電荷泵電路及其控制電路、控制方法

2023-08-11 12:19:11 1

專利名稱：電荷泵電路及其控制電路、控制方法
技術領域：
本發明涉及電荷泵電路。
背景技術：
在近年的可攜式電話、PDA ( Personal Digital Assistants:個人數字助理) 等電子設備中，安裝有例如被用作液晶的背光燈的LED( Light Emitting Diode: 發光二極體)那樣需要比電池電壓高的驅動電壓的器件。例如在這些小型信 息終端中，較多使用鋰離子電池，其輸出電壓通常是3.5V左右，充滿電時是 4.2V左右，但作為LED的驅動電壓，需要比電池電壓高的電壓。這樣，在需 要比電池電壓高的電壓時，使用電荷泵電路或開關調節器來使電池電壓升壓， 得到驅動LED所需的電壓。
池電壓是3V,升壓率為2倍時，輸出電壓被固定為6V。因此，當負載電路 需要低於6V的驅動電壓時，就需要在電荷泵電路的輸入側或輸出側插入功 率電晶體，調節其導通電阻，由此調節^T出電壓。例如專利文獻1中記載有 相關技術。
專利文獻1:特開2000 - 262043號/〉才艮

發明內容
〔發明所要解決的課題〕 在使用專利文獻1中記載的技術時，需要使用功率電晶體，所以電路的 部件數和電路面積都要增加。
本發明是鑑於這樣的課題而設計的，其目的在於提供一種既能抑制電路 規模的增大，又能將輸出電壓調節為所希望的值的電荷泵電路。 〔用於解決課題的手段〕
本發明的一個方案涉及一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電 容器的電荷泵電路的控制電路。該控制電路包括第1開關組，包含設置在利用輸入電壓對快速電容器進行充電的路徑上的至少一個開關；第2開關組， 包含設置在利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器進行充電的路徑上 的至少一個開關；脈沖調製器，生成脈衝信號，該脈衝信號的佔空比被調節，
動器，從脈衝調製器接收脈衝信號，在與脈衝信號的高電平期間相應的期間， 使第1開關組、第2開關組的任一者接通，在與其低電平期間相應的期間， 使另一者導通；其中，脈衝調製器將脈衝信號的佔空比限制在預定的範圍內。
根據該方案，根據脈衝信號的佔空比，通過反饋調節對快速電容器的充 電時間和對輸出電容器的充電期間。結果，能夠不在電荷泵電路的前後設置 調節器地將電荷泵電路的輸出電壓穩定在所希望的值。
脈沖調製器進行周期固定、脈衝寬度變化的脈衝寬度調製。 (l)脈沖調製器可以調製脈沖信號，使得反饋電壓越低，高電平期間就 越長，並且，對脈沖信號的佔空比設定上限值進行調製，使得脈衝信號的佔 空比在上限值以下的範圍內變化。所謂"佔空比"是指脈衝信號的高電平期 間相對於周期時間的比率。
此時，驅動器可以在與脈沖信號的高電平期間相應的期間使第1開關組 接通，在與低電平期間相應的期間使第2開關組接通。
在該情況下，由於第2開關組接通的時間比第1開關組接通的狀態長， 所以能夠減少輸出電壓的波動。
另外，上限值可以被設定為大於0%、小於或等於電荷泵電路對負載的 電流供給能力變成最大時的佔空比的值。
提供給輸出電容器的電荷隨佔空比從0%起增大而增加，在佔空比為某 預定值時變成最大。佔空比超過預定值地增大時，提供給輸出電容器的電荷 就反過來呈減少趨勢。因此，通過將脈衝信號的佔空比的上限值設定為預定 值以下的值，能夠使電路穩定工作。
脈衝調製器可以還將脈衝信號的佔空比與預定的下限值進行比較，在脈 衝信號的佔空比小於下限值時，固定脈衝信號的電平。
在輕負載時隨著負載電流減少，反饋電壓變高，佔空比變小。通過在佔 空比變得小於下限值時固定脈沖信號的佔空比，能夠使電荷泵電路的開關動 作暫停，使之間歇地進行動作。結果，能夠減少電荷泵電路的消耗電流。
脈沖調製器在脈衝信號的佔空比小於下限值時固定脈沖信號的電平，使得第2開關組接通。
在該情況下，開關動作在與負載相連的電容較大的狀態下停止，所以能 夠減少輸出電壓Vout的波動。
(2)脈衝調製器可以調製脈衝信號，使得反饋電壓越低，低電平期間就 越長，並且，對脈沖信號的佔空比設定下限值進行調製，使得脈衝信號的佔 空比在下限值以上的範圍內變化。
驅動器可以在與脈沖信號的低電平期間相應的期間，使第1開關組接通，
在與高電平期間相應的期間，使第2開關組接通。
在該情況下，第2開關組接通的時間比第1開關組接通的狀態長，所以
能夠減少輸出電壓的波動。
下限值可以被設定為小於100%、大於或等於電荷泵電路對負載的電流 供給能力變成最大時的佔空比的值。
提供給輸出電容器的電荷隨佔空比從100%起變小而增加，在佔空比為 預定值時變成最大。當佔空比跨越預定值地變小時，提供給輸出電容器的電 荷反過來呈減小趨勢。因此，通過將脈沖信號的佔空比的下限值設定為預定 值以下的值，能夠使電路穩定工作。
脈衝調製器可以還對脈沖信號的佔空比設定上限值，在脈衝信號的佔空 比大於上限值時，固定脈衝信號的電平。
此時，能夠在輕負載時使之間歇地進行動作，能夠減少消耗電流。
優選脈沖調製器在脈衝信號的佔空比大於上限值時固定脈衝信號的電 平，使得第2開關組接通。
此時，開關動作在與負載相連的電容較大的狀態下停止，所以能夠減少 專敘出電壓的波動。
本發明的另一方案涉及一種電荷泵電路。該電荷泵電路包括快速電容 器；輸出電容器；控制快速電容器和輸出電容器的充放電狀態的上述控制電路。
本發明的再一個方案涉及一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出 電容器的電荷泵電路的控制方法。該控制方法包括利用輸入電壓對快速電 容器充電的步驟；利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器充電的步驟； 生成對與電荷泵電路的輸出電壓相應的反饋電壓與預定的基準電壓的誤差進 行放大後的誤差電壓的步樣;以預定周期的三角波信號對誤差電壓限幅，生成被脈衝寬度調製後的脈沖信號的步驟；將脈衝信號的脈衝寬度限制在預定 的範圍內的步驟；在與脈衝信號的高電平期間相應的期間，使第1開關組、 第2開關組中的一者接通，在與低電平期間相應的期間使另一開關組接通的步驟。
對脈衝信號的低電平期間和高電平期間中的時間較長者分配第2開關組 的接通，對較短者分配第1開關組的接通。
另外，將以上結構要件的任意組合、本發明的結構要件以及表現方式在 方法、裝置、系統等之間相互轉換的方案，作為本發明的實施方式也是有效的。
〔發明效果〕
通過本發明，能夠提供一種既能抑制電路規模的增大，又能將輸出電壓 調節為所希望的值的電荷泵電路。


圖1是表示本發明實施方式的電荷泵電路的結構的電路圖。 圖2是圖1的電荷泵電路的信號波形圖。
圖3的(a)和(b)分別是通常負載時和輕負載時的圖1的電荷泵電路 的動作波形圖。
〔標號說明〕
100…控制電路、102…輸入端子、104…電容器端子、106…電容器端子、 108…輸出端子、110…接地端子、112…反饋端子、120…電荷泵電路、122... 輸入端子、124…輸出端子、Cfl…快速電容器、Col…輸出電容器、Rl…反 饋電阻、10…第1開關組、12…第2開關組、SW1…第1開關、SW2…第2 開關、SW3…第3開關、SW4…第4開關、20…脈沖調製器、22…誤差放大 器、24…振蕩器、26…PWM比較器、28…最大佔空比比較器、30..."與，，門、 32…最小佔空比比較器、34...PFM控制器、40…驅動器、Vin…輸入電壓、 Vout…llT出電壓。
具體實施方式
(第1實施方式)
以下基於優選的實施方式參照

本發明。對於各附圖中所示的相
同或等同的結構要件、部件、處理標註相同的標號，並適當省略重複的說明。
另外，實施方式只是例示，並非限定本發明，實施方式中所記述的所有特;f正
及其組合，不一定就是發明的本質特徵。
在本說明書中，所謂"部件A與部件B相連接的狀態"，包括部件A 與部件B物理地直接連接的情形，以及部件A與部件B經由不對電連接狀態 產生影響的其他部件間接相連接的情形。
同樣地，所謂"部件C被設置在部件A與部件B之間的狀態"，除部件 A與部件C、或部件B與部件C直接相連的情形外，還包括經由不對電連接 狀態產生影響的其他部件間接相連接的情形。
圖1是表示本發明實施方式的電荷泵電路120的結構的電路圖。電荷泵 電路120將輸入到輸入端子122的輸入電壓Vin升壓，從輸出端子124輸出 輸出電壓Vout。作為輸入電壓Vin，可以使用從未圖示的電池輸出的電池電 壓或從電源電路供給的電源電壓Vdd。本發明可適用於任意的升壓率的電荷 泵電路，但以下為易於理解，說明2倍的電荷泵電路。
電荷泵電路120具有控制電路100、快速電容器(flying capacitor) Cfl 、 輸出電容器Col、反饋電阻R1和R2。圖1的電荷泵電路的升壓率是2倍， 所以具有一個快速電容器Cfl和一個輸出電容器Col,但為其他升壓率時或 生成多個輸出電壓時，快速電容器、輸出電容器可以是多個。
控制電路100具有第1開關組10、第2開關組12、脈衝調製器20、驅 動器(DRV) 40,是被集成在一個半導體襯底上的功能電路。輸入端子102 被施加來自外部的輸入電壓Vin。在電容器端子104與電容器端子106之間 連接快速電容器Cfl，在輸出端子108與接地之間連接輸出電容器Co1。接地 端子110被接地，反饋端子112、皮輸入與輸出電壓Vout相應的反饋電壓Vfb。 反饋電壓Vfb是用反饋電阻Rl 、反饋電阻R2對輸出電壓Vout分壓後的電壓。
一般，電荷泵電路通過反覆進行對快速電容器充電的充電期間(M和利
升壓後的電壓。
第1開關組10包含設置在利用輸入電壓Vin對快速電容器Cfl進行充電 的路徑上的至少一個開關。第1開關組10和快速電容器Cfl形成串聯在輸入 端子122與接地之間的路徑。在本實施方式中，第1開關組10包含第1開關 SW1、第2開關SW2。具體來說，第1開關SW1淨皮設置在輸入端子102與
電容器端子104之間，第2開關SW2被設置在電容器端子106與接地端子 110之間。第1開關SW1是P溝道MOSFET( Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor:金屬氧化物半導體電晶體)，第2開關SW2是N溝道 MOSFET。
第2開關組12包含被設置在在充電期間(J) 1利用蓄積在快速電容器Cfl 中的電荷對輸出電容器Col充電的路徑上的至少一個開關。在本實施方式中， 第2開關組12包含第3開關SW3、第4開關SW4，具體來說，第3開關SW3 被設置在輸入端子102與電容器端子106之間，第4開關SW4被設置在電容 器端子104與輸出端子108之間。第3開關SW3、第4開關SW4都是P溝 道MOSFET。
驅動器40包括電平移位電路，切換第1開關SW1 ~第4開關SW4的柵 極電壓，控制其導通和截止。
在充電期間(H，第1開關SW1、第2開關SW2都導通時，快速電容器 Cfl的一端被施加輸入電壓Vin，另一端被接地，結果，快速電容器Cfl被輸 入電壓Vin充電。設快速電容器Cfl兩端的電位差為AV。
在放電期間cj)2,當第3開關SW3、第4開關SW4都導通時，電容器端 子106的電位變得與輸入電壓Vin相等，電容器端子104的電位成為Vin + △ V。電容器端子104的電位經由第4開關SW4施加到輸出電容器Co1，由 此對輸出電容器Col充電。
驅動器40交替反覆充電期間小1和放電期間(J) 2，對輸入電壓Vin升壓。 以往的電荷泵電路是對佔空比為50 %的時鐘信號的高電平和低電平分配充電 期間小1和放電期間4)2的，所以充電期間cj) 1和》欠電期間cj)2被固定。與此 不同，本實施方式的電荷泵電路120的特徵在於，通過反饋來調節充電期間 小1和》文電期間4>2。
脈沖調製器20生成脈坪信號Spwm3，提供給驅動器40。驅動器40將脈 衝信號Spwm3的高電平期間TH分配為充電期間(J) 1或放電期間cj)2，將低電 平期間TL分配給另一者，交替地使第1開關組10和第2開關組12接通。
脈衝調製器20被輸入與電荷泵電路120的輸出電壓Vout相應的反々貴電 壓Vfb。脈衝調製器20調節脈沖信號Spwm3的佔空比，使得反饋電壓Vfb 與預定的基準電壓Vref相一致。所謂佔空比，是高電平期間TH相對於周期 時間Tp( =TH + TL)的比率。在本實施方式中，脈沖調製器20進行脈沖寬
度調製。
驅動器40設置死區時間(dead time )，使得第1開關組10和第2開關 組12不同時導通，優選在脈衝信號Spwm3的正沿和負沿附近設定第1開關 組10和第2開關組12兩者都成為截止的死區時間。死區時間的設定方法佳_ 用公知技術即可。
脈衝調製器20調節脈衝信號Spwml的佔空比，將之限制在預定的範圍 內。下面說明其理由。
當脈沖信號Spwm3的佔空比為0%時，第1開關組10不導通，所以不 進行輸入電壓Vin對快速電容器Cfl的充電。因此，不進行向輸出電容器Col 的電荷輸送，成為對連接於輸出端子124的負載(未圖示)的電流供給能力 (驅動能力)較低的狀態(實質上是0)。
當脈沖信號Spwm3的佔空比在某範圍內增大時，對快速電容器Cfl的充 電期間4) 1變長。相應於此，在充電期間cf) 1蓄積在快速電容器Cfl中的電荷 量增加，在充電期間c[) 1後的快速電容器Cfl的電位差AV變大。
如上所述在放電期間c])2,輸出電容器Col被以Vin + △ V的電壓充電。 因此，若快速電容器Cfl的電位差AV變大，則在放電期間(1)2中提供給輸 出電容器Col的電荷量將增加。即，伴隨於脈衝信號Spwm3的佔空比的增 大，對負載的電流供給能力也增加。
增大脈衝信號Spwm3的佔空比，則對快速電容器Cfl的充電期間(}) 1變 長。但充電期間c])l後的電位差AV的上限值是輸入電壓Vin。現將電位差A V達到上限值時的佔空比記為a % 。若超過oc %地增大脈衝信號Spwm3的佔 空比，則在充電期間cH提供給快速電容器Cfl的電荷量為固定的狀態，放 電期間(J)2變短。結果，伴隨於佔空比的增大，在放電期間cj)2提供給輸出電 容器Col的電荷量減少。即，隨著脈沖信號Spwm3的佔空比超過a %地增 大，對負載的電流供給能力下降。
當脈衝信號Spwm3的佔空比變成100%時，不從快速電容器Cfl向輸出 電容器Col輸送電荷，對負載的電流供給能力實質上變為0。
即，電荷泵電路120的電流供給能力在佔空比為0%和100%時變成最4氐， 在某值a。/。時變成最大。換言之，佔空比中存在給予電荷泵電路的電流供給 能力最大值的值。
因此，監視輸出電壓Vout，進行反饋，使得當輸出電壓Vout下降時、
即負載電流增加時，使電荷泵電路120的電流供給能力增大，相反，當輸出
電壓Vout增大時、即負載電流減少時，使電荷泵電路120的電流供給能力減 小，由此能夠將輸出電壓Vout保持為一定值。
如果脈衝信號Spwm3的佔空比跨越cc %地變化，則向輸出電壓Vout偏 離目標值的方向反饋，所以輸出電壓Vout變得不穩定。因此，本實施方式的 電荷泵電路120將脈衝信號Spwm3的佔空比限制在預定的範圍內。
這樣，在本實施方式的電荷泵電路120中，基於被限制了佔空比的範圍 的脈衝信號Spwm3來控制第1開關組10、第2開關組12,從而能夠穩定輸 出電壓Vout。
以往的電荷泵電路在輸入電壓為2V時只能輸出4V的輸出電壓Vout。 因此，在想要得到4V以下的所希望的電壓時，需要在電荷泵電路的前級或 後級設置線性調節器，電路面積會增大。而與此不同，通過本實施方式的電 荷泵電路120，即使不設置調節器，也能將輸出電壓Vout穩定為所希望的值， 所以能夠減小電路面積。
另外，在如以往那樣設置調節器時，在從供給輸入電壓的輸入端子至負 載的路徑上插入功率電晶體，所以因功率電晶體的功率損耗，效率會下降。 與此不同，本實施方式的電荷泵電路120不需要功率電晶體，所以能夠改善 電路的效率。
oc %的值取決於快速電容器Cfl、輸出電容器Col的電容值、以及脈沖 信號Spwm3的頻率(周期時間Tp ),但典型的是50%。下面說明cc % = 50% 時的情況。
預定的範圍可以設定為 (1 ) 0% ~ (3 max% (2) ymin%~ 100%
的任一者。下面說明各個範圍時的反饋控制。 (1 )第1控制方法
脈衝調製器20對脈衝信號Spwm3進行調製，使得反饋電壓Vfb越低， 高電平期間TH就越長。此時，對脈衝信號Spwm3的佔空比設定上限值|3 max % ，進行調製使得脈衝信號Spwm3的佔空比在從0%至上限值P max。/。的範圍 內變化。
優選設定為(3 max < cc 。此時，能夠防止佔空比跨越a %的變化，能夠 穩定輸出電壓Vout。但是，當能夠容許輸出電壓Vout中產生波動(ripple ) 時，也可以將(3max設定得比a大。為了最大地提高電荷泵電路的效率，優 選使(3 max = cc 。當ot = 50時，P max在0 ~ 50間儘可能設定為大的值。
當(3max% =45%時，高電平期間TH在Tpx ( 0 ~ 0.45 )的範圍內變化， 低電平期間TL在Tpx ( 1 ~0.55)的範圍內變化。即，被限制為低電平期間 TL長於高電平期間TH。此時，優選驅動器40在與脈衝信號Spwm3的高電 平期間TH相應的期間使第1開關組IO導通，在與低電平期間TL相應的期 間使第2開關組12導通。即，優選使第2開關組12導通的時間變長。下面 說明其理由。
現在考察從輸出端子124看控制電路100側的電容。在充電期間(J)l，第 4開關SW4截止，所以與輸出端子124相連的電容僅是輸出電容器Co1。在 放電期間(J)2，除輸出電容器Col外快速電容器Cfl被連接。在負載電流一定 時，與輸出端子124相連的電容越大，輸出電壓Vout的變動就越小。
因此，通過將與脈衝信號Spwm3的高電平期間TH相應的時間分配為充 電期間cj)l，放電期間4 2變得比充電期間(J) 1長，所以能夠減小輸出電壓Vout 的波動。
雖然有放電期間(1)2越長越能減小輸出電壓Vout的波動這樣的優點，但 在輸出電容器Col的電容較大時、波動能夠容許時，也可以將高電平期間TH 分配為放電期間cb2。
圖1的控制電路100表示了執行第1控制方法的結構。脈沖調製器20 具有誤差放大器22、振蕩器(OSC)24、 PWM ( Pulse Width Modulation:脈 衝寬度調製)比較器26、"與"門30、最小佔空比比較器32、 PFM (Pulse Frequency Modulation:脈沖頻率調製)控制器(PFMCNT) 34、最大佔空比 比較器28。
誤差放大器22的反相輸入端子接收反饋電壓Vfb,非反相輸入端子接收 基準電壓Vref，對兩個電壓的誤差進行放大。將誤差放大器22的輸出稱為誤 差電壓Verr。振蕩器24輸出三角波或鋸齒波狀的周期電壓Vosc。 PWM比較 器26的非反相輸入端子接收誤差電壓Verr,反相輸入端子接收周期電壓 Vosc。 PWM比較器26以誤差電壓Verr對周期電壓Vosc限幅，輸出在交點 位置電平發生變化的脈沖信號Spwml。脈衝信號Spwml的脈衝寬度被調製， 使得輸出電壓Vout接近目標值。
最大佔空比比較器28接收周期電壓Vosc和最大電壓Vmax。最大佔空 比比較器28以最大電壓Vmax對周期電壓Vosc進行限幅，生成具有預定的 佔空比的最大脈沖信號Smax。設定最大電壓Vmax的值，使得最大脈沖信號 Smax的佔空比與上述的|3的值相一致。
"與"門30接收從PFM控制器34輸出的脈沖信號Spwm2和最大脈衝 信號Smax，輸出兩個信號的邏輯積。"與"門30的輸出、即脈衝信號Spwm3 的佔空比，在脈衝信號Spwml的佔空比為(3 max。/o以下時，與脈沖信號Spwml 的佔空比一致，在脈沖信號Spwml的佔空比為P max。/o以上時，成為p max%。 另外，為了限制脈沖信號Spwm3的佔空比，也可以利用其他電路結構，其形 式不做限定。
脈衝調製器20將脈沖信號Spwml的佔空比與預定的下限值(3min。/。進 行比較，當脈沖信號Spwml的佔空比小於下限值(3min。/。時，固定脈沖信號 Spwml的電平，使第1開關組10、第2開關組12的開關動作停止。即，變 得不從脈衝調製器20輸出脈沖。為此，設置有最小佔空比比較器32、 PFM 控制器34。
優選脈衝調製器20固定脈衝信號Spwm3的電平，使得在脈沖信號 Spwm3的佔空比小於下限值Pmin。/。時，第2開關組12接通。其理由在後面敘述。
最小佔空比比較器32接收周期電壓Vosc和最小電壓Vmin。最小佔空 比比較器32以最小電壓V^iin對周期電壓Vosc進行限幅，生成具有預定的 佔空比的最小脈衝信號Smin。設定最小電壓Vmin的值使得最小脈衝信號 Smin的佔空比為20%左右。
PFM控制器34接收脈衝信號Spwml和最小脈沖信號Smin，比較兩個 信號的佔空比。當脈衝信號Spwml的佔空比變得比最小脈衝信號Smin的佔 空比小時，將脈沖信號Spwm2的佔空比固定為低電平。當脈衝信號Spwml 的佔空比比最小脈衝信號Smin的佔空比大時，脈衝信號Spwm2變得與脈衝 信號Spwml相等。
另外，也可以使"與"門30和PFM控制器34的順序反過來。
下面說明如上那樣構成的電荷泵電路120的動作。圖2是圖1的電荷泵 電路120的信號波形圖。本說明書中所示的波形圖中的縱軸和橫軸為說明方 便或易於理解而被適當放大、縮小了。
隨著負載電流的增大，從輸出電容器Col向負載更多地供給電荷，所以 輸出電壓Vout下降，誤差電壓Verr上升。輸出電壓Vout越低，脈衝信號 Spwml的佔空比就越增加。但脈衝信號Spwm3的佔空比被限制在最大脈衝 信號Smax的佔空比P max %以下。另外，當脈衝信號Spwml的佔空比變得 小於最小脈衝信號Smin的佔空比(3min。/。時，脈衝信號Spwm3被固定為低 電平，脈衝被截斷。
圖3的(a) 、 (b)分別是通常負載時和輕負載時的電荷泵電路120的 動作波形圖。
如圖3的(a)所示，當負載電流為某程度較大的固定值時，通過反饋調 節脈沖信號Spwml的佔空比。第1開關組IO在脈衝信號Spwm3為高電平的 充電期間4) 1變成導通，第2開關組12在脈沖信號Spwml為^氐電平的力文電 期間cj)2成為導通。在充電期間(J)l，從輸出電容器Col流出負載電流，所以 輸出電壓Vout下降。在放電期間(J)2，用快速電容器Cfl對輸出電容器Col 充電，所以輸出電壓Vout上升。通過反覆進行充電期間cM和放電期間4)2, 輸出電壓Vout僅微小變動地穩定在目標值附近。
圖3的(b)表示輕負載時的動作。在輕負載狀態下，脈沖信號Spwml 的佔空比變得小於最小佔空比(3min%。結果，第1開關組10、第2開關組 12的開關動作停止，所以輸出電容器Col的充電動作停止。在此期間，輸出 電容器Col以較小的負載電流放電，所以輸出電壓Vout緩緩下降。伴隨於輸 出電壓Vout的下降，誤差電壓Verr上升，在時刻tl脈衝信號Spwml的佔空 比超過最小佔空比Pmin。/。時，脈衝信號Spwm3成為高電平，成為充電期間 小1。在這之後的放電期間j2，輸出電容器Col被充電，輸出電壓Vout上升。 輸出電壓Vout上升時，誤差電壓Verr再次下降，佔空比變得小於最小佔空 比(3 min% ,開關動作停止。
這樣，在本實施方式的電荷泵電^各120中，監浮見脈衝信號Spwm3的佔空 比，通過截斷比下限值pmin。/。小的脈沖，在輕負載狀態下能夠使之以間歇模 式進行動作。為切換第1開關組10、第2開關組12的導通和截止，需要用 於對各電晶體的柵極電容充放電的驅動電流，但通過使之以間歇模式進行動 作，驅動電流被減小了，所以能夠減少電荷泵電路120的消耗電流。
進而在輕負載時，脈衝信號Spwm3固定在低電平時，在第2開關組12 成為導通的狀態下電路停止。因此，輸出端子124被連接快速電容器Cfl和
輸出電容器Col的組合電容，所以能夠減小輸出電壓Vout的波動。
但是，本發明不限於此，也可以在輕負載時將脈衝信號Spwm3固定為高電平。
另外，圖3的(b)所示的輸出電壓Vout的波動比圖3的(a)中的要大， 但實際上是相同程度或比其小的。因為在負載電流較小的輕負載時，來自輸 出電容器Col的放電量較小，輸出電壓Vout的下降量也較小。
以上是本實施方式的電荷泵電路120的動作。另夕卜，應注意電荷泵電路
即，在升壓型的開關調節器中進行脈衝寬度調製時，所生成的脈衝信號的佔 空比Dsr由
Dsr = 1 - Vin/Vout
給出。即，根據輸入電壓Vin與輸出電壓的目標值Vout調節脈衝信號的 佔空比。
與此不同，在本實施方式的電荷泵電^各120的脈衝調製中，脈衝信號 Spwm3的佔空比是根據負載電流來決定的，在這一點上與開關調節器的脈沖 調製是不同的。
另外，在開關調節器中，越使佔空比增加，就越向輸出電壓Vout增大的 方向反饋，但在電荷泵電路中，當佔空比跨過某邊界值後，反饋的方向反轉。 因此，在本實施方式的電荷泵電路120中，對脈衝信號Spwm3的佔空比的範 圍設定限制。
(2)第2控制方法
在第l控制方法中，是調製脈衝信號使得反饋電壓Vfb越低，高電平期 間TH就越長的。與此不同，在第2控制方法中，調製脈衝信號Spwm3使得 反饋電壓Vfb越低，低電平期間TL就越長。並且，對脈衝信號Spwm3的佔 空比設定下限值Y min% ,進行調製使得脈衝信號Spwm3的佔空比在下限值 Y min %至100%的範圍內變化。
此時，優選設定為Ymin> ot。此時，能夠防止跨越a。/。的變化，所以能 夠穩定輸出電壓Vout。 ^f旦當能夠容許輸出電壓Vout中產生波動時，也可以 使Y min小於oc 。
為了使電荷泵電路的效率最高，優選^吏丫1^11= a。在a =50時，Ymin %在50% ~ 100%間儘量設定為小的值。
當Ymin。/。-55。/o時，高電平期間TH在Tpx ( 0.55 ~ 1 )範圍內變化， 低電平期間TL在Tpx (0.45~0)的範圍內變化。即，^皮限制為高電平期間 TH比低電平期間TL長。此時，優選驅動器40在與脈沖信號Spwm3的低電 平期間TL相應的期間使第1開關組IO導通，在與高電平期間TH相應的期 間使第2開關組12導通。即，優選使第2開關組12導通的時間變長。由此， 能夠減小輸出電壓Vout的波動。
為實現第2控制方法，只要使圖1的控制電路IOO變形即可。例如，可 以對誤差放大器22的反相輸入端子輸入基準電壓Vref，對非反相輸入端子輸 入反饋電壓Vfb。此時，負載電流越小、即輸出電壓Vout越大，誤差電壓 Verr就越大，脈衝信號Spwml的佔空比接近於100%。結果，對負載的電流 供給能力減小，能夠施加合適的反饋。負載電流增加時，佔空比趨近於oc, 電流供給能力增加。
此時，只要通過最大佔空比比較器28生成佔空比為Y min%的脈沖信號， 施加限制使得脈衝信號Spwm3的佔空比在Y min%以上即可。
在第2控制方法中，為在輕負載時實現間歇模式，對脈衝信號Spwm3 的佔空比設定上限值Ymax%,當脈沖信號Spwm3的佔空比大於上限值Y max。/o時，固定脈衝信號Spwm3的電平。此時，只要通過最小佔空比比較器 32生成佔空比為 Y max %的脈衝信號即可。
在第2控制方式中也能取得與第l控制方式一樣的效果。
以上說明了實施方式的電荷泵電路120。本領域技術人員能夠理解上述 實施方式只是例示，可以對其各結構要件和各處理過程的組合進行各種變形， 這些變形例也包含在本發明的範圍內。下面說明這樣的變形例。
電荷泵電路的結構不限於圖1的結構。例如也可以用二極體來取代晶體 管的開關。另外，在實施方式中說明了升壓率為2倍的電荷泵電路，但也可 以是將兩個輸入電壓相加的加法型電荷泵電路。此時，只要將第1開關SW1 和第3開關SW3的被共連的端子分離，設置第1輸入端子和第2輸入端子即 可。然後，將第1開關SW1的一端與第1輸入端子相連，將第3開關SW3 的一端與第2輸入端子相連。
另外，也可以是升壓率為1.5倍或4倍的電荷泵電路，或者可以是能切 換多個升壓率的電荷泵電路。並且，本發明也能適用於生成負電壓的電壓反 轉型的電荷泵電路。
在實施方式中，說明了第1開關SW1 ~第4開關SW4被內置在控制電 路100中的情況，但也可以採用分立元件，設置在控制電路100的外部。
在實施方式中，說明了脈衝調製器20對三角波或鋸齒波限幅來生成脈衝 信號的脈衝寬度調製的情況，但調製方法不限於此。例如也可以進行脈衝頻 率調製或脈衝密度調製。即，只要調節脈衝信號的佔空比使得輸出電壓Vout 趨近於目標電壓，並將佔空比限制在預定的範圍內即可。
各信號的邏輯電平不限於實施方式中所述的情況，可以進行適當反轉。
基於實施方式用特定的語句說明了本發明，但實施方式僅是表示本發明 的原理、應用，在不脫離權利要求書所規定的本發明思想的範圍內，可以對 實施方式啦文很多變形及配置的變更。
權利要求
1.一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電容器的電荷泵電路的控制電路，其特徵在於，包括第1開關組，包含設置在利用輸入電壓對上述快速電容器充電的路徑上的至少一個開關；第2開關組，包含設置在利用蓄積在上述快速電容器中的電荷對上述輸出電容器充電的路徑上的至少一個開關；脈衝調製器，生成脈衝信號，該脈衝信號的佔空比被調節，使得與上述電荷泵電路的輸出電壓相應的反饋電壓與預定的基準電壓相一致；以及驅動器，從上述脈衝調製器接收上述脈衝信號，在與上述脈衝信號的高電平期間相應的期間，使上述第1開關組、第2開關組的任一者接通，在與其低電平期間相應的期間，使另一者導通；其中，上述脈衝調製器將上述脈衝信號的佔空比限制在預定的範圍內。
2. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於 上述脈沖調製器進行周期一定、脈衝寬度變化的脈沖寬度調製。
3. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於上述脈衝調製器調製上述脈衝信號，使得反饋電壓越低，高電平期間就 越長，並且，對上述脈沖信號的佔空比設定上限值進行調製，使得上述脈沖 信號的佔空比在上述上限值以下的範圍內變化。
4. 根據權利要求3所述的控制電路，其特徵在於上述驅動器在與上述脈衝信號的高電平期間相應的期間使上述第1開關 組接通，在與低電平期間相應的期間使上述第2開關組接通。
5. 根據權利要求3所述的控制電路，其特徵在於上述上限值被i殳定為大於0%、小於或等於電荷泵電路對負載的電流供 給能力變成最大時的佔空比的值。
6. 根據權利要求3所述的控制電路，其特徵在於 上述脈衝調製器還將上述脈沖信號的佔空比與預定的下限值進行比較，在上述脈衝信號的佔空比小於上述下限值時，固定上述脈沖信號的電平。
7. 根據權利要求6所述的控制電路，其特徵在於上述脈衝調製器在上述脈沖信號的佔空比小於上述下限值時固定上述脈沖信號的電平，使得上述第2開關組接通。
8. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於上述脈衝調製器調製上述脈衝信號，使得反饋電壓越低，低電平期間就 越長，並且，對上述脈衝信號的佔空比設定下限值進行調製，使得上述脈沖 信號的佔空比在上述下限值以上的範圍內變化。
9. 根據權利要求8所述的控制電路，其特徵在於上述驅動器在與上述脈衝信號的低電平期間相應的期間，使上述第l開 關組接通，在與高電平期間相應的期間，使上述第2開關組接通。
10. 根據權利要求8所述的控制電路，其特徵在於上述下限值被設定為小於100%、大於或等於電荷泵電路對負載的電流 供給能力變成最大時的佔空比的值。
11. 根據權利要求8所述的控制電路，其特徵在於上述脈衝調製器還對上述脈衝信號的佔空比設定上限值，在上述脈衝信 號的佔空比大於上述上限值時，固定上述脈衝信號的電平。
12. 根據權利要求11所述的控制電路，其特徵在於 上述脈衝調製器在上述脈衝信號的佔空比大於上述上限值時固定上述脈沖信號的電平，使得上述第2開關組接通。
13. —種電荷泵電路，其特徵在於，包括 快速電容器；輸出電容器；以及控制上述快速電容器和上述輸出電容器的充放電狀態的權利要求1至權 利要求12的任一項所述的控制電路。
14. 一種包括至少一個快速電容器和至少一個輸出電容器的電荷泵電路 的控制方法，其特徵在於，包括利用輸入電壓對上述快速電容器充電的步驟； 利用蓄-的誤差進行放大後的誤差電壓的步驟；以預定周期的三角波信號對上述誤差電壓限幅，生成被脈衝寬度調製後 的脈衝信號的步驟；將上述脈衝信號的脈沖寬度限制在預定的範圍內的步驟；以及在與上述脈沖信號的高電平期間相應的期間，使上述第1開關組、第2 開關組中的 一者接通，在與低電平期間相應的期間使另 一開關組接通的步驟。
15.根據權利要求14所述的控制方法，其特徵在於 對上述脈衝信號的低電平期間和高電平期間中的時間較長者分配第2開 關組的接通，對較短者分配第1開關組的接通。
全文摘要
提供一種不使用調節器就能調節輸出電壓的電荷泵電路及其控制電路、控制方法。第1開關組(10)包含設置在利用輸入電壓對快速電容器(Cf1)充電的路徑上的開關(SW1、SW2)。第2開關組(12)包含設置在利用蓄積在快速電容器中的電荷對輸出電容器(Co1)充電的路徑上的開關(SW3、SW4)。脈衝調製器(20)生成脈衝信號(Spwm3)，該脈衝信號的佔空比被調節，使得與電荷泵電路的輸出電壓相應的反饋電壓與預定的基準電壓相一致。驅動器(40)從脈衝調製器接收脈衝信號，在與脈衝信號的高電平期間(TH)相應的期間，使第1開關組、第2開關組的任一者接通，在與其低電平期間(TL)相應的期間，使另一者導通。
文檔編號H02M3/07GK101355300SQ20081014424
公開日2009年1月28日 申請日期2008年7月28日 優先權日2007年7月26日
發明者內本大介, 大山學 申請人:羅姆股份有限公司