降低複雜度的多比特符號的解調器的製作方法

2023-08-02 20:24:16

專利名稱：降低複雜度的多比特符號的解調器的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信領域，更具體地說，涉及對受到符號間幹擾的符號調製無線電信號的信息符號進行解調和解碼。
信息符號調製信號的Viterbi解碼包括對信號進行抽樣以獲得抽樣，每個都取決於序列信息符號的限定數(L)；然後，假設影響給定信號抽樣的L個序列符號的所有可能的ML個序列。假設的序列用於預測抽樣值，將抽樣值與接收信號相比較，對每個符號序列，在一個量度內累加預測誤差。當序列前進一個符號以預測下一個符號時，最早的符號從下一個預測抽樣所依據的L個連續符號的窗口中刪去，並做出該符號的暫時判決。暫時的符號判決與剩餘ML個序列中的每個序列相關，它建立與每個剩餘序列相關的「路徑歷史」。人們知道，在假設下一個符號之前可以進行暫時判決，所以每次迭代後假設符號數減少到L－1個符號，並且具有相關量度的記憶的路徑歷史的數為ML－1。
例如在以下專利中包括MSLE(Viterbi)算法的現有技術說明給申請人的名為「自適應最大似然解調器」的美國專利No.5331666，給申請人的名為「數字調製信號的雙向解調的方法和設備」的美國專利No.5335250，給Chennakeshu等人的名為「美國數字蜂窩接收機的低複雜度自適應均衡器」的美國專利No.5467374，給Dent和Bottomley的名為「通用的直接更新Viterbi均衡器」的美國專利No.5577068，給申請人的名為「信道獨立均衡器設備」的美國專利No.5557645，給申請人的名為「解碼器優化的方法和設備」的美國專利No.5577053，通過引入將上述所有專利結合在此。可以在以下專利文獻中看到其它說明美國專利申請08/218236(Dent和Croft於1994年3月28日申請)；08/305727(Dent於1994年9月14日申請)；和08/393809(Dent於1995年2月24日申請)中，通過引入將上述所有專利結合在此。
在所有上述現有技術中，解碼的符號完全位於假定的序列集中，位於與其相關的路徑歷史集中，已經從解碼器中提取，或者還完全沒有被解碼器假設。因而，現有技術通過限制必須共同假設的序列符號數的各種設備來限制保留序列數，提出了限制解碼器複雜度的需要。這可能包括僅僅忽略一個或多個符號和容忍性能的損失。
另一種現有技術方法使用某些符號，這些符號已經從假設階段進入到路徑歷史，信號抽樣根據這些符號預測下一個抽樣值。這個方法公開在給Baier的美國專利No.5307374中，通過引用將其結合於此。因而，保留在假設階段的序列符號數L－1要減去用於信號預測的路徑歷史中的符號數。在這個被稱為「每個存活處理」算法中，不需要測試所有進入路徑歷史的符號組合，這就導致小的性能損失。但是，與以前討論的現有技術相同的是，符號要麼全部包括在路徑歷史中，要麼不是。
當使用另一種稱為「M」算法的先有技術方法時，保留狀態數還可能小於字符表大小的冪。M算法通過丟棄低似然性量度的狀態來減少保留狀態數。僅最好的M狀態被保留。但是，最好的M狀態，不能保證包括了最近假設符號所有的值。在對通過不同延遲的多徑傳播的信號進行解調的均衡器中，希望包括最近假設符號的所有值，其中包含最大能量的路徑不是延遲最短的路徑。
在給Clark的美國專利No.4484338中，關於部分符號的處理說明了M算法。Clark使用M算法把保留假設數限制到令人滿意的數M。但是，Clar中的每個保留假設包括整個符號數n，而不是部分符號。Clark使用部分符號的概念只是為了減少把保留假設數從M擴展到字符表大小的M倍的工作，他假設一個新符號，而且下選至最佳M，在兩個較小的擴展級進行擴展，在每個擴展級後再下選至M。但是Clark的技術包括假設部分符號值的第一階擴展後的過早選擇。因為不是保證保留部分符號的所有值或字符表子分組用於進一步估計，因而過早選擇會導致性能降低。而且，上述給Clark的專利No.4484338隻公開了當整個符號可以從部分符號的線性加權和重建時符號劃分成部分符號的可能性。
本發明解決現有技術中的一個或多個不足。
根據本發明的一個方面，公開一種方法，用於對從發射機經多傳播路徑傳播到接收機的信號抽樣進行處理，以便對屬於符號的字符表的信息符號進行解碼。所述方法包括以下步驟假設具有來自符號的字符表的符號和部分符號的符號序列，其中部分符號標識來自字符表的符號的子分組。所述方法還包括預測每個假設序列的信號抽樣的期望值並將信號抽樣的實際值與預測值進行比較，以便確定每個序列的似然值。所述方法還包括存儲包括與似然值相關的部分符號和全部符號的假設序列，選擇具有最大確定似然值的符號序列作為解碼信息符號。每個判決符號屬於由假設部分符號標識的符號的子分組中的一個。
根據本發明的另一個方面，公開一種解碼器，用於對用屬於符號的字符表的信息符號調製的信號進行解碼。所述解碼器包括最大似然序列估計器，它假設包含信息符號的字符表子分組，假設字符表中的符號，並確定具有最高似然指示的信息符號的序列。所述解碼器還包括信道估計器，用於對描述信號通過其傳播的信道的係數進行估計；信號預測器，用於將信道估計與相應的信號抽樣相結合以得到量度；量度累加器，用於累加假設符號序列的量度以確定似然指示。
詳細說明在

圖1的無線通信系統10中，發射機12發射信息比特14，這是通過首先對比特進行分組以在糾錯編碼器中組成信息符號，其中糾錯編碼器可以包括交織。糾錯編碼器任選地將檢錯和糾錯信息加到信息比特14。糾錯編碼器16中形成的每個符號被傳送到調製器18並通過將其映射到包括所有可能的無線信號矢量值的複平面上的一個唯一星座點而被編碼。復星座點的序列(對應於待發送的信息比特分組的序列)在濾波器20種被濾波，並在變頻器22中被上變頻到發送頻率。放大器24把信號放大到發送功率電平，用於從天線26發送。
接收機28接收經色散媒體(包括，例如經過反射面36反射)傳播後的發送信號30、32和34的多個鏡像(image)30、32和34，這導致符號間幹擾。接收機28在天線38接收信號，在濾波器40中對信號進行濾波，並在變頻器42中進行下變頻。然後接收機28在抽樣器44(可以是模數轉換器)中對接收信號抽樣以產生接收復矢量值的序列，其中包括由於發送濾波、色散媒體和接收機濾波而產生的噪聲和符號間幹擾(ISI)。因此，每個復矢量值是幾個鄰近的發送復符號值的加權和。描述ISI的加權因子，稱為信道係數，由接收信號確定，例如通過與包括在發送中的已知符號進行相關。然後，在解調器46中對信號進行解調，象下面將進一步說明的那樣，並在解碼器48中被解碼。
一種對上面的接收抽樣值進行解碼的已知方法使用了最大似然序列估計(MSLE)。MSLE假設符號值序列，並使用信道係數作為加權因子把它們組合起來以預測接收的抽樣。對每個假設序列計算累加量度，作為預測抽樣和實際信號抽樣之間誤差的平方和，保留錯誤最低的序列作為最佳的解碼符號序列。但是，當符號字符表中的符號數M大時(例如16正交幅度調製(16QAM)情況下的16，其中符號表示4比特的分組)，而且通過ISI組合起來的符號數L也大時(例如5)，在同一時刻必須假設的序列數是ML－1(例如164＝65536)，這就需要非常大的解碼器運算量。本發明緩解了這一問題，即假設僅夠確定其相應的復星座點所處的近似區域的所需符號比特。在信號預測期間，對於被最大值的加權因子相乘的符號，假設更多的比特，例如所有比特，對於被較小值的加權因子相乘的符號，假設較少的比特(例如3，2，1或0)。
因此，需要被假設的可能數從ML－1減到至少原來的1/2，在最佳實現中減到原來的2的冪分之一。假設的比特，是符號的不完全描述，只代表部分符號，並且假設的部分符號存儲在MSLE的存儲器中。
當鄰近符號分組中第一和/或最後的符號與較小的信道係數相關聯時，複雜度減小最多。通過利用預濾波操作把ISI包絡改為最優形式，然後可以使用本發明的複雜度降低的解碼器，本發明試圖保證出現上述複雜度減少最多的情況。
在本發明的通常形式中，符號字符表被分成第一數目的分組，每一分組包括第二數目的符號。通過假設第三數目連續符號的所有可能的序列，使用最大似然序列估計(MSLE)算法處理接收信號以對符號進行解碼。
根據本發明的一個方面，每個可能的序列的第一或最後的符號，或兩者，僅由它們所在的分組定義，因而假設的可能的序列數減少等於每個分組中符號數或其冪的因子。
在本發明另一實現中，使用了包括每個存活處理的用於符號的MSLE解碼器。在每個存活處理中，每個假設符號序列與已經部分解碼的符號的路徑歷史相關。在現有技術中，路徑歷史中的部分解碼符號是整個符號，仍然只是被假設的符號。根據本發明的這個方面，最近路徑歷史中的符號可以被替換為子分組指示符，該指示符指示在符號最可能位於的符號字符表中的子分組。對解碼器來說，剩有未解決的問題的子分組中的符號的對應指示保留在待解決的假設序列中。因而，解碼器在最終解決一個獨立符號之前把符號判決縮小到一個子分組。這就將必須測試的假設數減少等於子分組數目或其的因子。本發明算法的變種包括把符號字符表動態劃分成不同的子分組，對應於最可能是正確的符號的子分類。子分組中的符號對應於至今較不確定的子分類。通過與假設序列相關的似然值的比較來控制動態再分。
圖2說明信號從發射機到達接收機的不同延遲的路徑的相對值。所示路徑具有大約符號周期的倍數的延遲，儘管實際環境下不必一定如此。然而，通過任何實際路徑的信號相同於通過等於符號周期整數倍的延遲的路徑所接收的信號。換句話說，具有非整數符號周期延遲的實際路徑集總可以被僅具有整數符號周期延遲的路徑集所替代，只不過得正確選擇表示每條路徑的相位和幅度的復係數C1，C2...C(L)。
當在發射機和接收機之間存在包括相對延遲分別是0、1、2...L－1個符號周期的L條路徑的多徑傳播時，接收機接收符號調製信號的延遲拷貝，以至在時刻「i」接收的抽樣取決於符號S(i)、S(i－1)、S(i－2)...S(i－L＋1)，即取決於L個連續符號。包含這種符號間幹擾(ISI)的信號的解碼器或解調器稱為「均衡器」。
在對符號S(i)進行解碼時，一種稱為判決反饋均衡器(DFE)的均衡器試圖減去已經解碼的符號S(i－1)...S(i－L＋1)的影響。但是，圖2示出最小延遲路徑(最早到達信號)的幅度C1可以小於延遲路徑。因而，基於具有可能較低幅度的信號的解碼判決丟棄了大部分的信號能量，相當於「隨浴缸水把小孩衝走」。而且，如果在較早解碼的符號S(i－1)...S(i－L＋1)中有錯誤，則由於從出錯的符號中減去了錯誤估計的影響，還將對符號S(i)導致更高的錯誤概率。在使用Viterbi或MSLE解碼時可以避免這個問題。
Viterbi算法可以有兩個不同的方式(a)對於以前的符號S(i－1)...S(i－L＋1)的所有可能的解碼，進行獨立的符號S(i)解碼，以前的符號S(i－1)...S(i－L＋1)的所有可能的解碼都具有稱為「路徑量度」或只稱為「量度」的相關似然值。通過對S(i)進行解碼來更新這些似然值，所以當對S(i＋1)進行解碼時可以得到新的似然值並且S(i)成為「先前解碼的」符號。Viterbi算法的這種觀點更容易涉及「回送」已解碼符號的DFE。
(b)Viterbi算法的另一觀點是對於包括符號S(i)...S(i－L＋2)的所有可能的「未來」，它取對最早符號S(i－L＋1)的判決，其對信號抽樣的影響被減去；當對未來符號進行判決時，隨後確定相信一個。在這種先行觀點中，符號S(i－L＋1)的判決似乎僅基於延遲L－1個符號周期的路徑的能量，例如基於圖2中低幅度信號路徑C6。
但是，Viterbi算法所採用的符號判決優於上述觀點中任何一種觀點預期的，在第一種情況下預測只與C1有關的錯誤率，在第二種情況下預測只與C6有關的錯誤率。實際上，累加更新似然值的使用意味著當在位置S(i)時，似然值受符號選擇的影響，影響的種程度與C12成比例，當在位置S(i－L＋1)時，影響的程度與C62成比例，實際在所有中間位置時，影響的程度取決於其路徑的幅度的平方。因此，累加量度的符號的總影響取決於所有路徑的能量和，總能量因而有助於判決符號值。因此，只要相對路徑延遲小於解碼器設計的L－1個符號，不論通過什麼傳播路徑，Viterbi MSLE算法的解碼性能都與總接收能量有關。
當符號隨機地取自M個可能的符號的字符表並且在解碼器中要考慮L個符號間隔的傳播路徑L時，解碼器必須保持L－1個符號的所有可能序列的ML－1個似然值或量度。因而，解碼器的複雜度隨路徑數呈指數增加，對於較大符號字符表增加也很快。例如，如果忽略最早的路徑並設計保持ML－2個量度和路徑歷史(通常合稱為「Viterbi狀態」)的MSLE算法，則不僅損失了忽略路徑中的能量，而且那條路徑中的信號還會引起符號間幹擾，因而由於兩種影響而降低性能。但是，每個存活處理算法是一種防止ISI降級的方法，而且不會把解碼器複雜度增加到ML－1狀態。在每個存活處理中，早於S(i－L＋1)的進入了路徑歷史的已解碼符號還可以用於消除來自大於L個符號周期的相對延遲的路徑的ISI。這類似於DFE，除了根據每個狀態完成減去ISI，不同的狀態在其路徑歷史中包含了不同的較早符號判決。因此，每個存活處理有時稱作為使用「DFE抽頭」。「抽頭」所指概念是長度為L個符號的抽頭延遲線停止符號，然後符號從延遲線的MSLE部分轉入延遲線的路徑歷史部分。
圖3示出包括MSLE和DFE抽頭的現有技術的解碼器結構。圖3說明解碼八進位符號，即從包括8個可能的符號的字符表中選擇的符號，象使用8-PSK調製時出現的那樣。
包括至少一個路徑歷史存儲器100和累加量度存儲器102的狀態存儲器存儲已經部分判決的八進位符號，所述符號由三個二進位比特的比特三元組(bit-triple)指定。每條路徑歷史有一個相關的量度值m1、m2...mn。狀態存儲器的每一行對應存儲在102中的符號S(i－1)，S(i－2)和S(i－3)的一個可能的假設。三個八進位符號共有83個可能的假設，所以行數等於8×8×8＝512。為簡潔起見，圖3沒有示出狀態存儲器中所有512行，只示出了8個示例性的行。101中示出對應於每一行三個假設符號，但不需要顯式存儲，它們表示每一行的狀態存儲器的地址。
MSLE控制器109為下一個符號S(i)產生假設105，信號抽樣預測器104組合新假設S(i)和以前的四個符號S(i－1)...S(i－4)，其中三個還存儲在假設狀態101中，其中所有可能的組合仍然有效。最早的符號S(i－4)不再在假設狀態102中，而是在已經部分判決的路徑歷史存儲器100中，意味著沒有保留S(i－4)與其它符號的所有組合。MSLE解調器的目的是根據似然指示量度存儲器102來判決符號的哪些值從假設狀態101移入路徑歷史100中。
信號抽樣預測器104將五個連續符號與信道估計器103提供的相應信道估計C1、C2...C5組合，以便預測要通過多徑傳播信道接收的下一個信號抽樣的復值，其中五個連續符號由以下項構成新假設S(i)，來自102的選擇的三個以前的假設S(i－1)、S(i－2)、S(i－3)和來自路徑歷史100的已解碼的值S(i－4)或「DFE」抽頭。
預測器104使用發射機的調製過程模型把八進位符號轉換為發送信號矢量，例如包含8個複數值的查找表，每個矢量乘以相應的復權值C1...C5，並把這些結果相加以得到通過假設的五條路徑信道接收的信號值Zi。增量量度計算機106將預測的值Zi和實際接收的信號抽樣值Zi進行比較並計算通常是兩者間差值的模的平方(稱作Euclidean量度)的失配。然後，量度累加器107把增量量度加上來自102的有關上面所選相同三個符號假設(狀態存儲器100，102中的行)的先前累加量度，因而在信號抽樣Zi的處理周期末端，在S(i－3)左移至路徑歷史存儲器100後，得到具有地址S(i)、S(i－1)、S(i－2)的新一行的候選值。
控制器109獲得對應S(i)...S(i－2)的值相同但S(i－3)的值不同的8個候選量度值。這8個候選量度在量度比較器和選擇器中被比較以確定最小值，因而對應給定這三個固定S(i)至S(i－2)的值確定哪個S(i－3)是最佳選擇。然後，S(i－3)的那個值左移到由S(i)至S(i－2)的這三個值指定的一個新狀態存儲器行的路徑歷史，並且所確定的最小候選量度成為新狀態存儲器的量度存儲102中那行的新累加量度。
MSLE解碼器的實際應用中通常使用兩個狀態存儲器一個用於舊值，一個用於填充新值。為了避免結束之前過早地重寫舊值，兩個存儲器在交換處理周期中被交換。但是，在重寫舊值之前，假如使用並行處理執行並行使用舊值的所有計算，則「就位(in place)」算法是可能的。
為了用新值完全填充新狀態存儲器100，102，控制器109對狀態存儲器100、102的所有行(即對於所有三個符號的選擇S(i－1)...S(i－3))和對新符號S(i)的所有新符號假設105重複上述操作。信號抽樣Zi的一個處理周期現在被完成。在這，S(i－3)的判決已經從假設狀態101到路徑歷史狀100，對應於狀態存儲器的512行的每一行的假設現在是S(i)、S(i－1)和S(i－2)的假設，而不是S(i)、S(i－1)和S(i－2)的假設，這樣，處理前進一個符號。
新狀態的路徑歷史存儲器包含了給出最小候選量度值的所選前趨狀態的路徑歷史值，具有附加的先前假設符號選擇。這種用新路徑歷史對舊路徑歷史的重寫趨向於繼續減少路徑歷史存儲器中最早的值，最終為單個值，正如100最左列所示，其中所有行中只有八進位值「101」存活下來。不管這在何時發生，最早的符號值可以作為那個符號的最終判決提取，把路徑歷史存儲器減少一個符號。有時需要通過在收斂到單個確定值之前提取最早的符號來截去路徑歷史存儲器長度的增長，最好的方法是從具有最低相關累加量度值的狀態(行)中選擇符號值。
在圖3的這種現有技術設備中，每個存活處理(使用DFE抽頭S(i－4))允許由於5個符號周期的時間擴散的ISI得到補償。而還是只使用512個狀態。與通過在假設狀態101中包括第4個符號S(i－4)來把狀態數擴展到4096相比較，存在性能損失，而補償的是每個信號抽樣要處理的複雜度從4096狀態降到512狀態。在現有技術中，沒有辦法使用1024或2048個狀態作為折衷，或進一步把複雜度減少到256或128個狀態，因為不是8的冪。
圖4所示本發明的一個實施例，目標在於降低複雜度，從圖3的512個狀態減少到256個狀態。除了現在符號S(i－3)跨在路徑歷史存儲器100和假設狀態101，設備的所有單元100...110和前面一樣，其中，路徑歷史存儲器100包括S(i－3)的一個比特的暫時判決，而假設狀態101中包括S(i－3)中沒有判決的剩餘部分符號比特對。這樣，與圖3相比，對於S(i－3)而言，圖4中只剩4個(兩個未判比特)而不是8個(所有三個未判比特)不確定，因而狀態存儲器100、102中的狀態數或行數從8×8×8＝512減到4×8×8＝256。
在圖3的現有技術設備中，比較器108從八個候選量度中選擇一個作為新狀態的新值，實現從舊狀態到新狀態的轉移規則集，稱為「網格」。圖5示出圖3的八進位符號的網格圖。為簡潔起見，只使用64狀態網格，而且只示出網格的一部分。
網格圖示出舊狀態向新狀態的轉移，現在用兩個範圍從0到7的八進位數字對舊狀態進行編號，即64個狀態被編號00，01，02...07；10，11，12...17；20，21，22...27；70，71，72，73...77；新狀態被編號00...77。
新狀態0x的候選前趨狀態，是狀態00、10、20、30、40、50、60或70中的任何一個，就是說，舊狀態的最後一個數字(0)與新狀態的第一個數字(也是0)一致，其中x表示S(i)的任何新符號值。類似，任何新狀態1x的候選前趨狀態是狀態01，11，21，31，41，51，61或71中的任何一個，即任何舊狀態的最後一個數字(1)與新狀態的第一個數字(1)一致。類似的，新狀態7x的候選前趨狀態是最後一個數字為7的以前狀態。
可能的轉移用箭頭表示，即從八個舊狀態會聚到每一個新狀態的八個箭頭的分組，儘管為了簡潔起見示出少數幾個分組的僅四個箭頭。64狀態狀態機的網格圖應該有512個箭頭。當圖3中的比較器108選擇一個最小量度時，只選擇會聚於每個新狀態的八個候選轉移中的一個。如果選擇了例如從舊狀態37轉移到新狀態75的箭頭(新符號S(i)假設為5)，則狀態37的最早的符號(3)傳到路徑歷史存儲器100。
圖6示出圖4中本發明的降低複雜度的MSLE解調器的網格圖。通過把最早符號的三個比特中的僅兩個包括在狀態數中，而最早符號的第三個比特已經記錄在圖4所示的路徑歷史存儲器中，對應於把圖5的64狀態網格簡化到32狀態網格，圖6的網格圖被簡化。因而，最早的狀態編號為00、01、02...07；10、11、12...17；20、21、22...27和30、31、32...37。
現在轉移可以從標號為ij的任何舊狀態發生，其中後一個八進位數字j的最後兩個比特與新狀態j』x的四進位數j』的兩個比特一致。其中x是新符號S(i)的假設並且是八進位數字。例如，可以從舊狀態00、04、10、14、20、24、30或34的任何一個發生到新狀態0k的轉移，因為八進位數字0和4的最後兩個比特相同(00)。類似地，可以出現從舊狀態03、07、13、17、23、27、33或37的任何一個到新狀態3x的轉移，因為八進位數字3和7的最後兩個比特等於四進位數3。
因而，在圖3和圖5中，雖然是從狀態存儲器中間隔8行的8個狀態中選擇前趨狀態，然而在圖4和圖6中，從間隔為4的8行進行選擇。當在圖4和圖6中的做出選擇時，舊狀態的八進位數字j的第三比特和舊狀態的數字i的兩個比特一起傳到路徑歷史。i的兩個比特和已經在路徑歷史存儲器中的單個比特完成S(i－3)的三比特值，然後左移入到以前由S(i－4)佔據的位置；所選舊狀態數的數字「j」的第三比特傳到路徑歷史存儲器以取代以前存儲在其中的S(i－3)的單個比特。這就完成了本發明降低複雜度的MSLE機的這種實現的一個周期，所述MSLE機在每一次迭代中對一個符號的部分比特進行解碼。
在這個實現中，如果一個符號的一部分(即它的一些比特)能用二進位比特表，它存儲在路徑歷史中，被部分判決，而其它比特仍在假設狀態101中。符號的哪個部分應該首先從假設狀態傳到路徑歷史以達到最小性能損失是一個推測問題，該推斷可以由兩種可能性的計算機模擬來解決。一種可能性是最好先在符號所在的簇內做出暫時性的判決，允許8-PSK符號「abc」的兩個比特「ab」傳到路徑歷史100，而比特「c」仍留在假設狀態101中。圖4中所示的另一個可能性是先對「最低有效」位「c」做出判決，允許它進入路徑歷史100，而留下比特「ab」，比特「ab」定義「待判決」的簇。前者的理由是為了保證正確判決，最低有效位(LSB)「c」需要更多的機會去影響累加量度。後者的理由是如果在做出暫時性判決時產生一個錯誤，則錯誤最好發生在比特「c」而不是比特「ab」，因為後者更多地破壞未來的判決。同樣的理由用於以一種方法或是以另一種方法分裂16QAM的4比特符號。這些不確定性最好在設計過程中通過離線模擬來解決，因為選擇可能取決於實際使用的星座和圖4所示情況的多徑信道特性。
如果字符表的大小不是2的冪以致於不能明顯地用多個二進位比特表示符號(例如，3×7＝21個符號的字符表大小)，則本發明可以用兩個數字描述該符號，一個三進位(3個值0...2)和另一個七進位(7個值0...6)。本發明則允許符號的一個數字，例如，三進位數字在路徑歷史中，而另一個七進位數字保留在假設狀態101中。這對應於進行有關一個符號最可能屬於七個符號的三分組中哪一個的暫時判決。對於最佳性能，則有一個最佳方法將符號分成7個中的5個分組，而不是任意分組。
圖7中示出基於16QAM調製的十六進位系統的最佳分組，圖8中示出基於8-PSK調製的八進位符號系統的最佳分組。首先參考圖7的16QAM圖，複平面包含了可能的星座點的4×4的格子，每個點對應於4比特符號。4×4 16QAM星座中的點定義為實軸分量X的四個值或電平00、01、10或11中的一個與虛軸分量Y的四個值00、01、10或11中的一個結合。精心選擇比特對到每個軸的四個電平的分配，以便鄰近電平之間只有一個比特發生變化，這最容易受噪聲的影響，而兩個比特差可以相隔兩個電平。這樣，最頻繁的錯誤類型只引起比特對的一個比特發生錯誤，而兩比特錯誤事件的似然性較小，因而使誤碼率最小化。這種比特模式到電平的分配稱為「Grey編碼」。
圖7中的16個星座點被分成四個分組，每個分組四個點。四個分組中左上的分組包括第一(最左端)數字是1和第三個數字是0的所有點，所以被指定為一個組，如果根據本發明允許這樣的符號跨到路徑歷史存儲器100和假設狀態101(圖4)，例如可以選擇第一和第三比特作為存儲在假設狀態中的比特，而標為x的兩個比特傳到路徑歷史存儲器。另一方面，可以選擇第一和第三比特作為傳到路徑歷史存儲器的比特，而「bxx」比特保留在假設狀態中。由於DFE抽頭(在十六進位字符表情況下從路徑歷史中選擇兩個比特)，當符號的所有四個比特還在預測器104(圖4)中使用時，該選擇不清楚。
但是如果不使用DFE抽頭，並且預測器104隻使用保留假設的符號的兩個比特，則前者選擇的理由如下。
當忽略DFE抽頭時，不清楚一個分組的四個星座點中的哪一個是用於預測的正確的一個。因而，根據本發明的另一個方面，預測器104中應該使用所有四個點的平均復值。圖7中指向由0X0X、0X1X、1X0X和1X1X指定的四個正方形中心的箭頭示出所述平均值。該理論是如果在暫時判決傳到路徑歷史的比特xx的值時產生錯誤，或者通過忽略DFE抽頭來忽略這些比特，則在預測中使用的平均矢量(在圖2中每個正方形的中心)將導致小的錯誤，因為它離四個點中正確點的距離最短。因而，當十六進位S(i－3)值中只有兩個比特可用時，預測器(104)選擇四個平均值矢量中的一個乘以信道係數C4(如果是「全符號」DFE抽頭S(i－4)也被忽略，則沒有信道係數C5)。
如圖8所示，同樣的理由用於分配3比特值給利用8-PSK調製的八進位系統中的8個符號。分配3比特模式，以致於最容易受噪聲幹擾的鄰近星座點僅一個比特位置不同，而兩個比特位置不同的符號是間隔兩個符號，三個比特位置不同的符號是間隔三個符號。這不是理想Grey編碼，但對於8-PSK是最佳選擇。對16-PSK，理想的Grey編碼是可能的，所有比特不同的符號完全相對，即間隔儘可能大。
如圖4所示，如果現在允許S(i－3)跨到路徑歷史，以致一個比特在路徑歷史存儲器100中而其它兩個比特仍在假設狀態101中，則圖8說明沒有使用DFE抽頭情況下哪兩個比特應該留作假設。以鄰近對分組星座點，如橢圓包圍的那樣，以致每個對中有兩個比特相同。不知第三個比特，預測器104應該利用標示為00X、01X、10X和11X的箭頭示出的對的平均復矢量。與使用第三個比特的錯誤值相比較，這減少錯誤。當這個近似與小的信道係數C4值(如圖2所示)相關時，性能損失小。
上面對圖4的描述已經說明了基於允許多比特符號跨到路徑歷史和假設狀態之間的兩個區域來減少複雜度的一種方法。現在藉助於圖9說明本發明的另一種實現，其中多比特符號跨到新符號假設105和假設狀態100，即現在分解最右的假設符號，而不是分解最左的假設符號。當現在的信道係數C1相比最大的信道係數小時，使用該方法時，性能危害可以忽略不計，與C4小時相對。
在圖9中，路徑歷史存儲器100包含全部3比特八進位符號，而現在，假設狀態在最右端包含一個符號的兩個比特部分「b1b2」，對應於符號S(i－1)的三個比特中的兩個比特。下三比特假設105現在包含S(i－1)剩下的或第三比特，與下一符號S(i)的前兩個比特「b1b2」一道。這樣，當假設狀態101的內容和新3比特假設105一起加到預測器104時，符號S(i－1)的所有三個比特可用於確定應該乘以大信道係數C2的矢量，而S(i)只有兩個比特「b1b2可用」。因此，缺少S(i)的比特「b3」，根據兩個假設比特「b1b2」，預測器應該使用圖8中由00X、01X、10X和11X指定的四個平均復值中的一個。因而「b1b2」是8-PSK符號的首先(最左)兩個比特，而「b3」是標記為「x」的第三比特。
缺少符號S(i)的比特3的假設，平均復值是可用的實際矢量值的最佳近似。不加倍狀態存儲器中的狀態數或行數，就不能假設第三比特。相反表示，與圖3中的現有技術相比較，圖9的安排允許根據行數的複雜度減半。因為近似的平均矢量值在預測器104中用C1加權，因而在本實現中，當C1小時，近似誤差和所得的性能損失小。
圖10中示出圖9的網格圖，與圖6所示網格圖不同，即使新舊狀態數相同。在圖10的網格中，可以轉移到後繼狀態的前趨狀態必須使其索引的最右兩個比特(對應於部分或截短符號)與後繼狀態的完全的或未截短的符號的最右兩個比特一致。也就是說，前趨狀態數uvwxy(這裡uvwx和y是二進位比特)可以轉移到後繼狀態xyzab，其中z為0或1，即轉移到狀態xy0ab和xy1ab。因而，對於每一個新部分符號比特對ab，具有相同索引x和y以及不同uvw的8個前趨狀態因此轉移到新狀態對xy0ab和xy1ab中的每一個。根據圖8，沒有其第三比特「c」的假設的新假設的部分符號ab應該被預測為由圖8中的00X、01X、10X和11X表示的平均矢量中的一個，現在對應於未假設比特「c」的圖8中的值「x」是未知的。
如果使用16QAM調製，則圖7示出4比特符號wxyz或abcd如何可以劃分成兩個2比特部分符號wy和bd，它們共同假設為新的4比特假設wbyd來完成上次假設的部分符號.xz以獲得完整的符號假設wxyz，它形成後繼狀態的索引wxyzbd，可以發生從任何前驅狀態stuvxz到它的轉移。這樣，狀態索引stuvxz在其xz索引比特相同而在其索引比特stuv不同的16個狀態是新狀態wxyzbd的可能前驅，對於w和y的所有四個可能值，新狀態wxyzbd即為新狀態0x0ybd、0x1ybd、1x0ybd和1x1ybd。
圖11和圖12示出通過根據本發明的解碼器的不同階段的比特移動。解碼的三個階段是假設新的多比特模式；標記根據最近的符號假設測試的序列；和把最佳先前假設的歷史存儲在「路徑歷史」中。
圖11示出8-PSK示例的比特移動，圖12示出16QAM的示例。
兩個示例中示出的不同移動類型是包括已經在路徑歷史中的比特npq(8-PSK)或hjkm(16QAM)的完全符號向左一個位置的移動；完全符號rst(8-PSK)或npqr(16QAM)從假設狀態101到路徑歷史100的移動；完全符號uvw(8-PSK)或stuv(16QAM)在假設狀態(101)中向左一個位置的移動；將已經在假設狀態中的部分符號xy(8-PSK)或wy(16QAM)與其餘的新假設比特105中部分符號z(8-PSK)或xz(16QAM)組合以形成完整的8-PSK符號xyz或16QAM符號wxyz，在假設狀態101中左移一個位置；以及將部分符號ab從新假設級105移到假設狀態101。
圖11和圖12的主要目的是闡明將符號分裂成第一部分符號和第二部分符號的方法，第一部分符號包括定義圖7和8所示一簇鄰近星座點的數字，而第二部分符號包括定義所述簇中特殊符號的數字。當象圖4所示那樣在假設狀態101和路徑歷史100之間分裂符號時，這是一個猜測問題，由上述的計算機模擬解決，不論符號的一部分或其它部分是否應在一個或其它狀態中。但是，在圖9的情況下，當部分符號假設為新的多比特假設105的一部分時，似乎清楚的是，它應該是定義應該被假設的簇的部分符號比特(即，圖8所示的8-PSK符號最左兩個比特，或圖7所示的16QAM的從左數的第一和第三比特)，因為這些最大程度地影響預測器104並因此影響量度值。然而，通常建議，通過把星座劃分成簇來分裂符號的不同方法應該由計算機模擬來測試，應該選擇具有最低符號或比特差錯率的劃分。
有可能在狀態索引的兩端劃分符號，也就是結合圖4和圖9的方法，以便在8-PSK的情況下將狀態數減少到原狀態數的1/4，在16QAM的情況下減少到原狀態數的1/16，而沒有減少預測器104中用於預測的符號數，其中圖4的方法中劃分符號S(i－3)，而圖9的方法中劃分符號S(i－1)。如果第一和最後的信道係數(如C1和C4)小，則上述結合在性能上損失小。利用上述講授，本領域的技術人員將能夠導出對應於圖6和圖10的網格圖，以及類似於圖11的相應比特移動，用於本發明的所述變化，其中利用8-PSK、16QAM或更高階調製。
本發明沒有限制分裂到用於預測的第一和最後的符號的符號，而是可以擴展，以便包括分裂位於假設狀態101的末端或首端(或末端和首端)的符號的一個分組中的每個符號，在假設狀態101和路徑歷史100之間分裂所述末端的符號，而在假設狀態和新多比特假設之間分裂所述首端的符號。而且，本發明允許分裂符號位置的選擇根據第一或最後的信道係數是否比其它信道係數小而被動態改變，以致由於狀態空間減小而導致的性能損失總能被最小化。根據信道估計器103產生的信道係數估計，可以對狀態空間的結構以及一方面由圖4和圖6而另一方面由圖9和圖10所示的版本之間的網格圖進行所述的動態改變。信道估計器103通過每個接收信號抽樣塊(諸如有對應於TDMA信號(突發或時隙、突發信道跟蹤)的塊)相關一次來更新信道估計，或者在處理每個新信號抽樣後(快速或符號信道跟蹤)更新信道估計，這兩者都是已知的並在所結合的技術中被描述，在信道更新後可以執行測試以確定C1或C4(圖2)是否比較小。
對於C1和C2都不小的情況，接收信號抽樣流可任選地經過線性預濾波操作以改變信號傳播的覆信道，以便保證特定信道係數小於其它信道係數，因此在通過根據本發明的符號分裂減小狀態空間時，減小了性能損失。預濾波操作可以包括抽取每個符號不止一個抽樣的被抽樣信號，以便選擇每個符號的特定抽樣，用於根據從抽取計算的信道估計進行處理，具有如下特性第一個或最後的信道係數小，或者兩個信道係數都小。與抽取一道，預濾波還能包括使用FIR濾波器或IIR濾波器或FIR和IIR濾波器的任何組合對每個符號周期的一個或多個信號抽樣進行操作。使用本發明還可以建立所謂的微小間隔均衡器，其中預測器104在相同的符號周期中對不同的信號抽樣使用不同的信道估計來預測每個符號的一個以上信號抽樣。當處理其中一個信號抽樣時，使用圖6的網格的圖4的安排，當處理另一個信號抽樣時，替換使用圖10的網格的圖9的安排。另外，本發明可以用軟體、硬體或其組合實現。當包含在MSLE解碼器中不同假設狀態和判決之間分裂多數字符號索引時，所有這些變化都被認為屬於後附權利要求書描述的本發明的範圍。
權利要求
1.一種用於對已經經由多傳播路徑從發射機到接收機傳播的信號的抽樣進行處理以便對屬於符號的字符表的信息符號進行解碼的方法，所述方法包括以下步驟假設包括來自所述符號字符表的符號和部分符號的符號序列，所述部分符號標識所述字符表中符號的子分組；預測每個所述假設符號序列的所述信號抽樣的期望值；將所述信號抽樣的實際值與所述預測值進行比較，以便確定每個所述假設符號序列的似然值；存儲假設符號序列，包括與所述似然值相關的部分符號和全部符號；以及選擇具有最大確定似然值的符號序列作為所述解碼信息符號，其中每個所述解碼符號屬於由所述假設部分符號標識的所述符號子分組中的一個。
2.權利要求1的方法，其特徵在於所述信號抽樣是複數。
3.權利要求1的方法，其特徵在於所述符號子分組是被選擇包含由所述信號抽樣的鄰近值的簇表示的符號的每一個子分組。
4.權利要求1的方法，其特徵在於信號抽樣的所述預測將所述字符表中與每個符號相關的選擇信號值和所述多傳播路徑中對應的路徑的傳播值的估計進行結合，所述選擇信號值對應於假設符號或部分符號。
5.權利要求4的方法，其特徵在於為部分符號選擇的信號值是由所述部分符號表示的字符表子分組中所有符號的平均信號值。
6.權利要求1的方法，其特徵在於利用最大似然序列估計，由一個附加符號連續擴展所述假設序列。
7.權利要求1的方法，其特徵在於利用最大似然序列估計，由一個部分符號連續擴展所述假設序列。
8.權利要求7的方法，其特徵在於還包括確定序列的似然值，所述序列的似然值包含由以前假設的部分符號表示的字符表子分組中的符號的所有可能值。
9.權利要求4的方法，其特徵在於選擇所述假設序列中所述部分符號的位置，以致部分符號與具有相對小的估計的傳播值結合，而其它符號與具有相對大的估計的傳播值結合。
10.一種用於對用屬於符號的字符表的信息符號調製的信號進行解碼的解碼器，它包括最大似然序列估計設備，用於假設包含所述信息符號的字符表子分組，用於假設所述字符表中的符號，並用於確定具有最高似然指示的所述信息符號的序列；信道估計設備，用於估計描述所述信號已經其傳播的信道的係數；信號預測設備，用於將所述信道估計與所述假設符號和字符表子分組結合以得到信號預測；比較設備，用於將所述信號預測與所述信號的相應抽樣進行比較以得到量度；和量度累加設備，用於累加假設符號序列的所述量度以確定所述似然指示。
11.權利要求10的解碼器，其特徵在於同一所述字符表子分組中的符號被編碼成信號空間中的鄰近信號值。
12.權利要求11的解碼器，其特徵在於所述信號空間是代表與正弦波信號分量的幅度結合的餘弦波信號分量的幅度的複平面。
13.權利要求10的解碼器，其特徵在於通過用字符表子分組的平均期望信號值乘以信道估計，所述預測設備將所述信道估計中的一個與所述字符表子分組中的一個結合。
14.一種用於對通過多徑傳播接收的信號進行處理以便對屬於符號字符表的信息符號進行解碼的自適應解碼器，它包括把符號變換為信號值的設備；用於將符號的字符表子分組用同一字符表子分組中符號的所述信號值的平均值表示的設備；估計每個所述多傳播路徑的傳播常數的信道估計設備；和自適應最大似然估計設備，用於假設和存儲包含預定個數的符號或所述字符表子分組的序列，根據所述估計傳播常數，所述序列以字符表子分組開始，或者以字符表子分組結束。
15.一種用於對接收的信號進行解碼以複製多比特信息符號的降低複雜度的解碼器，它包括最大似然序列估計設備，用於假設包含代表所述多比特符號的第一數目個比特的多比特分組和包含代表所述多比特符號的子分組的小於所述第一數目個比特的第二數目個比特的多比特分組的序列，並且用於選擇和存儲具有表示最高似然的有關似然相關值的符號和子分組的序列；信道估計設備，用於估計所述信道係數，所述信道係數描述所述接收信號取決於所述假設序列中不同位置的所述多比特符號；預測設備，用於通過將具有所述信道係數的第一個集的所述第一數目個比特的分組和具有所述信道係數的第二個集的所述第二數目個比特的分組相結合，預測對應於所述假設序列的期望信號值；和量度累加設備，用於累加所述預測期望信號值和所述接收信號的對應值間的比較結果，以便產生所述似然相關值。
全文摘要
本發明說明了如何允許符號跨到包含假設符號的區域和路徑歷史區域,以致符號部分存在於兩個狀態中。這允許符號中對於預測信號抽樣最重要的那些部分留在假設狀態中,而剩下的部分傳到路徑歷史。解碼器對用屬於符號的字符表的信息符號調製的信號進行解碼。解碼器包括最大似然序列估計器,它假設包含信息符號的字符表子分組,假設字符表中的符號,並確定具有最高似然指示的信息符號的序列。解碼器還包括對描述信號已通過其傳播的信道的係數進行估計的信道估計器、組合信道估計和相應信號抽樣以獲得量度的信號預測器、累加假設符號序列的量度以確定似然指示的量度累加器。
文檔編號H03M13/41GK1338172SQ99816460
公開日2002年2月27日 申請日期1999年12月27日 優先權日1999年1月11日
發明者P·W·登特 申請人:艾利森公司