加速等化收斂速度的接收裝置與方法

2023-07-09 16:46:06 1

加速等化收斂速度的接收裝置與方法
【專利摘要】本發明提供一種加速等化收斂速度的接收裝置以及方法，應用於一通信裝置的接收端，該通信裝置包含一等化器。該接收裝置包含：一濾波器，針對一接收信號進行濾波以降低其多路徑效應，並輸出一濾波後信號；以及一通道估測器，針對該接收信號進行通道估測並據以產生一估測結果，該估測結果用以決定自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化器。
【專利說明】加速等化收斂速度的接收裝置與方法

【技術領域】
[0001] 本發明有關於一種接收器，特別是關於一種根據通道估計結果預先濾波的接收 器。

【背景技術】
[0002] 在現代通信技術中，傳送端與接收端都會利用雙方了解的通信協定或標準，以利 雙方的通信。傳送端所發出的信號經過傳輸頻道或通道（channel)，由接收端所接收。由 於信號在歷經傳輸通道中，可能混入了許多幹擾或雜訊，信號也在此過程中衰減，因此接 收端多半都會先利用信號當中已知的導頻信號（pilot signal)進行通道估測（channel estimation)。在估測出通道對信號造成甚麼樣的影響之後，再對所收到的信號進行等化 (equalization)步驟，就能夠儘量還原傳送端所發出的原始信號。
[0003] 請參考圖1所示，其為先前技術對通道傳播的一模型示意圖。傳送端110所發出 的信號以x(n)做為表示，接收端130所接收的信號以y (η)做為表示。信號x(n)會經過通 道120的扭曲與汙染。
[0004] 在某些情況下，通道120可能會造成比較複雜的多徑（multipath)效應。所謂的 多徑效應是由於信號x(n)經過多條路徑抵達接收端130,由於這些路徑的長短不一，因此 信號X (η)會先後抵達接收端130。多徑效應不僅僅會造成每條路徑所傳輸的信號X (η)強 度衰減，延後抵達的信號更可能會對後續信號造成幹擾。在圖1中，多徑效應對於信號的影 響以h(η)做為表示。
[0005] 除了多徑效應h(n)所造成的信號扭曲之外，一般未特別遭受幹擾的通道120還 會接收隨機的幹擾。通常被稱之為可加性白高斯噪訊（AWGN, Additive White Gaussian Noise)，在圖1中以w(n)做為表示。
[0006] 經過多徑效應h(n)與可加性白高斯噪訊w(n)的扭曲與汙染之後，接收端130 所接收的信號會經過一通道估測模塊132。利用通道脈衝響應（CIR, Channel Impulse Response)的估測，該通道估測模塊會把估測出來的訊息傳給一等化器134,用於補償通道 120對於信號所造成的扭曲與汙染。經過該等化器134補償過後所輸出的信號,將會接 近傳送端110所傳出的信號X (η)。
[0007] 上述傳統的通道估測模塊132雖然可以應付多徑效應，但對於經過多個路徑抵達 的相同強度信號，往往需要非常久的時間遞迴地處理，等化器134的補償才能夠收斂到可 以使用的程度。
[0008] 請參考圖2Α所示，其為某一種多徑效應的一代表示意圖。該圖表示了傳送端110 所發出的一信號，經過三條路徑的多徑效應h (η)。該信號經過這三條路徑之後，由於路徑長 短的差異，會分別間隔相同的時間先後抵達接收端130。而且該信號的能量平均地沿著這三 條路徑傳播，所以每一條路徑所分到的能量大約是相同的。換言之，並沒有一條傳送能量最 高的主要路徑以及其他條傳送能量較低的次要路徑。
[0009] 請參考圖2B所示，其為圖2A的多徑效應的一實際量測圖。在圖2B當中，有三個 突起的能量峰值，代表信號在三個不同路徑的傳播時間。
[0010] 一般傳統的等化器134設計，例如決策反饋等化器（DFE, Decision Feedback Equalizer)會針對所收到的信號進行反饋信號的遞迴處理。如果接收到的是如圖2A與圖 2B這樣的多徑效應h (η)，由於沒有辦法判定哪一條路徑是能量最多的主要路徑，因此等化 器134調整參數所需要的收斂時間相當久。
[0011] 請參考圖3所示，其為等化器134在圖2Α與圖2Β所示多徑效應下的信噪比暨時 間圖。從收到第一條路徑的信號開始，等化器便開始進行遞迴計算。然而沒有辦法判定哪 一條路徑是能量最多的主要路徑，所以等化器得花上一秒多的時間才能使輸出信號的信噪 比提升到可後續利用的程度。
[0012] 對於現代高速通信系統來說，如果在多徑效應下必須要經過這麼長的收斂時間才 能夠完成等化步驟，實在很難令人接受。因此，需要一種可以克服多徑效應且迅速讓等化器 134的輸出具有高信噪比的裝置與方法，以便令接收端130很快地接收信號。


【發明內容】

[0013] 根據一實施例，本發明提供一種接收裝置，應用於一通信裝置的接收端，該通信裝 置包含一等化器。該接收裝置包含：一濾波器，針對一接收信號進行濾波以降低其多路徑 效應，並輸出一濾波後信號；以及一通道估測器，針對該接收信號進行通道估測並據以產生 一估測結果，該估測結果用以決定自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化 器。
[0014] 根據另一實施例，本發明提供一種接收方法，應用於一通信裝置的接收端，該通信 裝置包含一等化器，該接收方法包含下列步驟：針對一接收信號進行一濾波以降低其多路 徑效應，並輸出一濾波後信號；針對該接收信號進行通道估測並據以產生一估測結果；以 及依據該估測結果決定自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化器。
[0015] 為了對本發明的上述及其他方面有更佳的了解，下文特舉實施例，並配合附圖，作 詳細說明如下：

【專利附圖】

【附圖說明】
[0016] 圖1為先前技術對通道傳播的一模型示意圖。
[0017] 圖2Α為某一種多徑效應的一代表不意圖。
[0018] 圖2Β為圖2Α的多徑效應的一實際量測圖。
[0019] 圖3為等化器在圖2Α與圖2Β所示多徑效應下的信噪比的示意圖。
[0020] 圖4Α為根據本發明一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0021] 圖4Β為根據本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0022] 圖4C為根據本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0023] 圖5Α為根據本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0024] 圖5Β為根據本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0025] 圖5C為本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0026] 圖6Α為根據本發明更一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0027] 圖6B為根據本發明更一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0028] 圖7為根據本發明另一實施例的接收端的一方塊示意圖。
[0029] 圖8A為根據本發明一實施例的濾波器的一效果示意圖。
[0030] 圖8B為根據本發明一實施例的濾波器的另一效果模擬圖。
[0031] 圖9為根據本發明一實施例的等化器的信噪比的一模擬示意圖。
[0032] 圖10為根據本發明一實施例的一接收方法的流程示意圖。
[0033] 圖11為根據本發明另一實施例的一接收方法的流程示意圖。
[0034] 圖12為根據本發明更一實施例的一接收方法的流程示意圖。
[0035] 符號說明
[0036] 110 傳送端
[0037] 120 通道
[0038] 130 接收端
[0039] 132 通道估測模塊
[0040] 134 等化器
[0041] 430 接收端
[0042] 432 通道估測模塊
[0043] 434 等化器
[0044] 436 通道估測模塊
[0045] 438 濾波器
[0046] 440 選擇器
[0047] 538 可調濾波器
[0048] 638-1 ?638-m 濾波器
[0049] 738-1 ?738-2 濾波器
[0050] 1010 ?1050 步驟
[0051] 1130 ?1150 步驟
[0052] 1230 ?1270 步驟

【具體實施方式】
[0053] 本發明將詳細描述一些實施例如下。然而，除了所揭露的實施例外，本發明亦可以 廣泛地運用在其他的實施例施行。本發明的範圍並不受這些實施例的限定，乃以其後的申 請專利範圍為準。而為提供更清楚的描述即使本領域的普通技術人員能理解本發明的發明 內容，圖示內的各部分並沒有依照其相對的尺寸與比例而繪圖，某些尺寸與其他相關尺度 的比例會被凸顯出來而顯得誇張，且不相關的細節部分亦未完全繪出，以求圖示的簡潔易 懂。
[0054] 在圖1所示的模型中，等化器134所接收的數位信號受到了多徑效應的影響，所以 很難在短時間內收斂到信噪比較高的程度。因此，本發明的特徵之一，在於對等化器134所 接收的數位信號先進行濾波。特別是根據通道估測結果先進行濾波，以降低等化器134所 接收數位信號中的多徑效應的影響，所以等化器134就可以減少收斂信噪比的時間。透過 上述的發明特徵，所需的收斂時間就可以大幅度地減少。以下將透過幾個實施例的敘述，說 明上述的發明特徵。
[0055] 請參考圖4A所示，其為本發明一實施例的接收端430的一方塊示意圖。與圖1的 示意圖相比，圖4A所示的實施例同樣具有一通道估測模塊432與一等化器434。與圖1的 先前技術不同的是，在等化器434之前具有一通道估測模塊436、一濾波器438、與一選擇器 440。其中該選擇器440可以包含兩個輸入信號，亦即接收端430所接收的信號y (η)以及 濾波器438的輸出信號ζ (η)。該選擇器440可以根據該通道估測模塊436對接收端所接收 的信號y (η)所做的通道估測結果，自上述的兩個輸入信號y (η)與ζ (η)中，選擇其中一個 輸入到等化器434與通道估測模塊432。該通道估測模塊436所輸出的估測結果有關於多 徑效應的程度。
[0056] 該濾波器440對信號的影響記為ρ (η)。在一實施例中，該濾波器的作用是用 以拉大該接收信號中一第一路徑信號與一第二路徑信號間的能量差異。因此，當接收端 430所接收的信號y (η)經過上述的濾波器438之後，對等化器434的整體通道影響會是 g(?) = A(?)?/?(w),其中0代表的是線性卷積（linear convolution)。在一實施例中，當 通道估測模塊436的通道估測結果表示有多徑效應時，選擇器440將選擇輸入信號ζ (η)， 並將其輸出。易言之，信號y(n)經過濾波器438,成為過濾後的信號ζ(η)送到等化器434 時，多徑效應的情況將被改善。比方說出現一個峰值較高的主要路徑，使得等化器434的收 斂速度加快許多。
[0057] 然而，並不是每次通道120都會出現多徑效應h (η)，或是多徑效應並不是那麼明 顯。在另一實施例中，當通道估測模塊436的通道估測結果表示沒有多徑效應時，或是多徑 效應的程度小於一閾值時，選擇器440將選擇輸入信號y (η)，並將其送到等化器434。在更 一實施例中，比方說，如果只有兩條路徑，經由主要路徑所傳送的信號能量比次要路徑的信 號能量高得多，那麼等化器434也可以很快地收斂其信噪比。在上述的情況中，當通道估測 模塊436的通道估測結果表示並不需要濾波器438的濾波，選擇器440也將選擇輸入信號 y (η)，並將其送到等化器434。
[0058] 換言之，圖4Α的接收端430所包含的通道估測模塊436負責對接收端430所接收 的信號y(n)進行通道的估測。當該通道估測模塊436認為多徑效應h(n)達到一定程度以 上時，令所接收信號y (η)透過濾波器438進行修正，得到信號ζ (η)後再進入等化器434。 否則，令所接收信號y (η)跳過濾波器438直接進入等化器434。
[0059] 請參考圖4Β所示，其為本發明一實施例的接收端430的一方塊示意圖。與圖4Α相 t匕，選擇器440的位置改到了濾波器438之前。根據通道估測模塊436的估測結果，選擇器 440將輸入信號y(n)選擇性地輸出到等化器434或濾波器438。假設估測結果認為等化器 434需要濾波器438的幫忙，則選擇器440會將輸入信號y (η)輸出到濾波器438,於是等化 器434與通道估測模塊432將會接收到濾波後的信號ζ (η)。假設估測結果認為多徑效應的 程度不嚴重，則選擇器440會將輸入信號y (η)直接輸出到等化器434與通道估測模塊432， 等於是關閉了濾波器438。
[0060] 請參考圖4C所示，其為本發明一實施例的接收端430的一方塊示意圖。與圖4Α 與圖4Β相比，圖4C所示的接收端430可以不包含上述的選擇器440。通道估測模塊436 將其通道估測結果傳送到濾波器438。該濾波器438直接根據通道估測結果輸出未經濾波 的信號y (η)或是經過濾波的信號ζ (η)到等化器434與另一通道估測模塊432。在另一範 例中，該濾波器438也可以根據通道估測模塊436所輸出的通道估測結果將其濾波效果從 Ρ (η)調整為不進行濾波。換言之，該濾波器438所輸出的結果可能為未經濾波的信號y (η) 或是經過濾波的信號ζ (η)。
[0061] 通道估測模塊432則是對濾波器438濾波後的信號ζ (η)進行估測，或者是直接對 所接收信號y (η)進行估測。此通道估測模塊432的用途則與圖1所示的通道估測模塊132 的性質與作用相當，故在此不加詳述。
[0062] 請參考圖8Α所示，其為根據本發明一實施例的濾波器的一效果示意圖。在圖8Α 當中，通道120具有的多徑效應h(n)與圖2Α的多徑效應h(n)相當。信號透過三條不同路 徑在通道120當中傳播，信號在每條路徑的傳播能量都相當。
[0063] 在該實施例中，濾波器438的濾波效果ρ (η)設定為維持前一時刻的峰值，並且削 弱後一時刻的峰值。換言之，其濾波效果將用於保持具有多徑效應的該數位信號當中，最先 收到的一第一路的數位信號，並減弱非該第一路的數位信號。或者可以說，濾波器438的 效果在於拉大該接收信號中一第一路徑信號與一第二路徑信號間的能量差異。因此，信號 y(n)中首先到達的信號將維持其能量，稍後到達的兩個路徑的信號能量將會減弱。對傳送 端傳送的信號x(n)而言，經過多徑效應h(n)以及濾波效果p(n)的影響，將等同於經過整 體通道的影響q(n)，最後成為信號z(n)。與未經過濾波p(n)的原始信號y(n)相比，信號 ζ (η)雖然也是具有三個路徑，但已經可以分出一個主要路徑與兩個次要路徑。
[0064] 請參考圖8Β所示，其為根據本發明一實施例的濾波器的另一效果模擬圖。請同時 參考圖8Α，信號X (η)經過多徑效應h (η)以及濾波效果ρ (η)的影響，等同於經過整體通道 的影響q (η)，因此其經濾波後的信號如圖8Β所示，呈現出一個峰值較高的主要路徑與兩個 次要路徑。
[0065] 請再參考圖9所示，其為根據本發明一實施例的等化器434的輸出信號的信噪比 暨時間圖。和圖3先前技術的等化器134的輸出信號的信噪比暨時間圖相比，彳艮明顯地可 以看出等化器434在很短的時間內就收斂其信噪比。據此，根據本發明一實施例的接收端 430能夠很快地獲得具備夠高信噪比的信號，並進行後續的解譯工作。
[0066] 本領域的普通技術人員可以理解到，儘管本發明舉出的多徑效應h(n)是以三個 相當能量的路徑作為範例，但多徑效應的形式不只有一種，具有非常多的變化。比方說，兩 個相當能量的路徑或四個相當能量的路徑，都屬於多徑效應。
[0067] 本領域的普通技術人員也可以理解到，本發明舉出的濾波器438的濾波效果ρ (η) 不只有圖8Α當中的一種。比方說，除了在lus的地方削弱信號峰值以外，也可以在2us的 地方削弱信號峰值。又或者是在〇us的地方削弱信號峰值，在lus的地方維持信號峰值。 [0068] 由於多徑效應的變化是無窮的，濾波器濾波效果的變化也是無窮的，因此兩者相 乘之後的變化也是無窮的。針對各式各樣的多徑效應，接收端430可以採用多種型態的濾 波器438加以應付。
[0069] 請參考圖5A所示，其為本發明另一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。與圖 4A的接收端430相比，不同之處在於原先具有固定濾波效果的濾波器438換成了可變濾波 效果的可調濾波器538。接收端430所接收的信號y (η)經過通道估測模塊436的估測以 後，可調濾波器538根據估測的結果，亦即多徑效應的程度，對應地調整濾波效果ρ (η)。如 上所述，由於多徑效應與濾波效果的變化都是無窮的，且濾波效果的變化並不是本發明的 重點，因此不加詳述。
[0070] 請參考圖5B所示，其為本發明另一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。與圖 5A的接收端430相比，不同之處在於選擇器440的位置從可調濾波器538之後改到了可調 濾波器538之前。與圖4B的接收端430相比，不同之處在於原先具有固定濾波效果的濾波 器438換成了可變濾波效果的可調濾波器538。根據通道估測模塊436的估測結果，選擇器 440將輸入信號y(n)選擇性地輸出到等化器434或濾波器438。假設估測結果認為等化器 434需要可調濾波器538的幫忙，則選擇器440會將輸入信號y (η)輸出到可調濾波器538， 於是等化器434與通道估測模塊432將會接收到濾波後的信號ζ (η)。假設估測結果認為多 徑效應的程度不嚴重，則選擇器440會將輸入信號y (η)直接輸出到等化器434與通道估測 模塊432,等於是關閉了可調濾波器538。可調濾波器538根據估測的結果，亦即多徑效應 的程度，對應地調整濾波效果Ρ (η)。
[0071] 請參考圖5C所示，其為本發明另一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。與圖 4C的接收端430相比，不同之處在於原先具有固定濾波效果的濾波器438換成了可變濾波 效果的可調濾波器538。接收端430所接收的信號y (η)經過通道估測模塊436的估測以 後，可調濾波器538根據估測的結果，對應地調整濾波效果ρ (η)。而圖4Β所示的濾波器438 只有濾波效果Ρ(η)與零濾波效果兩種，除這兩種以外，可調濾波器538的濾波效果ρ(η)是 可調的。
[0072] 請參考圖6Α所示，其為本發明更一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。在圖 5Α的實施例當中，雖然可調濾波器538可以應付較多型態的多徑效應，但可調濾波器538的 設計可能過於複雜，並不一定適用於每一種應用之上。因此，在圖6Α所示實施例當中，使用 多個（如m個）濾波器638-1?638-m平行地連接到接收器430的接收端信號y (η)。這些 濾波器638-1?638-m的輸出端會連接到一選擇器440的輸入端。在本實施例中，第一個 濾波器638-1的輸出信號為zl (η)、第二個濾波器638-2的輸出信號為ζ2 (η)。依此類推， 第m個濾波器638-m的輸出信號為zm (η)。
[0073] 每一個濾波器638-1?638-m的濾波性能都不相同，當通道估測模塊436對接收 端信號y(n)進行估測，可以估測出通道120當中的多徑效應h(n)。根據估測出來的結果， 可以令選擇器640選擇其中的一個濾波器638-1?638-m的濾波輸出到等化器434與另一 個通道估測模塊432。
[0074] 在圖6A的實施例當中，這些具有固定濾波性能的濾波器638-1?638-m對於不同 型態的多徑效應分別有較佳的濾波效果。使得其輸出信號令等化器434能夠很快地收斂到 信噪比可用的狀態。
[0075] 請參考圖6B所示，其為本發明更一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。與 圖6A所不的實施例不同之處在於，選擇器440的位置從多個濾波器638-1?638-m之後 改到了多個濾波器638-1?638-m之前。根據通道估測結果，選擇器440可以多個濾波器 638-1?638-m當中選擇最適合的濾波器，將所接收信號y (η)送到該最適合的濾波器。或 者是直接將所接收信號y (η)送到等化器434與通道估測模塊432。
[0076] 請參考圖7所示，其為其為本發明另一實施例的一接收端430的一方塊示意圖。與 圖6的平行接法相比，圖7實施例的多個濾波器738-1?738-2使用串接的方式。這些濾 波器738-1?738-2的濾波性能可以不相同，也可以相同。濾波器738-1的輸出連接到選 擇器640的一輸入端，以及另一濾波器738-2的輸入端。而濾波器738-2的輸出連接到選 擇器640的另一輸入端。
[0077] 換言之，選擇器640的三個輸入端分別是接收端430所接收的信號y (η)、濾波 器738-1的濾波結果zl (η)、以及濾波器738-1與濾波器738-2線性卷積之後的濾波結果 ζ2 (η)。與圖6相同，當通道估測模塊436對接收端信號y (η)進行估測，可以估測出通道 120當中的多徑效應h (η)。根據估測出來的結果，可以令選擇器640選擇其中的一個輸入 端輸出到等化器434與另一個通道估測模塊432。雖然在圖7中只示出兩個串接的濾波器 738-1與738-2,但本發明並不限定串接的濾波器數量。
[0078] 綜合圖5Α至圖7的實施例，接收端430可以使用單一個固定濾波效果的濾波器， 也可以使用單一個可調濾波效果的濾波器或者使用多個濾波器。當接收端430使用多個 濾波器時，這些濾波器可以是平行地接收信號y (η)，或者是串接後接收信號y (η)，抑或者 是平行且串接地接收信號y (η)。後續接收多個濾波器輸出的選擇器，則根據通道估測模塊 436所估測的通道狀況，特別是多徑效應h (η)的狀況，選擇適當的濾波器，以利後續的等化 器434很快地收斂其輸出的信噪比到可用的程度。
[0079] 本領域的普通技術人員可以理解到，這些實施例可以支持本發明的重要特徵之 一。也就是對等化器所接收的數位信號先進行濾波。特別是根據通道估測結果先進行濾波， 使得等化器所接收數位信號中的多徑效應的影響不像原本數位信號的那麼大，所以等化器 就可以減少收斂其輸出的信噪比的時間。透過上述的發明特徵，所需的收斂時間就可以大 幅度地減少。
[0080] 請參考圖10所示，其為根據本發明一實施例的一接收方法的流程示意圖。本圖 所揭示的接收方法，可以適用於接收端。本領域的普通技術人員可以參照圖4Α所示的實 施例。首先在步驟1010,接收一數位信號。這裡所指的數位信號，可以是圖4Α所示的信號 y(n)。接著，在步驟1020當中，對所接收的數位信號進行通道估測，估測在通道中是否有經 過多徑效應的扭曲。
[0081] 然後根據步驟1020所估測出來的結果，在判斷步驟1030當中，判斷該通道是否 滿足第一估測情境。這裡所指的第一估測情境，指的可以是某一類型的多徑效應。如果步 驟1030判斷通道確實滿足第一估測情境，則接收方法前進到步驟1040。在該步驟1040當 中，根據第一估測情境對所接收的數位信號進行第一濾波步驟。當進行完第一濾波步驟之 後的輸出，會接著進行等化步驟1050。據此，等化步驟1050可以較快地收斂出信噪比較高 的輸出信號。假設步驟1030判斷該通道不滿足第一估測情境，則接收方法前進到等化步驟 1050。讓該步驟1050直接對所接收的數位信號進行等化。
[0082] 在本實施例的一實施範例中，上述的第一估測情境並不是單指某一類型的多徑效 應情境，指的是某些類型的多徑效應情境。當步驟1020估測出通道為這些類型的多徑效應 情境，則步驟1040利用可調效果的第一濾波步驟來對應這些類別的多徑效應情境。本領域 的普通技術人員可以參照圖5所示的實施例。
[0083] 請參考圖11所示，其為本發明另一實施例的一接收方法的流程示意圖。本領域的 普通技術人員可以參照圖6A所示的實施例。與圖10所示的實施例相比較，當步驟1020對 通道進行估測之後，前進到步驟1130。判斷該通道滿足何種估測情境。假設滿足第一估測 情境，則接收方法前進到步驟1140,針對所接收的信號進行第一濾波步驟。假設該通道滿足 第二估測情境，則接收方法前進到步驟1150。針對所接收的信號進行第二濾波步驟。
[0084] 本領域的普通技術人員可以理解到，在圖11所示的實施例當中，步驟1140與步驟 1150的濾波效果是不同的，其對應到不同的估測情境。另外，步驟1140與步驟1150也可以 同時進行，然後在步驟1050中選擇某一步驟1140或1150的濾波輸出進行等化。同樣地， 假設步驟1130判斷出通道不滿足第一與第二估測情境，則可以同圖10所示的實施例一般， 等化步驟1050直接對所接收的數位信號進行等化。
[0085] 請參考圖12所示，其為本發明另一實施例的一接收方法的流程示意圖。本領域的 普通技術人員可以參照圖7所示的實施例。與圖11所示的接收方法相比，圖12所示實施 例的不同處在於，除了在滿足第一估測情境下進行第一濾波步驟1240、滿足第二估測情境 下進行第二濾波步驟1250之外。假設通道滿足第三估測情境下，則可以先進行第三濾波步 驟1260。接著，第四濾波步驟1270再針對第三濾波步驟1260的輸出進行再一次的濾波。 經過兩次濾波之後的輸出信號再送到等化步驟1050進行等化。
[0086] 在圖12所示的實施例中，第三濾波步驟1260可以等於第一濾波步驟1240,第四濾 波步驟1270可以等於第二濾波步驟1250,換言之，可以利用兩個濾波效果的濾波步驟，滿 足三種不同的估測情境。假設有三種不同濾波效果的濾波步驟A、B、C，則可以對應到通道 估測出的a情境、b情境、c情境、ab情境、be情境、ac情境、以及abc情境。本領域普通技 術人員可以輕易推知，使用各種濾波效果的濾波步驟的平行與串接，能夠應對許多不同的 通道估測情境。
[0087] 以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並非用以限定本發明的申請專利範圍。 凡其他為符合本發明所揭示的精神下所完成的等效改變或修飾，均應該包含在權利要求書 申請的利範圍之內。
【權利要求】
1. 一種接收裝置，應用於一通信裝置的接收端，該通信裝置包含一等化器，該接收裝置 包含： 一濾波器，針對一接收信號進行濾波以降低其多路徑效應，並輸出一濾波後信號；以及 一通道估測器，針對該接收信號進行通道估測並據以產生一估測結果，該估測結果以 決定自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化器。
2. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，該濾波後信號使該等化器進行等化處 理的速度加快。
3. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，該濾波器的濾波參數依據該估測結果 進行調整。
4. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，還包含： 一選擇器，依據該估測結果自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化 器。
5. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，還包含： 另一濾波器，針對該接收信號進行濾波以降低其多路徑效應，並輸出另一濾波後信號， 其中該另一濾波器的濾波參數與該濾波器的濾波參數不同；以及 一選擇器，依據該估測結果自該濾波後信號及該另一濾波後信號中選擇其一傳送至該 等化器。
6. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，還包含： 另一濾波器，針對該濾波後信號進行濾波以降低其多路徑效應。
7. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，該估測結果有關於一多徑效應的程度。
8. 如權利要求7所述的接收裝置，其特徵在於，當該估測結果表示該多徑效應的程度 小於一閾值時，該通道估測器令該接收信號傳送至該等化器前不經過濾波處理。
9. 如權利要求1所述的接收裝置，其特徵在於，該濾波器用以拉大該接收信號中一第 一路徑信號與一第二路徑信號間的能量差異。
10. -種接收方法，應用於一通信裝置的接收端，該通信裝置包含一等化器，該接收方 法包含： 針對一接收信號進行一濾波以降低其多路徑效應，並輸出一濾波後信號； 針對該接收信號進行通道估測並據以產生一估測結果；以及 依據該估測結果決定自該接收信號及該濾波後信號中選擇其一傳送至該等化器。
11. 如權利要求10所述的接收方法，其特徵在於，該濾波後信號使該等化器進行等化 處理的速度加快。
12. 如權利要求10所述的接收方法，其特徵在於，針對一接收信號進行一濾波以降低 其多路徑效應的步驟，其進行該濾波的濾波參數依據該估測結果進行調整。
13. 如權利要求10所述的接收方法，其特徵在於，還包含： 針對該接收信號進行另一濾波以降低其多路徑效應，並輸出另一濾波後信號，其中該 濾波與該另一濾波的濾波參數不同；以及 依據該估測結果自該濾波後信號及該另一濾波後信號中選擇其一傳送至該等化器。
14. 如權利要求10的接收方法，其特徵在於，還包含： 針對該濾波後信號進行另一濾波以降低其多路徑效應。
15. 如權利要求10所述的接收方法，其特徵在於，該估測結果有關於一多徑效應的程 度。
16. 如權利要求15所述的接收方法，其特徵在於，當該估測結果表示該多徑效應的程 度小於一閾值時，令該接收信號傳送至該等化器前不經過濾波處理。
17. 如權利要求10所述的接收方法，其特徵在於，該濾波用以拉大該接收信號中一第 一路徑信號與一第二路徑信號間的能量差異。
【文檔編號】H04L25/02GK104243367SQ201310236626
【公開日】2014年12月24日 申請日期:2013年6月14日 優先權日:2013年6月14日
【發明者】郭志成, 賴科印, 童泰來, 楊文杰 申請人:晨星半導體股份有限公司