收機100)和輸入信號I1、Q1和I2、Q2所要求的任意其它信號格式的解調器。信號處理單元216可以通過導線214在所接收到的信號上進行進一步處理，並且通過導線134輸出音頻/數據信息。音頻/數據信息可以僅包括音頻信息、僅包括數據信息或者包括音頻和數據信息的組合。然後如圖1所示可以將該數據輸出給各種不同的系統例如數據處理系統或音頻處理系統。例如，在FM接收機中，解調器212如上所述將MPX信號輸出給信號處理單元216。在該實施方案中，信號處理單元216接收MPX信號，並且進行立體聲解碼以便向每個揚聲器提供正確的信號。例如，可以利用導頻音來對MPX信號進行解碼以在立體聲系統中提供左右揚聲器信號。還有，信號處理單元216可以將其它副載波信號(例如RDS或DARC)解調以向隨後的處理單元提供進一步的信息。
圖3以方框圖的形式顯示出信道處理單元206的一部分的一個實施方案。增益電路310通過導線202和204接收I1′、Q1′和I2′、Q2′。增益電路310還通過導線138接收來自控制電路112的控制信號並且將控制信號提供給控制電路112。增益電路310通過導線314和316與多路徑回波檢測器和信號質量監測器300、時空單元302以及分集合併單元304連接。MUX308通過導線314和316接收輸入信號，通過導線138接收控制信號，並且通過導線210輸出Ibypass、Qbypass。MUX306通過導線312和318接收輸入信號，通過導線320接收控制信號，並且通過導線208輸出Icomb、Qcomb。導線320可以為導線138的子集或者可以為從多路徑回波檢測器和信號質量檢測器300接收到的直接控制信號。
工作時，增益電路310接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，調節這些輸入信號的信號電平，並且通過導線314提供I1′、Q1′的經增益調節的結果並且通過導線316提供I2′、Q2′的經增益調節的結果。因此，在涉及圖3的說明以及圖3的子部分中，I1′、Q1′和I2′、Q2′將被稱為通過導線314和316發出的這些信號的經增益調節的形式。多路徑回波檢測器和信號質量監測器300接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且確定是否需要進行回波消除。在其中在天線102和104處的輸入信號的多路分量(可能是由於無意的散射和反射而出現的)引起太多幹擾(例如回波)的情況中，可以在通過導線208輸出合併信號之前降低這些效果。
如果多路徑回波檢測器和信號質量監測器300確定需要進行回波消除(即，回波量超過預定的回波閾值)，則多路徑回波檢測器和信號質量監測器300向時空單元302和分集合併單元304提供控制信號以選擇進行哪種處理。例如，在其中需要進行回波消除的情況中，控制信號320選擇時空單元302進行信號處理，從而在其作為輸出提供之前可以在進行回波消除的同時將輸入信號I1′、Q1′和I2′、Q2′正確地合併。但是，如果沒有檢測到足夠的回波，則多路徑回波檢測器和信號質量監測器300通過導線320向分集合併單元304提供控制信號以對這些信號I1′、Q1′和I2′、Q2′進行處理，從而通過導線318產生出合併的輸出。因此分集合併單元304在沒有進行回波消除的情況下提供了合併信號。由多路徑回波檢測器300通過導線320提供的控制信號也為MUX306提供了選擇器信號，以確定時空單元302的輸出或者分集合併單元304的輸出是否通過導線208被提供作為Icomb、Qcomb。下面將參照圖16對多路徑回波檢測器和信號質量監測器的操作作進一步說明。
在檢測到足夠量回波的情況中，如上所述，多路徑回波檢測器和信號質量監測器300選擇時空單元302。將時空單元302通過導線312提供的輸出回饋給多路徑回波檢測器和信號質量監測器300以確定信號質量是否足夠好(如果所檢測到的回波量低於預定回波閾值，則可以認為信號質量足夠好。)。如果不足夠好，則進行隨後的迭代操作，其中，同樣地，將輸出回饋給多路徑回波檢測器和信號質量監測器300。下面將參照圖15對時空單元302的操作作更詳細地說明。一旦確定信號具有足夠好的質量，即低於預定的回波閾值，則多路徑回波檢測器和信號質量監測器300通過導線320將控制信號提供給MUX306以便選擇輸出312提供作為Icomb、Qcomb。因此這些迭代操作一直繼續進行直到已經進行了足夠的回波消除。
圖4顯示出根據本發明一可選實施方案的信道處理單元206的一部分。圖4的這部分信道處理單元206包括增益電路400、多路徑回波檢測器和信號質量監測器402、分集合併單元404、回波消除器406和MUX408。分集合併單元404和MUX408通過導線202和204接收I1′、Q1′和I2′、Q2′。分集合併單元404通過導線422將合併信號提供給MUX408。增益電路400通過導線416將增益調節信號提供給多路徑回波檢測器和信號質量監測器402。MUX408接收來自控制電路112的控制信號，並且將經由導線412的I1′、Q1′和經由導線414的I2′、Q2′或者來自422的合併信號提供給導線412。在後一情況中，沒有將任何信號提供給導線414，或者在可選實施方案中，除了合併信號之外可以將I1′、Q1′和I2′、Q2′中的一個提供給導線414。增益電路還通過導線416與回波消除器406連接。多路徑回波檢測器和信號質量監測器402通過導線410和418與回波消除器406連接。回波消除器406通過導線208提供輸出Icomb、Qcomb，並且增益電路400通過導線210提供輸出Ibypasss、Qbypass。導線138在控制電路112和增益電路400、多路徑回波檢測器和信號質量監測器402、分集合併單元404、回波消除器406和MUX408之間傳送控制信號。(要注意的是，與圖3的實施方案不同，在圖4的實施方案中，分集合併單元404沒有接收與I1′、Q1′和I2′、Q2′相對應的增益調節輸入。)工作時，可以通過信道處理單元206來合併或單獨處理I1′、Q1′。在前一情況中，分集合併單元404通過導線202和204接收信號I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且將它們合併以通過導線412將合併信號經由導線422通過MUX408提供給增益電路400。增益電路400通過導線416將I1′、Q1′和I2′、Q2′的增益調節合併信號提供給多路徑回波檢測器402。多路徑回波檢測器402確定在天線102和104處的多路分量是否產生出大於預定回波閾值的回波。如果回波超過這個預定閾值，則多路徑回波檢測器402通過導線410啟動回波消除器406以在通過導線416從增益電路400中接收到的信號上進行回波消除。通過導線418將在回波消除器406的輸出端處的信號回饋給多路徑回波檢測器402。多路徑回波檢測器和信號質量監測器402確定回波消除器406是否已經消除了足夠量的回波從而使回波降低至低於預定回波閾值。如果回波大小低於預定閾值，則該信號質量足夠好，並且回波消除器406通過導線208輸出合併信號Icomb、Qcomb。但是，如果回波仍然超過預定閾值，則通過回波消除器406迭代處理該信號直到多路徑回波檢測器和信號質量監測器402確定該信號具有足夠好的信號質量(例如低於預定回波閾值)。
回波消除器406可以採用任何回波消除方法來提供信號Icomb、Qcomb。例如，在需要恆定幅度的FM無線電信號的情況中，在回波消除器406中使用採用恆定模數算法(CMA)。也就是說，回波消除器406是用來進行回波消除的自適應信號處理單元。可選實施方案可以採用最小均方回波消除(LMS)、遞歸最小均方回波消除(RLS)或者任意其它適當的算法。因此，根據所要處理的信號，可以採用各種回波消除器。
如果不合併I1′、Q1′和I2′、Q2′，則通過導線202和204將I1′、Q1′和I2′、Q2′提供給MUX408(繞過分集合併單元404)。控制信號通過來往控制電路112的控制信號408與MUX408連接。因此，如果I1′、Q1′或I2′、Q2′中的任一個不要不合併，則MUX將I1′、Q1′和I2′、Q2′中的一個輸出給導線412，並且將I1′、Q1′和I2′、Q2′中的另一個輸出給導線414。這兩個信號每個都獲得增益調節並且輸出給導線416和210。導線416穿過回波消除器406(在該情況中，通過導線410利用控制信號使該回波消除器停用)，並且通過導線208輸出作為Icomb、Qcomb。增益電路400的另一個輸出端通過導線210提供輸出Ibypass、Qbypass。因此，如果不需要任何信號合併，則將增益調節的I1′、Q1′輸出作為任一個Icomb、Qcomb和Ibypass、Qbypass，並且將增益調節的I2′、Q2′輸出作為Icomb、Qcomb和Ibypass、Qbypass中的另一個。這使得能夠選擇一個或多個信號繞過分集合併單元404。如上所述，這在需要不同類型或範圍的信號的情況中是有用的。在該實施方案中，Icomb、Qcomb和Ibypass、Qbypass兩者都是未合併的信號。或者，當然可以將一未合併的信號(例如I1′、Q1′或I2′、Q2′)提供作為Icomb、Qcomb或Ibypass、Qbypass。也就是說，如果只需要一個信號，則不需要傳送這兩個信號。在還有一個實施方案中，可以將合併信號提供作為Icomb、Qcomb，並且可以將單個(未合併)信號(例如I1′、Q1′或I2′、Q2′)提供作為Ibypass、Qbypass。因此可以使用在圖3和4的實施方案中的旁通信號來選擇信道處理單元206的輸出是合併的或是未合併的信號。這個旁通信號例如可以是MUX308和MUX408的控制信號。因此，在一個實施方案中，可以在控制電路112內產生出旁通信號。但是，可選實施方案可以按照不同方式產生並且利用一個旁通信號或者多個旁通信號。
圖5分別顯示出根據本發明一個實施方案的圖3和4的分集合併單元304和404的一部分。因此，根據情況圖5的電路可以用在圖3和4中所示的實施方案，或者用在任意其它實施方案中。要注意的是，如果將圖5的電路用在圖3的實施方案中，則I1′、Q1′和I2′、Q2′指的是信號的經過增益調節的形式；但是，如果將圖5的電路用在圖4的實施方案中，則I1′、Q1′和I2′、Q2′不代表這些信號的經過增益調節的形式，因為增益電路400在下遊連接在分集合併單元404上。圖5包括多路分解器(DEMUX)500和504、加權因子確定電路502、倍增器508、510、512和514、加法器516和相位估計電路506。DEMUX500通過導線518和520與加權因子確定電路502、倍增器508和倍增器510連接。DEMUX504通過導線522和524與加權因子確定電路502、倍增器510和倍增器514連接。加權因子確定電路502通過導線526向倍增器508提供加權因子W1，並且通過導線528向倍增器512提供加權因子W2。相位估計電路506通過導線530和532與倍增器510連接，並且通過導線538向倍增器512提供相位校正1並且通過導線540向倍增器512提供相位校正2，所述倍增器通過導線542和544與倍增器514連接。加法器516通過導線534和536與倍增器508連接，並且通過導線546和548與倍增器514連接。隨實施方案而定，加法器516通過導線318或422提供輸出I、Q。隨實施方案而定，DEMUX500通過導線314或414接收I1′、Q1′，並且隨實施方案而定，DEMUX504通過導線316或416接收I2′、Q2′。
工作時，隨實施方案而定，，DEMUX500通過導線314或202接收I1′、Q1′，並且通過導線518輸出I1′，通過導線520輸出Q1′。要注意的是，I1′表示複數信號的實部，而Q1′表示複數信號的虛部。也就是說，Q1′與I1′相位相差90°。同樣，隨實施方案而定，DEMUX504通過導線316或204接收I2′、Q2′，並且通過導線522輸出I2′，而通過導線524輸出Q2′。如上面一樣，I2′表示複數信號I2′、Q2′的實部，而Q2′表示該複數信號的虛部。(要注意的是，每個信號例如I1′、Q1′和I2′、Q2′可以分別寫為複數的形式，例如I1′+jQ1′和I2′+jQ2′。)I1′、Q1′和I2′、Q2′被提供給加權因子確定電路502，該電路根據例如每個輸入信號I1′、Q1′和I2′、Q2′的幅度或能量來計算出加權因子。下面將參照圖7和17對該電路作進一步說明。因此加權因子確定電路502通過導線526將輸出W1(I1′、Q1′的加權因子)提供給倍增器508，並且通過導線528將W2(I2′、Q2′的加權因子)提供給倍增器512。加權因子確定電路502根據與I1′、Q1′和I2′、Q2′中的至少一個相對應的信號特性確定加權因子W1和W2。可選實施方案可以根據與I1′、Q1′和I2′、Q2′兩者相對應的信號特性確定W1和W2。該信號特性可以指的是信號的幅度、功率或任意其它適當的特性。另外，可以使用信號特性的任意組合來確定加權因子。倍增器510接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且使I1′、Q1′乘以I2′、Q2′的復共軛。這個計算可以提取這兩個信號之間的相位差信息，並且通過導線530和532將它提供給相位估計電路506。
相位估計電路506採用I1′、Q1′作為參考計算出信號I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差。然後通過導線538將該相位差作為相位校正1輸出給倍增器512，並且通過導線540將它作為相位校正2輸出給倍增器512。由導線528利用W2來調節這個相位差，並且通過導線542和544提供給倍增器514。倍增器514通過導線522和524接收I2′、Q2′並且將它乘以倍增器512的結果。因此，通過導線546和548將514的輸出提供給加法器516。倍增器508利用W1來調節I1′、Q1′，因此採用信號特性例如信號的功率和幅度作為比例因子。通過導線534和536將倍增器508的結果提供給加法器516。因此，隨實施方案而定，通過導線318或422提供最終合併信號I、Q。參照圖6的流程圖將更好地理解這些等式和計算式。
圖6顯示出根據本發明一個實施方案的圖5的分集合併單元304、404的操作。在方框602中，接收I1′、Q1′和I2′、Q2′。在方框604中，根據與I1′、Q1′和I2′、Q2′中的至少一個相對應的至少一個信號特性來確定加權因子W1和W2。例如，在一個實施方案中可以將功率選擇作為用來確定W1和W2的信號特性，其中W1可以等於I1′、Q1′的功率的平方根或與之成比例，而W2可以與I2′、Q2′的功率的平方根相等或成比例。要注意的是，在一個實施方案中，根據有用信號和系統噪聲的組合效果來計算出功率或幅度，並且沒有試圖使該噪聲效果與有用信號分開。在圖6的實施方案中，加權因子確定電路502可以估計出I1′、Q1′的功率(p1)和I2′、Q2′的功率(p2)，其中W1=p1]]>而W2=p2.]]>或者可以選擇該幅度，其中W1和W2為I1′、Q1′或I2′、Q2′或這兩者的幅度的函數。因此，在這個實施方案中，加權因子確定電路502可以估計出I1′、Q1′(AMP1)和I2′、Q2′(AMP2)的幅度。下面將參照圖17和18對使用幅度作為信號特性作進一步的說明。
參照圖6，在方框606中，將I1′、Q1′乘以I2′、Q2′的復共軛。這可以通過倍增器510來進行。該計算可以表示如下等式1(I1′+jQ1′)·(I2′-jQ2′)＝IM+jQM在上面的等式中，可以以ej(θ1-θ2)＝ejΔθ的形式書寫所得到的IM、QM信號的相位，其中ejθ1表示I1′、Q1′的相位，ejθ2表示I2′、Q2′的相位，而ejΔθ表示I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差，這可以進一步表示如下等式2ejΔθ＝cos(Δθ)+jsin(Δθ)因此，在方框608中，估計出相位差ejΔθ，其中圖5的相位估計電路506的輸出可以表示為兩個信號表示為cos(Δθ)的相位校正1和表示為sin(Δθ)的相位校正2(其中相位校正1表示實部，而相位校正2表示相位差的虛部)。
在方框610中，將I2′、Q2′乘以相位差和W2，從而獲得如在下面等式3中所示的結果。(這個計算可以通過倍增器512來進行。)等式3W2·ejΔθ·(I2′+jQ2′)在方框612中，將I1′、Q1′乘以W1以獲得如在下面等式4中所示的結果。(該計算可以通過倍增器508來進行。)等式4W1·(I1′+jQ1′)因此，在等式3和4中，W1和W2分別用作每個相應信號I1′、Q1′和I2′、Q2′的加權因子，其中W1和W2可以取決於信號特性例如功率或幅度。在方框614中，將方框610和612中的結果合併以獲得最終的合併信號I、Q(這可以採用I+jQ的形式書寫)。可以通過加法器516來進行這個最終計算，其中依信道處理單元206的實施方案而定，加法器516通過導線318或422提供該輸出I、Q。因此該等式表示如下等式5I+jQ＝W2·ejΔθ·(I2′+jQ2′)+W1·(I1′+jQ1′)參照上面的等式5，等式中的第一項W2·ejΔθ·(I2′+jQ2′)表示其相位改變了I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差並且由W2加權了的I2′、Q2′。等式中的第二項W1·(I1′+jQ1′)表示由其加權因子W1加權了的I1′、Q1′。在可選實施方案中，可以不使用任何加權因子。因此，等式5將不包括這兩個加權因子W1和W2，並且分集合併單元不會包括加權因子確定電路502、或者倍增器508和512。或者，可以看情況採用信號功率或幅度以外的其它加權因子。
圖7顯示出圖5的加權因子確定電路的一部分的一個實施方案。下面將針對輸入I1′、Q1′對該電路進行說明，同樣的說明和電路可以應用於輸入I2′、Q2′。還要注意的是，在可選實施方案中，用於接收I1′、Q1′的電路可以按照時分多路傳輸的方式為輸入I2′、Q2′共用，或者整個電路(或其部分)可以是重複的，如圖7所示。在所示的實施方案中，加權因子確定電路502與I1′、Q1′相對應的部分和與I2′、Q2′相對應的部分以相同的方式工作。通常，加權因子確定電路502包括信號特性值確定電路和權值確定電路。前者計算出信號特徵自身例如每個信號的功率或幅度的數值，而後者使用該信號特徵的數值來計算出W1和W2。
關於輸入I1′、Q1′，加權因子確定電路502包括耦接為通過導線518接收I1′並且通過導線746接收1/N的倍增器700。倍增器702耦接為通過導線520接收Q1′並且通過導線746接收1/N。倍增器700與加法器704連接，該加法器與延遲單元708和存儲電路712連接。倍增器702與加法器706連接，該加法器與延遲單元714和存儲電路718連接。加法器720與存儲電路712和718、平方根倒數(inverse square root)單元722以及倍增器724連接。因此加法器720向平方根倒數單元722和倍增器724提供I1′、Q1′的功率p1。平方根倒數單元722與倍增器724連接，而倍增器724通過導線526提供輸出W1。對於輸入I2′、Q2′，加權因子確定電路502包括以分別與倍增器700、702和720、加法器704、706和720、延遲單元708和714、存儲電路712和718以及平方根倒數單元722相同的方式連接的倍增器750、752和770、加法器754、760和766、延遲單元756和762、存儲電路758和764以及平方根倒數單元768。因此，如圖7所示，信號特性值確定電路780包括倍增器700、702、750和752以及加法器720和766。權值確定電路782包括倍增器724和770以及平方根倒數單元722和768。
工作時，倍增器700的輸出向加法器704提供數值I1′2/N，其中N表示採樣的數量或者用於隨著時間的流逝採集輸入信號的數值的窗口尺寸。同樣，倍增器702的輸出向加法器706提供數值Q1′2/N。加法器704和延遲單元708用作累加器，用來隨著時間將I1′2/N的數值累加。延遲單元708接收復位信號710，該信號根據I1′、Q1′的採樣頻率的分數Fs/N來使延遲單元708復位。在使延遲單元708復位之前，存儲電路712存儲該累加的數值並且將該數值提供給加法器720。同樣，加法器706和延遲單元714用作累加器，用來隨著時間將Q1′2/N的數值累加。延遲單元714接收復位信號716，該信號根據Fs/N使延遲單元714復位。在使延遲單元714復位之前，存儲電路718存儲該累加的數值，並且將這個數值提供給加法器720。因此，復位信號710和716通常以與Fs/N相對應的相同速度被「確立」，同樣，以與復位信號710和716相對應的相同速度給存儲電路712和718計時，以便隨著時間捕獲累加數值。因此，可以酌情調節N以便改變用來累加數值的窗口尺寸(即所採的樣本的數量)。
加法器720將來自存儲電路712的I1′2/N的累加數值和來自存儲電路718的Q1′2/N的累加數值合併以獲得p1等式6p1=k=j-Nj(I1k2N+Q1k2N)=I12+Q12]]>在上面的等式6中，j為與Fs有關的離散樣本數。因此，在每個Fs/N處計算p1的數值。將這個結果p1提供給倍增器724和平方根倒數單元722。在下面等式7中顯示出平方根倒數單元722的結果。該平方根倒數單元722可以以各種方式實現，例如進行計算的硬體電路、嵌入在存儲器中的狀態機(state machine)、軟體程序等。
等式71p1=1I12+Q12]]>將該結果提供給倍增器724，該倍增器將加法器720的輸出(等式6)乘以平方根倒數單元722的輸出(等式7)以獲得輸出W1，如下面的等式所示等式8W1=p1=I12+Q12]]>相同的等式(等式6-8)適用於I2′、Q2′，其中用I2′代替I1′，用Q2′代替Q1′，並且用p2代替p1。因此，W2可以表示如下等式9W2=p2=I22+Q22]]>因此，等式6-9描述了在獲取輸入信號的功率時所採用的計算公式的一個實施例。可選實施方案可以進行不同的計算或者採用與參照圖7所示的實施方案不同的電路或軟體。
圖17顯示出採用幅度來確定W1和W2的加權因子確定電路502的可選實施方案。因此，依所採用的實施方案而定(例如是採用功率還是幅度來作為信號特性)，在加權因子確定電路502內可以採用圖17來代替圖7。圖17包括信號特性值確定電路1716，它包括幅度確定電路1700和幅度確定電路1702。幅度確定電路1700分別通過導線518和520接收I1′和Q1′，而幅度確定電路1702分別通過導線522和524接收I2′和Q2′。幅度確定電路1700將AMP1提供給乘法累加電路1708，而幅度確定電路1702將AMP2提供給乘法累加電路1708。控制電路1704和移相電路1710與乘法累加電路1708雙向連接。乘法累加電路1708通過導線1712提供W1，並且通過導線1714提供W2。因此權值確定電路1718包括控制電路1704、乘法累加電路1708和移相電路1710。
工作時，幅度確定電路1700接收I1′和Q1′，並且輸出該信號的幅度AMP1。採用目前可用的標準方法例如採用I1′2和Q1′2總和的平方根近似來計算出該幅度。同樣，幅度確定電路1702接收I2′和Q2′，並且輸出信號的幅度AMP2。可以按照與前面所述相同的方式計算出該幅度。乘法累加電路1708接收AMP1和AMP2，並且如將在下面參照圖18所述一樣產生出加權因子W1和W2。乘法累加電路1708還包括用來存儲任何必要的臨時數值的存儲電路。控制電路1704和移相電路1710將控制信號提供給乘法累加電路1708並且從中接收控制信號。控制電路1704、乘法累加電路1708和移相電路1710可以構成狀態機的一部分，以便進行在下面參照圖18所述的計算。
圖18以流程圖的形式顯示出根據I1′、Q1′和I2′、Q2′的幅度來計算W1和W2的一個實施方案。該流程1800在方框1802處開始，其中接收I1′、Q1′和I2′、Q2′。流程前進至判定菱形框1804，在那裡確定I1′、Q1′的幅度AMP1是否大於I2′、Q2′的幅度AMP2。如果是，則流程前進至方框1813，在那裡可以任意地調節AMP1和AMP2。然後流程前進至方框1814，在那裡將W1設定為預定值。該預定值表示W1的預設值。因此，在一個實施方案中，該預定值小於或等於0.5。採用小於或等於0.5的預定值確保了最終合併的信號(例如I1′、Q1′與I2′、Q2′合併)的幅度不會超過數值1。流程然後前進至方框1816，在那裡確定該幅度的倒數1/AMP1。這可以採用標準技術例如查詢表來進行。在方框1818中，將W2計算為AMP2/AMP1的一半(參見上面的等式1)。要注意的是，在該等式中所示的0.5為上述預定值；因此，如果選擇了不同數值例如0.4，則將用0.4來代替該0.5。
如果在判定菱形框1805處AMP1不大於AMP2，則流程前進至方框1805，在那裡任意地調節AMP1和AMP2。流程前進至方框1806，將W2設定為通常小於或等於0.5的預定值例如0.5。該預定值如上關於方框1814所述一樣。然後流程前進至方框1808，在那裡確定出幅度的倒數1/AMP2。和上面一樣，可以採用標準技術例如查詢表來進行這項工作。在方框1810中，將W1計算作為AMP1/AMP2的比值的一半(參見上面的等式2)。再次要注意的是，在該等式中所示的0.5為上面參照方框1806所述的預定值；因此，如果選擇了不同數值，則可以用這個不同數值來代替0.5。因此，可選實施方案在進行計算來確定加權因子例如W1和W2(例如參見選擇框1805和1813)之前可以首先採用比例因子來調節這些幅度(例如AMP1和AMP2)。但是，這些比例因子是可選的，或者可以設定為1。因此，這些加權因子可以表示如下如果AMP1＞AMP2等式10aW1＝0.5等式11aW2=AMP20.51AMP1]]>如果AMP1＜AMP2則等式10bW2＝0.5等式11bW1=AMP10.51AMP2]]>要注意的是，加權因子例如W1和W2可以只是一個信號的函數或者為信號的任意組合的函數。還有，可以採用與這裡的加權因子不同的許多不同的加權因子。例如，在目前可用的系統中，只採用信噪比(SNR)作為加權因子。但是採用SNR的方案在電路方面是昂貴的，因此增加了該系統的價格。另外，在採用了SNR方案的那些系統內的加權因子是複雜的數字(即，它們取決於信號的相位)。但是，本發明的實施方案沒有採用SNR來確定加權因子，相反採用其它信號特性例如幅度、功率等來實現更加節約成本的解決方案。還有，在這裡所述的加權因子(W1和W2)為比例因子。也就是說，它們與相位無關。它們能夠與相位無關是因為相位計算或估計是單獨進行的並且與比例加權因子一起用來將這些輸入信號合併，如下面更詳細的說明一樣。如上所述，可選實施方案可以包括兩個以上的輸入信號，因此可以具有兩個以上的也取決於一個或多個信號特性的加權因子。在一些實施方案中，這些加權因子也是可選的。例如，只有其中一些輸入信號可以使用加權因子。
圖8顯示出倍增器510的一部分和相位估計電路506的一部分。倍增器510包括與加法器804連接的倍增器800和802，該加法器與倍增器812連接。倍增器510還包括與加法器810連接的倍增器806和倍增器808，該加法器與倍增器814連接。倍增器812與倍增器814和加法器816連接，並且接收輸入1/N和增益801。加法器816與延遲單元820和存儲電路824連接，並且倍增器814與加法器818連接，該加法器與延遲單元822和存儲電路826連接。存儲電路824與倍增器828連接，而存儲電路826與倍增器830連接。倍增器828和830設置為加法器832的輸入，該加法器與平方根倒數單元834連接。存儲電路824和826以及平方根倒數單元834與倍增器836和838連接。倍增器836通過導線538提供表示cos(Δθ)的輸出，並且倍增器838通過導線540提供表示sin(Δθ)的輸出。
工作時，倍增器800、802、806和808以及加法器804和810進行與I1′、Q1′乘以I2′、Q2′的復共軛相對應的計算。(參見等式3)因此，加法器804的輸出為所得到的計算結果的實部IM，而加法器810的輸出為所得到的計算結果的虛部QM。相位估計電路506接收IM和QM，並且計算出與IM+jQM相對應的相位，該相位如前面參照等式4所述一樣可以表示為ejΔθ。該相位表示以I1′、Q1′作為參考信號在I1′、Q1′和I2′和Q2′之間的相位差。
倍增器接收IM，並且將這個結果乘以1/N和增益801以將它提供給加法器816。在一個實施方案中，增益801為AMP1和AMP2中的更大幅度的倒數(例如如果AMP2＞AMP1，則可以將增益801設定為1/AMP2)。增益801有助於將信號I1′、Q1′保持為儘可能大，同時仍然保證這些計算結果不會超過在該設計中所採用的選定數字系統。(因此，要注意的是，參照圖8所採用的QM和IM現在指的是由增益801調節的經增益調節的數值。還要注意的是，增益801是可選的或者可以設定為1。)加法器816、延遲單元820和存儲電路824用來在時間窗口上累加IM的數值。還有如上所述，N表示樣本的數量或者用於收集IM數值的窗口尺寸。延遲單元820和存儲電路824在到達樣本頻率Fs/N的一個分數時復位，其中Fs對應於輸入信號(例如I1′、Q1′)的採樣頻率。也就是說，在每次獲取足夠數量的數據(這由Fs和N確定)時，將該數值存儲在存儲電路824中。因此，倍增器828接收來自存儲電路824的IM/N的累加數值。對QM進行相同的分析。也就是說，倍增器814接收QM並且將它乘以1/N和增益801，並且將該輸出提供給加法器818。加法器818、延遲單元822和存儲電路826用作一累加器，用來在一段時間上將QM/N的數值累加。樣本的數量由Fs和N確定。也就是說，每到第N個樣本(相對於採樣頻率Fs)，將存儲電路826中的數值提供給倍增器830。
因此，倍增器828的輸出表示 並且倍增器830的輸出表示 (要注意的是， 和 指的是IM2和QM2在由N限定的時間段上的平均值。)將這些數值提供給加法器832，該加法器將結果 提供給平方根倒數單元834。平方根倒數單元834如等式12所示計算出平方根倒數單元等式121IM2+QM2]]>將這個結果提供給倍增器836和838。倍增器836還接收來自存儲電路824的IM，並且倍增器838接收來自存儲電路826的QM。因此，如下面的等式13和14所示，倍增器836和838的結果表示以I1′、Q1′作為參考信號在I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差。
等式13IMIM2+QM2]]>等式14QMIM2+QM2]]>在上面的等式中，等式13對應於輸出cos(Δθ)，而等式14對應於輸出sin(Δθ)，其中cos(Δθ)+jsin(Δθ)表示相位差。(參見上面的等式4)圖9顯示出倍增器508、512和514以及圖5的加法器516的應用。圖9包括倍增器922、902、904、912、914、908、918和924。圖9還包括加法器906、910、916和920。倍增器922接收I1′和W1作為輸入，並且將輸出提供給加法器910。倍增器902接收I2′和相位校正1，並且將其輸出提供給加法器906。倍增器904接收Q2′和相位校正2，並且將其輸出的負值提供給加法器906。將加法器906的結果提供給倍增器908，倍增器908還接收W2作為輸入。將倍增器908的結果提供給加法器910，加法器910還接收倍增器922的輸出。根據該實施方案，通過導線318或422將加法器910的輸出作為I提供。同樣，倍增器924接收Q1′和W1，並且向加法器920提供輸出。倍增器912接收I2′和相位校正2，並且將其輸出提供給加法器916。倍增器914接收Q2′和相位校正1，並且將其輸出提供給加法器916。加法器916將其輸出提供給倍增器918，該倍增器接收W2作為輸入並且將其輸出提供給加法器920。同樣，加法器920依實施方案而定通過導線318或422提供Q作為其輸出。因此，圖9的電路代表了上面的等式7。
圖10顯示出分集合併單元304和404的可選實施方案。也就是說，圖10的電路可以與圖5的電路互換。在圖10的實施方案中，分集合併單元304和404包括與信號特性值估計電路1004、多路復用器1006以及倍增器1012連接的多路分解器(DEMUX)1000和1002。信號特性值估計電路1004通過導線1028與MUX1006連接。倍增器1012與鎖相環路和與倍增器1018連接的鎖定檢測電路1008連接。DEMUX1002也與倍增器1018連接，並且倍增器1018與加法器1014連接。加法器1014與多路分解器1000和多路復用器1010連接。鎖相環路和鎖定檢測電路1008還通過導線1046與多路復用器1010連接。多路復用器1010分別通過與圖3或4相對應的導線318或422提供輸出I、Q。DEMUX1000、DEMUX1002、信號功率估計電路1004、MUX1006和鎖相環路和鎖定檢測電路1008每個都通過導線138接收控制信號。導線1028可以為導線138的子集或者可以由信號特性值估計電路1004直接提供。
工作時，DEMUX1000接收I1′、Q1′，並且通過導線1020提供I1′，而且通過導線1022提供Q1′。同樣，DEMUX1002接收I2′、Q2′，而且通過導線1024提供I2′並且通過導線1026提供Q2′。(還有，要注意的是I1′、Q1′和I2′、Q2′在採用圖3的實施方案時受到增益調節，但是如果採用圖4的實施方案的話則仍然沒有受到增益調節。)信號特性值估計電路1004接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且針對I1′、Q1′和I2′、Q2′二者估計信號特性的值以便確定出更強的信號。例如，信號特性值估計電路1004可以估計出每個信號的功率或幅度，並且根據功率、幅度或兩者確定出更強的信號。要注意的是在可選實施方案中，可以採用其它信號特性或其它方法來確定哪個信號是更強的信號。信號特性值估計電路1004通過導線1028向多路復用器1006輸出控制信號以便選擇出兩個信號中的更強信號以通過導線1030和1032輸出給多路復用器1010。倍增器1012接收I1′、Q1′和I2′、Q2′，並且通過將I1′、Q1′乘以I2′、Q2′的復共軛來計算出相位信息。所得到的計算結果由IM+jQM表示，並且通過導線1034和1036提供給鎖相環路和鎖定檢測電路1008。鎖相環路和鎖定檢測電路1008用來估計在I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差，該相位差通過導線1038作為相位校正1並且通過導線1040作為相位校正2輸出給倍增器1018。如果鎖相環路為鎖定狀態，則將I2′、Q2′乘以所得到的相位差以便在通過加法器1014將它與I1′、Q1′合併之前正確地移動I2′、Q2′。因此，加法器1014的輸出代表合併的信號I1′、Q1′和相位變化的I2′、Q2′。還有，如果鎖相環路在鎖定狀態，則向MUX1010提供控制信號以便選擇加法器1014的輸出而不是MUX1006的輸出作為I、Q輸出，這簡單地表示出I1′、Q1′和I2′、Q2′中的更強信號。但是，如果鎖相環路電路1008不能鎖定，則通過導線1046向MUX1010輸出控制信號以選擇將由導線1030和1032傳送的信號通過導線318或422提供作為輸出I、Q。
因此，在圖10中所示的分集合併單元的實施方案打算試圖出相位差並且由此改變I2′、Q2′的相位。但是，如果鎖相環路不能鎖入到正確的相位中，則信號功率估計電路1004將這兩個信號中的更強信號提供作為輸出I、Q。因此，圖10可以被稱為一種混合鎖相環路(PLL)系統。當在加法器1014中合併這些信號時，可選實施方案可以採用每個信號的信號特性(例如幅度、功率等)作為加權因子。例如，如前面參照圖5所述的一樣，I1′、Q1′可以由其相關功率加權，而I2′、Q2′可以由其相關功率加權。可選實施方案甚至可以採用與基於信號特性的加權因子不同的加權因子。參照圖11可以更好地理解圖10的操作。
圖11以流程圖的形式顯示出圖10的分集合併單元304、404的一個實施方案。在方框1012中，接收I1′、Q1′和I2′、Q2′。在方框1104中，估計出(這可以通過信號特性值估計電路1004來進行)每個信號的信號特性值(例如功率或幅度)，並且選擇出更強的信號。在方框1106中，將I1′、Q1′乘以I2′、Q2′的復共軛以獲得IM+jQM(參見上面的等式3)。在方框1108中，估計出I1′、Q1′和I2′、Q2′之間的相位差ejΔθ，其中該相位差可以表示為cos(Δθ)+jsin(Δθ)。這可以通過鎖相環路和鎖定檢測電路1008來進行，該電路通過導線1038輸出相位校正1(代表cos(Δθ))並且通過導線1040輸出相位校正2(代表sin(Δθ))。在方框1110中，如果鎖相環路和鎖定檢測電路1008的鎖相環路在鎖定狀態則「確立」鎖定控制信號。(下面將參照圖12對鎖相環路和鎖定檢測電路1008的操作作進一步的說明)在方框1115中，如上面參照圖5的加權因子確定電路502所述一樣，可以確定出I1′、Q1′和I2′、Q2′的權值。但是，方框1115是可選的，並且在這裡參照圖10和11所述的實施方案假設了在合併這些信號中沒有使用任何加權因子。在方框1116中，如果「確立」了鎖定控制信號的話，則將信號I2′、Q2′乘以在方框1108中計算出的相位差，如在下面的等式中所示的一樣(也參見方框1112)等式15ejΔθ·(I2′+jQ2′)在方框1114中，如果「確立」了鎖定控制信號，則如在下面的等式所示將方框1112的結果與I1′、Q1′合併以獲得I、Q等式16I+jQ＝ejΔθ·(I2′+jQ2′)+(I1′+jQ1′)在方框1118中，如果沒有「確立」鎖定控制信號，從而表示鎖相環路沒有鎖定，則將信號I1′、Q1′和I2′、Q2′中的更強信號提供作為I、Q。(要注意的是，等式15和16分別類似於等式5和7，除了在等式15和16中沒有出現任何加權因子。但是，如參照圖10和上面的可選方框1115所述一樣，與圖6的方框610、612和614類似，在合併信號I1′、Q1′和I2′、Q2′時可以使用加權因子。)圖12顯示出利用每個信號的功率來確定更強信號的信號特性值估計電路1004的一個實施方案。圖12的信號特性值估計電路1004包括與倍增器1204連接的倍增器1200和與倍增器1206連接的倍增器1002。倍增器1204和1206與加法器1208連接。加法器1208與延遲單元1210和存儲電路1212連接。存儲電路1212與加法器1214連接，該加法器與選擇器單元1216連接。倍增器1228與倍增器1224連接，而倍增器1230與倍增器1226連接。倍增器1224和1226與加法器1222連接。加法器1222與延遲單元1220和存儲電路1218連接。存儲電路1218與加法器1214連接。選擇器單元1216通過導線1028將控制信號提供給倍增器1006。
工作時，倍增器1200接收I1′和1/N以將I1′/N提供給倍增器1204，該倍增器計算平方值(I1′/N)2，並且將該結果提供給加法器1208。同樣，倍增器1202接收Q1′和1/N以將Q1′/N提供給倍增器1206，該倍增器計算出該結果的平方值以將(Q1′/N)2提供給加法器1208。加法器將結果(I1′/N)2+(Q1′/N)2提供給存儲電路1212和延遲單元1210。加法器1208、延遲單元1210和存儲電路1202在一段時間上將(I1′/N)2+(Q1′/N)2的數值累加。同樣，這個時間段由與輸入信號I1′、Q1′對應的採樣頻率確定。N同樣指的是所採的樣本數量(即，窗口尺寸)。一旦採到了正確數量的樣本，存儲電路1212將結果 提供給加法器1214，其中 和 分別為I1′2和Q1′2在該時間段上的平均值。同樣，對於I2′、Q2′進行相同的計算。還有，如圖12所示對I2′、Q2′可以重複該電路，或者可以通過對兩個信號I1′、Q1′和I2′、Q2′進行時分多路復用(time multiplexing)來共享與I1′、Q1′相對應的電路。因此，加法器1222、延遲單元1220和存儲電路1218de的操作用來在預定時間窗口上累加(I2′/N)2+(Q2′/N)2的數值，該時間窗口由I2′、Q2′的採樣頻率和N確定。因此，提供給加法器1214的結果為 其中 和 為I2′2和Q2′2在該預定時間窗口上的平均值。要注意的是，數值 和 和 中，每個都對應於相應信號I1′、Q1′和I2′、Q2′的功率。
將來自存儲電路1212和1218的結果提供給加法器1214，該加法器將這兩個結果 和 和 之間的差異提供給選擇器單元1216。選擇器單元1216確定信號I1′、Q1′或I2′、Q2′中哪個更強並且由此通過導線1028輸出該控制信號。如果I1′、Q1′為更強的信號，則通過導線1028輸出的控制信號允許MUX1026能夠選擇I1′、Q1′通過導線1030和1032傳送給MUX1010。但是，如果選擇器單元1216選擇I2′、Q2′作為更強的信號，則MUX1006通過導線1030和1032將I2′、Q2′輸出給MUX1010。因此，選擇器單元1216可以確定那個信號具有更大的功率。例如，如果從加法器1214提供給選擇器單元1216的數值大於0，則這表示I1′、Q1′的功率大於I2′、Q2′。但是，如果該差值小於0(即為負數)，則這表示I2′、Q2′的功率大於I1′、Q1′，並且選擇器單元1216由此輸出控制信號。
圖13顯示出根據本發明一個實施方案的倍增器1012的一部分以及鎖相環路和鎖定檢測電路1008的一部分。倍增器1012包括倍增器1300、1302、1306和1310以及加法器1304和1308。倍增器1300接收I1′和I2′，而倍增器1302接收Q1′和Q2′。將倍增器1300和1302的結果提供給加法器1304，該加法器的輸出通過導線1034被提供給鎖相環路和鎖定檢測電路1008。同樣，倍增器1306接收輸入I2′和Q1′，並且倍增器1310接收輸入Q2′和I1′。倍增器1306和1310將它們的輸出提供給加法器1308，該加法器計算出在這兩個數值之間的差值，並且通過導線1306將結果提供給鎖相環路和鎖定檢測電路1008。因此，工作時，倍增器1012輸出I1′、Q1′乘以IM+jQM形式的I2′、Q2′的復共軛的結果，其中IM表示通過導線1034傳導的實部，QM表示通過導線1036傳導的虛部。(參見上面的等式3)鎖相環路和鎖定檢測電路1008包括與加法器1312連接的倍增器1314和與加法器1322連接的倍增器1320。加法器1312還與倍增器1316和鎖定檢測器1324連接。加法器1322還與倍增器1318和倍增器1328連接。增益調節器1326與鎖定檢測器1324的輸出端連接，並且向倍增器1328提供輸入。倍增器1328與延遲單元1330連接，該延遲單元與加法器1334連接。加法器1334與計算電路1336和延遲單元1332連接。延遲單元1332向加法器1334提供反饋值。計算電路1336通過導線1038輸出相位校正1並且通過導線1040輸出相位校正2。計算電路1336還連接成向倍增器1320、1318、1316和1314提供輸入。
工作時，鎖相環路和鎖定檢測電路1008包括一鎖相環路(PLL)部分，用來估計輸入信號IM+jQM的相位差數值。這是通過採用由增益調節器1326、倍增器1328、延遲單元1330、加法器1334、延遲單元1332和計算電路1336實現的鎖相環路來進行的。鎖相環路以輸入給計算電路1336的Δθ′的初始值開始，其中Δθ′代表PLL的相位數值。例如，初始值可以為0。在PLL的迭代期間，調節Δθ′直到PLL鎖到一個相位數值上。在Δθ′大致等於與IM+jQM相對應的Δθ時PLL鎖定。如將在下面進一步描述的一樣，鎖定檢測器1324確定PLL是否鎖定。計算電路1336接收數值Δθ′，並且將餘弦和正弦計算的結果提供給倍增器1320、1318、1316和1314。
倍增器1314、1316、1320、1318以及加法器1312和1322計算出將輸入信號IM+jQM乘以從PLL得到的相位Δθ′的復共軛的結果，這可以表示為e-jΔθ′，其中等式17e-jΔθ′＝cos(Δθ′)-jsin(Δθ′)如參照等式4所示一樣，IM+jQM的相位可以表示為ejΔθ。因此，該計算的結果可以表示如下等式18ejΔθ·e-jΔθ′＝ej(Δθ-Δθ′)＝cos(Δθ-Δθ′)+jsin(Δθ-Δθ′)在加法器1312的輸出端處的導線1340將最終計算結果的實部cos(Δθ-Δθ′)提供給鎖定檢測器1324，而加法器1322將最終計算結果的虛部sin(Δθ-Δθ′)提供給倍增器1328。如果鎖定檢測器1324確定PLL還沒有鎖定(即，Δθ′不夠接近Δθ)，則增益調節器1326通過倍增器1328調節來自1322的信號的虛部的增益，並且計算出更新的Δθ′。將這個更新的Δθ′提供給計算電路1336，該計算電路向倍增器1314、1316、1318、1320提供Δθ′的餘弦和正弦數值以便再次將這個Δθ′的復共軛乘以輸入信號IM+jQM。這個迭代過程一直進行直到確定由加法器1312提供給鎖定檢測器1324的最終計算結果的實部提供了與Δθ的差值處於預定範圍的Δθ′。由於最終計算結果的實部由cos(Δθ-Δθ′)表示，隨著Δθ′接近Δθ，因為cos(0)＝1所以該餘弦計算的結果接近1。如果鎖定檢測器1324確定輸入信號超過鎖定閾值1338(即，Δθ′充分接近Δθ)，則通過導線1046將鎖定信號提供給MUX1010以使得合併的輸出能夠通過導線1042和1044輸出作為I、Q。還有，一旦鎖定檢測器通過導線1046「確立」了鎖定信號，則該鎖定信號也被提供給增益調節器1326以便選擇更小的增益值，以使得PLL具有更大的穩定性。也就是說，一旦PLL鎖定，則更小的增益提供更穩定的系統。
圖14顯示出圖13的鎖定檢測器1324的一個實施方案。通過導線1340將上面參照圖13所述的最終計算結果的實部提供給鎖定檢測器1324作為給低通濾波器1400的輸入。該低通濾波器將輸入信號的高頻部分中的噪聲部分除去。將該低通濾波器1400的輸出提供給加法器1402，該加法器也接收鎖定閾值1338。加法器1402找出在來自濾波器1400的經濾波的輸入和鎖定閾值1338之間的差異，並且將該結果提供給鎖定確定電路1404，該電路通過導線1046將輸出鎖定信號提供給MUX1010。鎖定確定電路1404確定在加法器1402的輸出端處的差異是大於0或是小於0以便確定出輸入信號是大於或是小於鎖定閾值1338。如果給鎖定確定電路的輸入為正，則鎖定確定電路「確立」鎖定信號1046以便選擇導線1042和1044，從而在MUX1010的輸出端處將合併信號提供作為I、Q。但是，如果鎖定確定電路1404確定加法器1402的輸出為負，則不「確立」鎖定信號1046，因此選擇MUX1006的輸出以通過導線1030和1032提供該信號作為在MUX1010的輸出端處的I、Q。
圖15顯示出圖3的時空單元302的一個實施方案。時空單元302既對輸入信號I1′、Q1′和I2′、Q2′進行分集合併，還為所得到的信號提供回波消除。時空單元302為輸入信號提供空間合併並且為所得到的信號提供時域濾波。時域部分也可以被稱作進行回波消除的均衡器部分。(該均衡器部分也可以被稱為自適應濾波器1530，它包括性能測量和誤差信號發生器1522、倍增器1512、1514和1516、加法器1520、抽頭更新器(taps updater)1518以及延遲器1506、1508和1510。)通過倍增器1500和1502以及加法器1504將輸入信號I1′、Q1′和I2′、Q2′合併。用從加權更新器1524輸入給倍增器1500的加權因子W1給I1′、Q1′加權。同樣，通過倍增器1502用加權因子W2給I2′、Q2′加權，在倍增器1502處也通過加權更新器1524提供了W2。因此，將加權的結果提供給加法器1504以產生出合併的加權信號，該信號然後被提供給延遲單元1506和倍增器1512。W1和W2都代表複數。加法器1504的輸出通過延遲單元1506、1508和1510傳播。將加法器1504的輸出和每個延遲單元例如1506、1508和1510的輸出提供給相應的倍增器1512、1514和1516，在那裡將這些結果乘以相應的抽頭例如A1、A2和AL。然後將倍增器1512、1514和1516的這些輸出提供給加法器1520以產生出合併的經回波消除的輸出，該輸出通過導線312被提供給性能測量和誤差信號發生器1522並且被提供給MUX306和多路徑回波檢測器和信號質量監測器300。性能測量和誤差信號發生器1522將信息提供給加權更新器1524和抽頭更新器1518以由此將這些加權和抽頭的數值更新。要注意的是，這些抽頭(tap)(A1、A2和AL)也表示為複數。延遲單元例如1506和1508以及倍增器1512和1514以及抽頭例如A1和A2的數目取決於在該均衡器部分中的抽頭數目。
如此選擇空間合併器的權重(例如W1和W2)以及均衡器的抽頭(例如A1、A2、...、AL)，從而使在加法器1520的輸出端處所得到信號的幅度變化最小。還將在均衡器部分內的抽頭數量選擇為根據應用而定，與對更多的硬體或軟體的需要進行折衷，來改善所得到的信號質量。性能測量和誤差信號發生器1522進行改進的恆定模數算法以更新這些權重和抽頭以便減小在加法器1520的輸出端處在所得到的信號中的幅度變化。(因此，在一個實施方案中，採用與更新時域中的自適應濾波器抽頭相同的準則來更新空間域中的權重，如將在下面參照等式19-26所述一樣。)時空單元302因此可以使用輸入FM信號的恆定模數特徵。也就是說，FM信號應該保持恆定的幅度。但是，由於多路徑回波和噪聲的引入，所以輸入FM信號的幅度不會保持恆定。因此，採用這些權重和抽頭來減小由多路徑回波引起的幅度變化。還要注意的是，在圖15中所示的應用不僅適用於接收兩個天線信號，而且可以擴展為將來自任意數量天線的信號合併並進行回波消除。在該實施方案中，每個輸入信號在提供給加法器1504之前由相應的加權因子加權。同樣，均衡器部分(即，自適應濾波器1530)可以設計有任意數量的抽頭。
性能測量和誤差信號發生器1522採用改進的恆定模數算法向加權更新器1524和抽頭更新器1518提供合適的信息，這將在下面參照以下等式進行說明。在該算法中，成本函數限定如下等式19J=14E[|X(k)|2-1]2]]>在上面的等式中，X(k)為在加法器1520的輸出端處經過時空處理之後所得到的信號，並且k表示由t＝kTs給出的採樣時間，其中Ts為採樣周期。上面的等式表示為隨機過程的期望值，因為所接收的信號(例如I1′、Q1′和I2′、Q2′)為統計性的而不是確定性的。時空單元302的一個目的在於減小成本函數J，這是通過改變權重和抽頭來實現的，這將在下面作進一步說明。
要注意的是，所接收到的信號I1′、Q1′和I2′、Q2′從屬性上看也可以表示為rm(k)，其中m＝1，2，...N，N為在接收機中的天線數量，而k為由t＝kTs給出的採樣時間。還要注意的是，權重W1和W2可以分別表示為W1＝W1R+jW1I和W2＝W2R+jW2I。下標R用來表示該複數的實部，而下標I用來表示虛部。還有，它們在屬性上可以表示為Wm(k)，其中m＝1，2，...N，N為在接收機中的天線數量，而k為採樣時間間隔。同樣，A1，A2，...AL可以表示為A1＝A1R+jA1I等，或者在屬性上表示為An(k)，其中n＝1，2，...L，L為均衡器的抽頭數量，而k為採樣時間。例如，在這裡給出的等式中，可以採用不同的表達。
下面的等式表示來自不同天線的所有信號的組合。在加法器1504的輸出端處的這個信號Y(k)表示為如下面等式所示等式20Y(k)=m=1Nrm(k)Wm(k)]]>上面的等式是針對在該系統中有任意數量的天線的情況的通式。在具有兩個天線的如圖15所示的實施方案中，用於Y(k)的等式可以表示如下等式21Y(k)＝(I1′+Q1′)·(W1R+jW1I)+(I1′+jQ2′)·(W2R+jW2I)因此，在加法器1520的輸出端處獲得的均衡信號可以表示如下
等式22X(k)=n=1LY(k-n)An(k)]]>在上面的等式中，L表示在時空單元302的均衡器部分中的抽頭數量。Y(k-n)表示由延遲單元1506、1508、1510等改變了時間的在加法器1504的輸出端處的加權合併信號(還參見上面的等式20)。
為了求成本函數J的最小值，成本函數相對於這些權重的復共軛的偏導數設定為0，就如成本函數相對於這些抽頭的復共軛的偏導數一樣。因此，這些等式如下給出等式23JWm=0,m=1,2,...N]]>等式24JAn=0,n=1,2,...L]]>可以使用統計梯度來找出上面等式的解。因此，用於這些權重和抽頭的更新等式如下得出等式25Wm(k+1)＝Wm(k)-μ×(|X(k)|2-1)×X(k)×A1·(k)×rm·(k)，其中m＝1，2，...N等式26An(k+1)＝An(k)-μ×(|X(k)|2-1)×X(k)×Y·(k-n)，其中n＝1，2，...L在上面兩個等式即等式25和26中，μ為表示步長的常數，而k表示採樣時刻t＝kTs。因此，上面的等式表示這些權重和抽頭的時間平均。
如參照圖3所述一樣，將加法器1520的輸出反饋給多路徑回波檢測器和信號質量監測器300，以確定出所計算出的信號的回波是否已經被降低至低於許可回波的預定閾值。如果是，則通過導線320傳送的控制信號選擇導線312經過MUX306被提供給導線208作為Icomb、Qcomb。但是，如果回波檢測器和信號質量監測器300確定回波仍然高於預定的閾值，則時空單元302進行另一次迭代以進一步降低信號中的多路徑回波，從而重複該過程。
圖16顯示出用在圖3和4中的多路徑回波檢測器和信號質量監測器300、402的一個實施方案。如果採用圖3的實施方案，則模數電路1600分別通過導線314和316接收輸入信號I1′、Q1′和I2′、Q2′。在圖4的實施方案中，多路徑回波檢測器和信號質量監測器402通過導線416接收合併的I1′、Q1′和I2′、Q2′信號。然後模數電路1600計算出數字複數基帶信號的模數。理想的是，這些結果應該等於恆定的數值。但是，在隨時間變化的移動信道中，所傳送的信號會受到信道衰減的影響。然而在FM無線電系統中，信道的變化與寬波段FM信號的帶寬相比通常較慢。因此，可以採用帶通濾波器1602來減去由多路徑回波引起的模數變化並且忽略信道的緩慢變化。然後通過平均信號強度檢測器1604來計算出帶通濾波器1602的輸出的平均信號強度。然後比較電路1606將平均信號強度與預設定的數值例如閾值強度1608進行比較。然後根據比較結果作出判定。如果平均信號強度大於閾值強度數值1608，則所接收的信號I1′、Q1′或I2′、Q2′或者它們的組合需要進行回波消除處理。也就是說，在圖3的實施方案中，將I1′、Q1′和I2′、Q2′發送給時空單元302以對付頻率選擇性衰減信道。在圖4的實施方案中，多路徑回波檢測信號質量監測器402使得回波消除器406能夠在將這些結果輸出給導線208作為Icomb、Qcomb之前對從分集合併單元404接收到的信號進行回波消除。
要注意的是，在本申請文件中描述的各個硬體單元和電路可以重複使用或者由各個功能共享。例如，在圖17中所示的電路1718可以用來實現一種狀態機，用來控制上面所述的其它功能的執行，並且不限於僅僅計算加權因子W1和W2。本發明的實施方案可以在硬體、軟體或這兩者的組合中實施。例如，一些實施方案可以實施為有限狀態機，它具有用微代碼控制狀態機的執行的控制電路。或者，可以採用軟體代碼來實現上面的功能。
在上面的說明書中，已經參照具體實施方案對本發明進行了說明。但是本領域普通技術人員應該理解的是，在不脫離在下面權利要求中所限定的本發明範圍情況下可以作出各種改變和變化。因此，該說明書和附圖應該被認為是示例性的而不是限制性的，並且所有這些改變都打算包含在本發明的範圍內。
上面已經參照具體實施方案對有益效果、其它優點和問題的解決方案進行說明。但是這些好處、優點、問題的解決方案和可能使任何好處、優點或解決方案出現或變得更加明顯的任何元件不能被當作任何或所有權利要求的關鍵、所要求的或者必要的特徵或元件。在這裡所使用的術語「包括」、「包含」或者其他類似表達方式意指非排它的包含，例如包括一系列元素的工藝、方法、物品或設備並不只包括那些元素，而是可以包括其它沒有明確列出或者這種工藝、方法、物品或設備所固有的其它元素。
權利要求
1.一種用於將來自第一傳感器(102)的第一信號與來自第二傳感器(104)的第二信號合併以產生出一合併信號的方法，該方法包括確定所述第一信號和所述第二信號之間的相位差(608或1108)；確定(604或1104)第一權值，其中該第一權值與所述相位差無關；確定(604)第二權值，其中該第二權值與所述相位差無關；將第一權值應用(606)於所述第一信號以產生出第一加權信號；將第二權值應用(606)於所述第二信號以產生出第二加權信號；並且當將所述第一加權信號和所述第二加權信號合併時採用(610，612、614或1118)所述相位差。
2.一種用於將來自第一傳感器的第一信號與來自第二傳感器的第二信號合併以產生出一合併信號的方法，該方法包括確定(604)所述第一信號的第一信號特性，其中所述第一信號特性不是信噪比特性；並且當將所述第一信號與所述第二信號合併以產生所述合併信號時採用(610，612，614)所述第一信號特性來給所述第一信號加權。
3.一種用於將來自第一傳感器(102)的第一信號與來自第二傳感器(104)的第二信號合併以產生出一合併信號的方法，該方法包括採用鎖相環路(1008)來估計在所述第一信號和所述第二信號之間的相位差；並且採用(1116)該相位差來校正所述第一和第二信號中的至少一個的相位。
4.一種接收機(100)，它包括一更高頻率單元(106，108或114)，它具有用來接收來自第一傳感器(102)的第一信號的第一輸入並且具有用來接收來自第二傳感器(104)的第二信號的第二輸入，其中對於第一選擇狀態而言，所述第一信號和第二信號表示相同的信息數值；以及一基帶單元(116)，它與所述更高頻率單元耦接，所述基帶單元具有至少一個旁通信號和至少一個輸出，所述旁通信號根據至少所述第一選擇狀態選擇該輸出是否為與第二信號結合的第一信號的函數。
5.一種接收機(100)，它包括第一部件(106，108或114)，用來接收來自第一傳感器的第一信號並且用來接收來自第二傳感器的第二信號，其中所述第一信號和第二信號對於第一選擇狀態而言表示相同的信息數值；以及基帶部件(116)，用來產生一旁通信號和一輸出，所述基帶部件與用於接收與所述第一和第二信號中的至少一個相關的數字信息的所述第一部件耦接，其中所述旁通信號根據至少所述第一選擇狀態選擇所述基帶部件的輸出是否為與第二信號結合的第一信號的函數。
6.一種基帶單元(116)，它包括第一輸入(128)，用於接收源自第一傳感器的第一信號；第二輸入(130)，用於接收源自第二傳感器的第二信號；一輸出(134)；以及電路(112)，用於產生一旁通信號，其中所述旁通信號影響基帶單元的輸出是否為與第二信號結合的第一信號的函數。
7.一種基帶單元(116)，用於接收來自第一接收源(102)的第一信號(128)，並且用於接收來自第二接收源(104)的第二信號(130)，所述基帶單元提供一輸出(134)，所述基帶單元包括第一單元(302)，用於採用第一算法合併第一信號和第二信號；第二單元(304)，用於採用第二算法合併第一信號和第二信號；以及信號質量監測器(300或402)，用於監測所述第一信號的第一質量水平和所述第二信號的第二質量水平，並且用於選擇是採用第一單元還是採用第二單元來提供輸出。
8.一種基帶單元(116)，用於接收來自第一接收源(102)的第一信號(128)，並且用於接收來自第二接收源(104)的第二信號(130)，所述基帶單元提供一輸出(134)，所述基帶單元包括一單元(302或304)，用於將第一信號和第二信號合併並且提供一合併信號；一信號質量監測器(300或402)，用於確定合併信號的質量特性並且用於提供一控制信號；以及一回波消除器(406)，該回波消除器接收來自信號監測器的控制信號，並且被選擇性地用來根據所述第一和第二質量特性中的至少一個對合併信號進行回波消除。
9.一種基帶單元，用於接收來自第一接收源(102)的第一信號(128)，並且用於接收來自第二接收源(104)的第二信號(130)，所述基帶單元提供一輸出(134)，所述基帶單元包括一信號質量監測器(300或402)，用於確定所述第一信號和第二信號中的至少一個的質量特性並且用於提供一控制信號；一單元(302或304)，用於將第一信號和第二信號合併並且提供一合併信號；以及一回波消除器(406)，該回波消除器接收來自信號監測器的控制信號，並且被選擇性地用來根據質量特性對合併信號進行回波消除。
全文摘要
本發明的實施方案大體上涉及接收機。一個實施方案涉及一種具有多個傳感器(例如天線)(102，104)的數字FM(100)接收機。在一個實施方案種，數字接收機包括具有信道處理單元的基帶單元(116)。在一個實施方案中，信道處理單元能夠在將輸入信號合併之前計算或估計在它們之間的相位差。一個實施方案採用了相位估計方法來分集合併這些信號，而另一個實施方案採用了混合鎖相環路方法。還有，本發明的一些實施方案在分集合併之後要進行回波消除。信道處理單元的一可選實施方案採用時空單元來對輸入信號進行分集合併和回波消除。本發明的其它實施方案允許來自多個天線的輸入信號能夠通過未合併的基帶單元，在那裡輸入信號可以具有不同的數據格式。
文檔編號H04L27/38GK1545772SQ02816359
公開日2004年11月10日 申請日期2002年6月28日 優先權日2001年7月27日
發明者李君頌, D 亨德裡克斯, 喬恩·D·亨德裡克斯, E 塞伯格, 查爾斯·E·塞伯格, 因納雅圖拉, 何耀倫, 艾茲法·因納雅圖拉 申請人:自由度半導體公司