形成單一磁疇降噪的帶凹曲有源區的縱向偏置磁阻傳感器的製作方法

2023-07-26 12:43:46 1

專利名稱：形成單一磁疇降噪的帶凹曲有源區的縱向偏置磁阻傳感器的製作方法
技術領域：
本發明與頒發給DDMonYY序號為的美國專利(申請號為08/392.393，申請日為1995.2.22)」磁致電阻器件和改進巴克豪森噪聲抑制的方法「、序號為08/461874的美國專利申請(1995、6、5申請)」利用共面永久磁鐵薄膜穩定作用結合固有磁通閉路設計的軟性交界層偏置的磁致電阻器件「以及序號為08/401553申請日為1995、3、9的美國專利申請」結合磁疇穩定技術的定形的旋轉閘門(spin valve)型磁致電阻傳感器和製造該傳感器的方法「的主題相關聯。上述專利和專利申請均轉讓給Quantum Peripherals Colorado，Inc.，Luisville，Colordo，因此它們的公開文本可結合本文具體參考。
本發明總的涉及磁致電阻(「MR」磁阻)的領域，巨磁致電阻(「GMR」巨磁阻)和旋閥(spin valve「SV」)型器件，用作在計算機大規模存儲器件例如磁碟和磁帶裝置中的「讀出」磁頭。更具體地說，本發明涉及一種元件平面呈凹曲型的磁致電阻傳感器以便形成一種基本單一的磁疇狀態，並因此降低巴克豪森噪聲。
在由磁性表面讀出數據時，具有的靈敏度超過感應式或其它薄膜式磁頭的磁致電阻傳感器公知是很有用的。在工作時，MR傳感器用於檢測作為被檢測的磁軌的方向和量值的函數的磁場信號的變化。還公知要使MR傳感器有效地起作用，必須施加橫向偏置磁場，以使它的響應特性線性化。已知各種用於實現這種橫向偏置的技術，包括電流分流，「巴貝爾磁極」(barber pole)和軟性交界膜偏置。橫向偏置磁場的施加垂直於磁媒體的平面和平行於MR傳感器的表面。
還已知MR傳感器可以結合一種縱向偏置磁場加以使用，該縱向偏置磁場平行於磁媒體的表面並平行於MR傳感器MR的主軸延伸。對於應用在高磁軌密度的磁碟驅動器時，必須利用縱向偏置磁場來穩定MR傳感器，以便抑制巴克豪森噪聲。巴克豪森噪聲來源於不穩定的磁特性，例如在MR元件內部中的多磁疇狀態，這種狀態例如及隨由相關的寫磁頭或其它外部磁場來源的磁擾動可能出現。
關於這一點，通常利用反磁材料(「AF」)例如鐵錳質(「FeHn」)或包含鉑化鈷(「CoPt」)、鉑鈦化鈷(「CoPtTa」)或鉑鉻化鈷(「CoPtCr」)的永久磁鐵(「PM」)來穩定磁致電阻和旋轉閘門式磁記錄「讀出元件，以便止住偏離磁軌邊界(off-track boundaries)並且遍及該有源MR元件形成單一的磁疇狀態。然而，這種邊界偏置的方案的有效性在有效區的中心處是低的，這是由於實際上常規形狀的(矩形或凸形)元件的磁軌隨到邊界距離的增加而急劇地漏洩。這種不希望產生的磁通漏洩導致形成與在讀回時的巴克豪森噪聲相關的多磁疇狀態並且伴隨不穩定問題。
本發明採用凹曲形，以便在有源MR元件的中心處形成有效的偏置磁場，消除多磁疇狀態。利用這裡提出的凹曲形，使得元件「帶條高度」(Stripe height)在中心最小，朝偏離磁軌邊界則增加。在一個最佳實施例中，如果帶條高度按照偏離-磁軌距離的平方的指數函數增加，則遍及有源MR元件會形成基本恆定的有效的縱向偏置磁場。
在一個最佳實施例中，該凹曲形可以朝向空氣支承表面(「ABS」)的中心基本上按照拋物線形狀彎曲，並且由這種形狀產生的三極的變化梯度對於元件的整個有效區形成有效的偏置磁場，從而對MR元件提供更強的磁穩定性。
特別是本文公開了一種磁致電阻傳感器，它的第一和第二縱向偏置元件的配置鄰接具有相互連接的第一和第二側部的有源磁致電阻區的相對的第一和第二端部。磁致電阻區包含由第一和第二端部之間距離限定的有效磁軌寬度；以及由第一和第二側部之間的距離限定的帶條高度，該帶條高度隨由第一和第二端部到一基本上中間的點的距離逐漸降低。
通過結合附圖參照對優選實施例的如下介紹，將會更明了關於本發明的上述和其它特徵和目的以及實現這些目的方式，更好地理解本發明本身

圖1是簡化的剖面頂視圖，表示常規的磁碟驅動器的結構，反映本發明的凹曲形MR元件作為「讀出」磁頭的一種應用；圖2A是永久磁鐵偏置的MR元件的簡化的空氣支承表面(「ABS」)的視圖，該元件包含軟性交界層(「SAL」)和疊置的磁間隔層(「MSL」)連同MR層，形成磁致電阻結構(「MRS」)。
圖2B是另一個永久磁鐵偏置的MR元件簡化的ABS視圖，其中的MR層相對於底下的SAL和MSL層是縮短的，以便形成閉合磁軌結構；圖3A是圖2B中的MR元件的立體圖，還表示了介於MR層端部和永久磁鐵層之間的分隔層，以及接觸MR層的導體的另一種配置，以及限定有效區的磁軌寬度；圖3B是具有橢圓形導電區的MR元件另一立體圖，它根據在上述美國專利中公開的一個特定實施例，具有的優點是在磁致電阻導電區到永久磁鐵區結合部附近的去磁能量密度；以及圖4是一MR傳感器的簡化的立體圖，是按照採用永久磁鐵薄膜縱向偏置技術的本發明的一個特定實施例的具有凹曲形有效區的傳感器。
圖5是Spin Valve型大型磁致電阻傳感器的另一簡化立體圖，具有根據本發明的另一實施例的凹曲形自由層；圖6是圖5中的Spin Valve傳感器的側剖立體圖，表示與一對屏蔽件相結合的傳感器。
參照圖1，它是磁碟驅動器10的簡化的頂視剖面平面圖，該驅動器能夠結合本發明的MR傳感器利用。就有關部分而言，磁碟驅動器10包含若干圍繞中心軸線旋轉的磁碟12。可以包括本發明的MR元件(作為「讀出」元件)的讀/寫磁頭14利用定位器16相對於在磁碟12的表面18上的很多的同心數據磁軌進行定位，以便能將數據寫到磁碟的磁化表面上或從其上讀出。在下文公開的MR傳感器也可以結合磁帶驅動器和其它的計算機大規模存儲裝置使用。
另外參照圖2A，該圖表示MR傳感器20，就相關部分而言，MR傳感器20包含疊放在磁間隔層(「MSL」)24的MR層22以及軟性交界底層26(「SAL」)。3層22-26組成了具有對有源MR層22提供橫向偏置的軟性交界層26的磁致電阻式結構(「 MRS」)。
正像在上述美國專利中所公開的一樣，一對分隔層28在一對對置的永久磁鐵區30以及在MRS結構的端部之間形成分隔並且限定MR傳感器20的有效區的偏離一磁軌邊界。觸點32可以提供對如圖所示的永久磁鐵區30電連接，MR傳感器20的磁軌寬度基本上是二觸點32之間的寬度TW1和MR層22的長度。
下面另外參照圖2B，它表示了MR傳感器40的另一個實施例，其結合了如在序號08/461874的美國專利申請中公開的固有磁軌閉路設計。MR傳感器40包含(按相關部分說)長度被縮短的MR層42，疊置的磁間隔層44和下底的軟性交界層46。3層42-46構成具有對有源MR層42提供橫向偏置的軟性交界層46的磁致電阻結構。
正如在上述的美國專利和專利申請中所公開的，一對分隔層48覆蓋磁間隔層44的二個部分，並且在一對對置的永久磁鐵層50以及處在有效區的偏離磁軌邊界處的MR層的二端部之間也提供分隔作用。正像在前述實施例中一樣，二觸點52如圖所示對永久磁鐵層50形成電連接，MR傳感器40的磁軌寬度基本上為二觸點52之間的距離TW2和MR層42的長度。
下面另外參照圖3A，該圖表示了結構與在圖2B上所示的MR傳感器40相似的MR傳感器60的立體圖。MR傳感器60包括疊置在磁間隔層64上的MR層62，磁間隔層64再疊置在軟性交界層66上。一對永久磁鐵層70對MR層62提供縱向偏置，並利用在MR傳感器60的有效區的偏離一磁軌邊界處的對應的二分隔層68與之分隔。
在這個實施例中，二觸點72(幻像表示)按照與前述圖2A-2B的結構(其中二觸點疊置在二永久磁鐵層上)相反的方式，可以疊置在MR層62上並與其形成直接的電連接。MR傳感器60的磁軌寬度則基本上為二觸點72之間的距離TW3，帶條高度按照距離SH1確定。
下面另外參照圖3B，它是結構與圖3A中所示MR傳感器60相似的MR傳感器80的另一立體圖，其中表示了MR傳感器80有效區具有基本上為橢圓的形狀。MR傳感器80包括疊置在磁間隔層84上的橢圓形的MR層82，該MR層82再疊置在軟性交界層86上。一對呈整體配合形狀的永久磁鐵層90對MR層82提供縱向偏置，並且在MR傳感器80的有效區的偏離一磁軌邊界處的對應成形的分隔層88使之分。
在這一實施例中，MR層82的有效區的偏離一磁軌邊界在沿中心縱軸線的距離ARMAX和在MR傳感器80的邊緣部分處的ARMIN之間變化。有效區的帶條高度基本上為SH2(在長度ARMIN的範圍內)並且朝著偏離一磁軌邊界朝外減少。
已經發現，在某些情況下，當距永久磁鐵層90的距離增加時，由於磁軌沿氣隙可能洩漏越來越多，由於在MR傳感器80中的永久磁鐵層90產生的縱向偏置可能不會直接透入有效區(在引線觸點邊緣之外，未表示)。
下面參照圖4，該圖表示本發明的MR傳感器100，其中有效區沿ABS的方向呈凹曲形。MR傳感器100包括凹曲圖形的MR層102(通常其可以是範圍為200-500的NiFe或其它適合的鐵磁材料)，疊置在磁間隔層104(其可以由近於100-250的Ta或其它適合的磁間隔材料構成)；層104再疊置在軟性交界層106(其通常是範圍為200-500的NiFeMo或其它適合的軟磁材料)。一對永久磁鐵層110(其可由Copt、CoptCr、CoptTa、或其它適合的永久磁性材料構成)對MR層102提供縱向偏置，並由在MR傳感器100的有效區域的偏離一磁軌邊界處的分隔層108進行分隔。在一個優選實施例中，分隔層108可以由非磁性材料例如厚度約為50-250量級的鉻構成。
在這一實施例中，MR層102的有效區的形狀在中間帶條高度SHMW和在與永久磁鐵層110相鄰的偏離一磁軌邊界處的SHMAX之間發生變化。在所述實施例中的有效區(「AR」)的長度基本上是恆定的，與圖3B中的實施例不同，不過它不一定是這樣，也可以基本上呈橢圓形。
在一個優選實施例中，當到有效區的中心的距離降低時，MR層102的形狀基本上按拋物線變化。實際上，從概念上理想的形狀可以隨到方形有效區的中心線的距離，按遞增的指數函數形成。這種形狀保證遍及MR層22產生均勻有效的偏置磁場，會有效地消除在零電流狀態(I＝0ma)下的磁疇壁並且當接通偏置電流時，有較好的概率形成單一磁疇的狀態。
例，假設MR帶條高度由下式給出
S＝s*exp(K*(X**2))microns (方程1)其中X＝距中心線的距離，K是指數曲線的空間常數，S(或在圖4中SHMIN)是在中心處的高度，當在零電流狀態下，該結構沿X方向(到Ms)充分飽和時，在氣隙處的磁通密度B必定根據與位置相關的橫斷面產生變化。其按下式確定B＝(dS/dX)*Ms*T*(2.*S)(方程2)其中T為厚度，2來自具有兩個氣隙，即頂部和底部。將方程(1)的倒數代入方程(2)，得到B＝X*K*Ms*T (方程3)這個磁通密度是在氣隙兩側的磁位差V形成的。它是由下式給出的(注意在空氣中Bgap＝Hgap，由方程(3)代換)V＝G*B＝X*G*K*Ms*T(方程4)其中G為讀出用氣隙。這一磁位沿MR層22的寬度按線性方式變化。這個磁位的梯度對應於縱向有效偏置磁場H，H由方程(4)的導數得出H＝dV/dX＝G*K*Ms*T(方程5)例如，該實例為其中G＝0.25U，T＝0.05U，以及Ms＝10000 Gauss(高斯)，以及K＝0.1/U*U.。在這個例子中，在中心處的有效偏置磁場為H＝12.5奧斯特在上述實例中，在方程(5)中的大的空間常數(K＝0.1/U*U)導致偏置磁場比足以消除不希望有的磁疇壁的強度更強。對於1.5U的帶條高度，由於在有效的HK中的這種增加，效率的損失僅約為2.4％，下文將更充分地介紹。實際上，最佳的折衷選擇是能夠足以可靠地消除在零電流狀態的磁疇壁的偏置作用，並可以通過實驗利用在科爾顯微鏡中的無用蔽MR元件來確定。KH(例如4奧斯特)量級的偏置磁場目前被認為是適當的，K＝0.32/U*U的常數將提供這種幅值的偏置磁場。
對於K的這樣的一個代數值，該指數值非常接近於簡單的拋物線。展開方式(1)得出S＝s*exp(K*X*X)＝s*(1.+K*X*X+(K*X*X)**2/2.+…) (方程6)或
S＝s*(1+K*X*X)近似如果從中心線起永久磁鐵層110為3μ，則在從中心到永久磁鐵層110的帶條高度的總增長按照精確的公式(方程1)為33％，按照拋物線近似為29％。對於在中心處S＝1.5μ的帶條高度，在DM下僅為0.5之上。在引線觸點邊界(例如距中心線1.5μ)，增量僅為中心線帶條高度SHMIN的7％。
當傳感電流接通和磁化旋轉向外達45°，在有效HK中的增量將顯著下降。在這種狀態下有效的Ms*T僅為無電流狀態下的42％，下文將更充分地介紹。因此，有源MR導磁率的降低僅為30％而不是50％。通過調節K到最小值，實現可靠地穩定，可以將對有效的導磁率的影響降到最小。即使在12.5奧斯特的有效偏置磁場下，信號的損失也可忽略，量級為2.4％。
按照下述可以解釋增加偏置對MR效率的影響，其中在屏蔽元件中的信號磁通為B＝(Bo/(1.-exp(-2*c*s)))*(exp(-c*Y)-(exp(c*Y)*exp(-2*c*s)) (方程7)其中S為帶條高度，Y為到ABS的距離，G為氣隙，U為相對導磁率，T為無SAL106的MR元件的厚度，以及C為MR的空間的衰減常數，由下式得出C＝SQRT(2./(GuT))＝.33/微米 (方程8)其中G＝0.25微米，T＝0.03微米，U＝2500。隨之證明之是正確的一組方程，相對於U為無窮大，可以按照下列方程給出元件的效率(應注意積分Bdy最大值為0.5*Bo*s)EH＝(Integral(B*dY)from Y＝0.to Y＝s)/(0.5*Bo*s) (方程9)
(方程10)EH＝(2.c*s)*((1.-exp(-c*s))**2)/(1.-exp(-2*c*s)) (方程11)方程8和10可用於計算由於偏置磁場降低有效導磁率所形成的效率損失。當傳感電流使軟性交界層106沿Y方向飽和以及將MR層旋轉45°時，由拋物線形的MR層102形成的偏置磁場變小。在這種F狀態下，沿X方向的剩餘磁性僅為未旋轉實例的42％。
Mbias/Mno bias＝(Mmr*.707)/(Mmr+Msal)＝.707/(1.+.707)＝.42 (方程12)因此，在無傳感電流下的12.5奧斯特的偏置磁場在接通傳感電流時變為5.2奧斯特的偏置磁場。因此，導磁率為1087，空間常數C按照9.2/4的平方根的倍數增加。即，C＝0.5而不是C＝0.33。對於S＝1.5微米，將C的這兩個數值代入方程(10)，分別求出效率為95.6％和98％，或者說效率僅降低2.4％。
如下所述，證明方程(7)是對於B是一個成立的方程。響應於還使B沿元件產生的磁位V，單一的磁通密度B沿氣隙洩漏。
dV/DY＝Hy＝B/u (方程13)漏磁通Bl為(2氣隙下)Bl＝2*V/G (方程14)由B減去這一磁通(通過代換方程(14)和對方程(13)積分)d(B*T)/dY＝B1＝2*V/G＝2(/(G*u))*Integral(B*dY) (方程15)取方程(7)的倒數和方程(7)的積分，得出T*(Bo/(1.-exp(-2*c*s)*(-c*exp(-c*Y)+c*exp(c*Y-2*c*s))＝(2/Gu)*(Bo/(1.-exp(-2*c*s))*(1/c)*(-exp(-c*Y)+exp(c*Y-2*c*s)) (方程16)約去一些項得到T*c＝2/Guc(方程17)因此，我們將方程(8)平方，即c**2＝2/GuT (方程18)因此，方程(7)和方程(8)一起滿足各種不同的方程狀態。易於證實，方程(7)在Y＝0時，B＝Bo，在Y＝S時，B＝0。
如下所述，能夠表明，對於常規的矩形元件在距PM/MR結合部大於0.84微米的距離處，在零傳感電流下永久磁鐵偏置磁場H降到HK之下。在距PM距離為X(微米)處，對於近似正確的幾何參數，按照下式求出平行於MR層102的永久磁鐵層110的磁場
H＝800*exp(-6.3*X)奧斯特 (方程19)對此下面進行更詳細介紹。易於證實，在距深X＝0.84微米處，磁場降到HK(4奧斯特)。因此，某些MR傳感器的PM磁場具有使邊界穩定的性能，但其不會透入有效區。然而，對於使永久磁鐵和電觸點符合的設計，已經表明這不是一個問題。關於這一點，在鄰近PM的區域內會有損失，這是由於在該處過分偏置。在距PM1/3U處，當沒有傳感電流時，偏置為100奧斯特，當接通該電流時則幾乎為2倍。根據上述方程UD，這是效率下降到50％以下的一個點，並且在該處還可能產生與在這一區域的低偏置角相關聯的對稱性問題。總之，2/3微米的死區(在每側的1/3U)是2U讀出寬度的主要部分。通過利用上述凹曲形的MR傳感器100以及精心調節永久磁鐵層110的厚度(Mr*T正好足夠)，可以避免這一問題。
根據方程(19)，可以認為永久磁鐵層110到MR層102結合部是一個磁荷(或磁通)源。它的大多數磁通沿MR層102通過，剩下的剩餘磁通E由下式給出F＝MRpm*Tpm-MSmr*Tmr-MSsal*Tsal (方程20)其中TPm、Tmr、Tsal是永久磁鐵層110、MR層102和軟性交界層106的厚度，MRpm、MSmr、MSsal是相應的剩餘磁化強度和飽和磁化強度。這一磁通的磁荷源是在按照交替的符號和2*G的半周期的屏蔽區(按G＝MR屏蔽隔離)重複地反映出來。對於距源各種距離處，磁場的X、Y分量是X和Y的函數(在底屏蔽層處Y＝0)。B(X,Y)=Sumn=1n=infinity(F/2*G)*sin(n*Pi/2)*sin(n*Pi*Y/2*G)*exp(-n*Pi*X/2*G)]]>(方程21)這是一個對於一種發出總磁通F的周期性的點狀磁通源沿二維的泊松方程的解。按Y＝G(MR的平面)，B為(方程22)B(X)=Sumn=oddn=inf.(F/2*G)*exp(-n*Pi*X/2*G)]]>在這個序列中的最低位的項正是對於2*G的微小空間的華萊士空間損耗方程，為了得到右側的比例常數，需要B(X＞G)＝(F/2*G)*exp(-Pi*X/2*G) (方程23)對於所有的磁化強度等於10000，永久磁鐵層100，MR層102和軟性交界層106的厚度分別近於0.09、0.03和0.02微米，以及氣隙按照0.25微米，利用方程(19)求解，得B/u＝H＝800*exp(-6.3*X)奧斯特 (24)在如下的討論中，可以確定有效的偏置磁場對於MR偏置點的影響，以及在沒有半偏置點改變5°以上的情況下以及在零電流狀態下，利用按照MR傳感器100的凹曲MR形狀產生的偏置磁場可以高達12奧斯特。這種變化可以通過調節MR層l02和軟性交界層106的厚度以便將偏置點復原到其原來的數值，可以將這種變化校正。
在軟性交界層偏置型MR傳感器中，利用三極SAL加上在SAL中的電流對MR偏置。當MR按理想方式旋轉時，它的去磁磁場加上HK有效值Sinθ與其平衡。由此實現沿偏置角θ的相對均勻分布(注意HKeffective＝HK+Hshape+Hpm(Hpm是在傳感電流偏置點處的有效區內的PM磁場)。對於初級近似，在偏置點處的有效HK為HK+Hshape。該Shape(形狀參數)(或帶條高度)由如在方程(1)中先前所示的S＝s*exp(K*(X**2))給出。如上所述，在偏置點處的Hshape遠小於在Isense＝0下的Hspace。在偏置點對於450的偏置角Hspace＝Hspace(I＝0)*0.41。然而，在HK中的這一增量並不會抑制在偏置點處的信號磁通，下文將更充分地介紹。
即使在低的傳感電流數值下，軟性交界層106也由於在低電阻的MR層102中的大電流而處於飽和狀態下。因此，更保證了SAL偏置。
這可以表示如下，其中利用3極SAL使3極MR嚴格中性化的HKeffective為sin(Theta)*Hkeffective＝Hsal+Hspacer＝(Isal+Ispacer)/(2*s)amps/meter (方程25)其中Isal為在軟性交界層106中的電流，S是帶條高度，Hsal是在MR層102中的磁場，是利用在SAL中的電流產生的，Hspaoer是在MR或SAL中的磁場，是由在間隔件(Spocer)中的電流產生的，以及2來自完全環繞SAL行進的磁通通道長度。
對於具有典型幾何尺寸的元件的16ma的傳感電流。參SAL中的電流為4.17ma、在磁間隔層104中的電流為0.34ma。16ma的偏置電流在軟性交界層106、磁間隔層104和MR層102之間根據它們的厚度和電阻率進行分流。因此，4.17ma、0.34ma和11.46ma分別對應於260、100、300的厚度和分別對應於62、269和26μ-ohm-Cm(微歐、釐米)的電阻率)。如S＝2.7微米，則提供的HKeffective為835安/米或10.5奧斯特。由HK*Sinθ減去2.66奧斯特，並注意，在有效區中Hpm＝0會形成Hexcess＝7.9奧斯特。如果這一剩餘磁場利在傳感電流「on」偏置態下的Hshape嚴格地平衡，則在傳感電流「斷開」狀態下，Hshope為這一數值的1/0.47倍或17奧斯特。因此，在這一點(在該處元件被均勻偏置)(例如Sinθ＝(Mr*Tsal)/(Mr*Tmr))之前，具有相當數值的Hshape是可允許的。
實際上，這種效應可以結合呈指數曲線形的MR層102採用，以便從邊緣到邊緣得到均勻的偏置。通過使由於形狀參數(shape)(Hshape+HK)形成的有效HK增量與由在軟性交界層106中的電流形成的磁場相適應，這一均勻的旋轉角的數值可以升高到按MR層102/SAL106的厚度比的最佳點。按照這種方式，可以避免由於飽和產生的非線性同時實現較大的動態範圍。
對於如在圖3A中所示的實例中的矩形MR元件，(例如k＝0)，不存在Hshape，這樣Heffective＝HK＝4奧斯特。不過由於在軟性交界層66和磁間隔層64中的電流產生的磁場遠大於這一磁場(10.5奧斯特)。因而，即使近於端部的MR層62將處在40°，這個磁場仍將在近於條的中心處會使之趨於90°。隨著θ增加，Sinθ的梯度分布在條範圍內的3個極上。這3個極產生的梯度將產生一磁場，抵消在軟性交界層66中的電流產生的剩餘磁場(7.9奧斯特＝10.5-4Sinθ)。
這種情況分析如下，並表明，在端部按40°被連住(Pinned)的未成形MR傳感器60(圖3A)將在中心處旋轉最大達56°。Sinθ的平均值決定了元件的磁通靈敏度。其等效於加權平均的角度50°。
另一方面，成形的MR傳感器100(圖4)，K＝0.1(Hspace(I＝0)＝12奧斯特)，將最大旋轉達49°。θ的加權平均值(按Sinθ))為46°。通過調節MR層102對SAL106的厚度比，電阻保持在相同的數值，利用平均角度的增量補償靈敏度。如不加補償，這裡討論的高定形偏置的MR傳感器100在K＝0時的元件的靈敏度為92.6％(0.926＝Sin(45.2°)/Sin(50°)。
降低成形的MR層102的厚度(從300到293)和增SLA的厚度(從260到277)，使MRS結構的電阻與以前保持相同，因此，在指定的電流下的功率密度與以前保持相同。即使SLA106電導負載下降，而MR層102增加，單位磁通引起的MR層102電阻的變化變大，並且嚴格補償該負載影響。這種幾何特性變化使在端部偏置角為45°，並使最大角度(在中心)為先前的數53。因此，在高側的動態範圍改善3°，在低側動態範圍改善5°。利用這種補償，加權平均的角度嚴格增加先前設計的未成形時數值。如果將動態範圍增益用於進一步增加偏置角度，那麼，MR傳感器100的設計就會使靈敏度相對先前設計的百分值增加一倍。分析接著進一步證實，正像先前指出的基本上沒有損失磁通效率。
下面對於偏置角度對於空氣支承表面(即在圖4中以橫斷面表示的MR傳感器100的表面面對MR層102的凹曲部分)的關係進行分析，並且採用先前方程中的符號和方程。SAL106可以認為除了對於接近端部(Y＝0，及Y＝S＝條高＝2.7微米)以外，對於Y方向的它的整個跨度是充分飽和的。這是由於在MR層102和磁間隔層104中的電流的磁場一起在SAL106上產生27.5奧斯特的偏置磁場(環繞間隔物(spaeer)+MR＝U*Imr+Ispacer)的H的積分以及對於I＝16ma，Imr＝11.46ma和Ispacer＝0.34ma)。對於零厚度磁間隔層104，未充分飽和的區域降低到零。對於100的磁間隔層104，如果忽略HK，在這個氣隙*2*Spacer處的Hgs必小於U*(Imr+Ispacer)。因此，Hgs＜7500奧斯特。
此外在過渡區面積範圍內積分的磁場是在SAL106(Mrsal*Tsal)的總磁通。將沿過渡區的這個磁場似乎作為恆定對待，TZW為(Mrsal＝7500高斯)TZM*H＝Mrsal*Tsal (方程26)這樣TZW＝Tsal＝260A＝條高的1％。
因此，這個過渡區可以實際上作為無限小被忽略(相互作用力處在這個量級上)。此外，SLA106的磁通完全進入MR層102右側端部，因此將MR層102偏置到這樣一個角度；Mrmr*Tmr*sin(Thetao)＝Mrsal*Tsal＝(7,500)*.026 Gauss*u(方程27)sin(Thetao)＝(7,500)*.026/(10,000*.03)＝.65Thetao＝40.5degrees隨著距端部的距離的增加，由在SAL106和磁間隔層104中的電流一起產生的磁場促使形成加大的角度，該磁碭為Hi＝(10,000*u MKS to CGS)*(Isal+Ispacer/(2.*s)＝10.5Oersteds (方程28)對於Isal+Ispacer＝4.5ma，以及S＝2.7。
由於MR層102的HK、該形狀參數的Hshape和由Sinθ的梯度形成的自由電荷變化梯度形成的磁場Hg，還形成促使變小的角度。
HK和Hspace是當通有傳感電流時沿X主向的磁場，Hshape由下式給出Hshape＝K*G*Mrmr*Tmr*ccs(Theta)＝Hs*cos(Theta) (方程29)對於Hs＝K*G*Mrmr*Tmr
這一數值加到HK上，以便利用下式產生來HkeffectiveHeffective＝Hk+Hshape(方程30)根據下式對於所有這些競爭為偏置角θ都要設法調節HkeffectiVe*(sin(θ)＝Hi+Hq (方程31)通過利用磁位Vq可以派生由在MR層102中的3個極形成的磁場HqHq＝d(Vq)/dY (方程32)以及Vq＝G*Bq (方程33)其中Bq是由利用Sinθ的梯度產生的3個極形成的氣隙中的磁場。
Bq＝Mrmr*Tmr*(dsin(θ)/dY)/2 (方程34)其中2來自由MR層102到屏蔽區的2個氣隙漏磁軌，屏蔽區處在地磁位上。綜合方程32、33和34得出Hq＝(G*Tmr*Mrmr/2)*d(d(sin(Theta))/dY)/dY (方程35)Hq＝Q*d(d(sin(Theta))/dY)/dY (方程35)對於Q＝G*Tmr*Mrmr/2。綜合方程29、30、31和35，得出Hk*sin(Theta)+Hs*sin(Theta)*cos(Theta)＝Hi+Q*d(d(sin(Theta))/dY)/dY (方程36)可以看出，在這個方程中的第二項出現難於處理的非線性不同方程類型。然而，有兩個因素使其可易於處理。對於未成形的元件，Hs＝0，這樣該項就消失了。對於成形的元件，被設置到近於45°，這個第二項在方程中的作用變為一個常數。此外，由於這一項基本上是恆定的，MR層102的不同的導磁率不受Hs影響，這樣基本上就不會使Hs產生有效果的影響。即Hs*Sinθ*cosθ(Hs/2)*Sin(2*0) (方程37)以及Sin(2*θ)＝近於1，這樣Hs*Sinθcos(θ)＝近似Hs/2。將這些代入方程(36)，並將U＝Sinθ代入，得到Hk*U-(Hi-Hs/2)＝Q*d(d(U)/dY)/dY (方程38)代換U＝W+(Hi-Hs/2)/HK，Z＝2*(Y-S/z)/S(例如 Z＝+/-1，在各端部)，以及C＝S*sqrt(Hk/Q)＝S*sqrt(Hk/(2*G*Mrmr*Tmr))＝0.441得出C*C*W＝d(d(W)/dZ)/dZ (方程39)這個方程的解的形式為W＝exp(C*Z)and W＝exp(-C*Z) (方程40)狀態的對稱性然後要求W＝E*(exp(C*Z)+exp(-C*Z))(方程41)其中E被調節，以便根據方程(26)提供在端部處的正確的角度(θ)(θZ＝+/-1，W＝Sinθ-(Hi-Hs/2)/HK)。即E ＝ W/(exp(C*Z)+exp(-C*Z))E＝W/(exp(C)+exp(-C))(方程42)E＝(sin(Thetao)-(Hi-Hs/2)/Hk)/(exp(C)+exp(-C))將U代回到方程(41)，注意W＝U-(Hi-Hs/2)/HK)，得出U＝sin(Theta)＝(Hi-Hs/2)/Hk+E*(exp(C*Z)+exp(-C*Z)) (方程43)對於A＝(Hi-Hs/2)/HKU＝A+E*(exp(C*Z)+exp(-C*Z)) (方程44)為了計算MR傳感器100的靈敏度，還需要U與信號磁通的卷積的平均值。為了了解U作為一個相關的變量，注意MR響應為Sig＝DR/R＝P*(cos(Theta))**2 (方程45)dsig/dTheta＝P*sin(Theta)*cos(Theta) (方程46)由於磁軌F為Sinθ的函數，它的變化dF/Dθ＝CoSθdSig＝P*dF*sin(Theta)(方程47)因此，單位信號磁通dF產生的信號電壓與Sinθ＝0成比例，因此，這一量值必須與作為Z的函數的信號磁通進行卷積。對於高效的元件，磁通沿著氣隙均勻漏布，因此，由Z＝-1(在空氣支承表面)到Z＝t1(在遠端)線性減少到零。這樣達到良好地近似dF＝dFo*(1-Z)/2(方程48)將這一關係式代入方程(46)並從-1到1進行積分，得出dSig＝(P*dFo/2)*lnt(-1to1)(1-Z)*U (方程49)由於U是圍繞0是對稱的，Z是不對稱的，Z*U項沒有價值。因此，所需的一切是如上所述在該元件範圍內對U積分。代換方程44，得dsig＝(P*dFo/2)*lnt(-1to1)(A+E*(exp(C*Z)+exp(-C*Z)) (方程50)dSig ＝(P*dFo/2)*(2*A+(2*E/C)*(exp(C)-exp(-C))dSig＝P*dFo*Uave通過定義Uave＝sin(θ)ave＝(A+(E/C)*(exp(C)-exp(-C)) (方程51)因此，MR傳感器100的靈敏度與在方程51中所示數值成比例。
利用上述幾何特性，可以計算最大偏置角、θmax、與Uave對應的角度，θave＝arcSin(Uave)，對於K＝0，和K＝0.1，計算列表如下由方程(29) Hs＝K*G*Mrmr*Tmr＝.1*.25*10,000.*.03-7.5 Oersteds for K＝.1根據方程(38)和(39)的定義；每微米C＝0.441由方程(28)Hi＝10.5奧斯特普遍HK＝4奧斯特，由方程44，定義A＝((Hi-Hs)/2)/HKA＝2.63對於K＝0以及1.69對於K＝0.1由方程27和42E＝(sin(θ)-(Hi-Hs/2)/HK)/(exp(C)+exp(-C))E＝-0.9，對於K＝0，以及-0.47，對於K＝0.1最大角度形成在Z＝0，這樣由方程(44)Umax＝A+2*E (方程52)以及θmax＝arcSin(Umax)＝arcSin(A+2*E)θmax＝56.1°，對於K＝0，以及48.6°，對於K＝0.1由方程(51)得到 Uave＝(A+E/C)*(exp(C)-exp(-C))Uave＝A+2.06*E (方程53)這樣，θave＝arcSin(Uave)＝arcSin(A+2.06*E)θave＝50.5°對於K＝0，46°，對於K＝0.1因此，按平均加權的偏置角僅有4.5°的差。這對應的靈敏度比為靈敏度(K＝1)/靈敏度(K＝0)＝Sin46°/Sin53°＝0.93對MR/SAL厚度不要補償。另一方面，假如，按照如下的條件要對厚度進行補償，則在K＝0和K＝0.1之間出現差值。這些條件是總電阻維持相同(在相同的偏置電流下的相同的熱功率密度)和θave對於每種設計都是相同的(相同的平均偏置點)。
如果Tmr從300到293，Tsal從260到277，這些條件就會滿足。易於了解，電阻條件需維持在按照本發明進行的一個示例性設計中1/Rt＝1/Rmr+1/Rsal+1/Rspacer＝(.716+.261+.023)/Rt因此，Rt沒有變化。應注意，在該示例性設計中，A並不會自行改變(A＝1.69)，主要變化是Sin(θ0)＝Mrsal*Tsal/Mrmr*Tmr＝0.65。在本發明中，其為Sin(θ0)＝0.65*(277/26)*(300/293)＝0.709θ0＝45.2°C相對變化小，並與1/sqrt(Tmr)成比例，這樣現在其為Cnew＝Cold*sqrt(300/293)＝0.441*1.012＝0.446由方程(42)得出E為Enew(.709-1.69)/2.202＝-.445(Vs Eold＝-.47)由方程(53)Uave＝(A+(E/C)*(exp(C)exp(-C))＝0.77這樣θave＝aveSin(Uave)＝50.4°。這與示例性設計K＝0時的數值相比更為有利。然而，關於θmax和θMin，在動態範圍方面更好。θmax可以由方程(52)中的Umax求得Umax＝A+2*E＝1.69·2*.445＝.80θmax＝arcSin(Umax)＝53.1°，而示例K＝0的設計中為56.1°。因而在θmax與飽和值之間為3°以上。θmin先前為40.5°，但在新的設計中為45.2°，這樣在低側範圍擴大4.7°。
剩下的一個問題是，在新的設計中的MR元件由於其更薄，按照更大的dR/R對單位磁通產生響應。這還將佔用上述計算的改進的一半偏置點範圍(厚度比為1.02以及Sin56°/S53°＝1.04)。由於SAL106越厚，使負載影響下降越大，信號強度增益(2％)也會偏移。所幸的是，這兩種影響嚴格抵消。為了證實這一點，新設計對先前設計負載影響的比為新負載/舊負載＝Rsalnew/(Rsalnew+nmrnew)/Rsalold/(Rsalold+Rmrold)利用Rsalold/Rmrold＝2.74，由先前的電阻計算新的比值為新負載/舊負載＝2.51/(2.51+1)/(2.74/(2.74+1)＝0.976應注意，Tmrold/Tmrnew＝0.977，這樣兩種影響就嚴格地抵消了。
關於保證對於MR傳感元件的單一磁疇偏置的上述的本發明的凹曲傳感器的形狀還可以在Spin Valve(SV)(旋轉閘門)和Giant Magneto-Resistive(GMR)(大型磁致電阻)傳感器的範圍應用。術語Spin Valve適用於一種特定的GMR型傳感器。在圖5中表示了一種Spin Valve傳感器的一種實例。在這種類型的GMR傳感器中，磁鐵層的一半與反鐵磁層的接觸而連接(pinned)。反鐵磁層122例如可以包含MnFe(50％-50％)，NiO、CoO、NiO/CoO、NiFeMn或很多的其它材料。反鐵磁層122迫使(或止住)與其相接觸的磁鐵層116的磁化按照橫向磁化取向，如用箭頭128所示。磁性層116可以包含Co、Fe、Ni、這些元件的合金、或其它鐵磁導電材料。它還可以再分為多個這類材料層。在這些再分層中的某些層中的Co佔優勢經常會產生最大的GMR效應。
在被連住的鐵磁層116上方是導電的間隔層114，其包含例如Cu、Ag、Au或很多其它高導電性材料。已經發現銅呈現最高的GMR效應。自由旋轉的鐵磁層112由於縱向偏置磁場124、凹曲形的自由(Free)層112以及縱向流動的傳感電流130的作用沿縱向126被磁化。層112可以包含單一的或多個混合材料層，如Co、Fe、Ni或任何導電的鐵磁材料。雖然利用Co佔優勢的合金能形成最強的GMR效應，但這些合金材料經常具有很高的矯頑力，導致形成多個磁疇和因此產生的巴克豪森噪聲。由於這個原因，經常使用(80％-20％)的NiFe，因為其具有低的矯頑力。採用凹曲形的自由層112可以對於採用具有較大GMR效應的高矯頑力鈷合金或者對於為了更可靠採用NiFe，可以保證充分的縱向偏置。
縱向偏置磁場124在分離層的端部由用箭頭124表示的磁化作用的永久磁鐵結構120所創始。如果自由層112的端部在偏置層的永久磁鐵結構120的下方式上方延伸，以及自由層112可以包含止住自由層112端部的第二反鐵磁材料，這種縱向偏置作用也可以由第二反鐵磁結構來提供。
凹曲形的自由層112在如圖6中所示的兩個屏蔽件132之間產生有效的縱向偏置。先前介紹的數字分析保證情況正是這樣，並且還證明對於Spin Valve結構或MR器件，凹曲度不足會導致在被屏蔽的元件的中心的偏置可被忽略。適當地調節形狀參數K(見方程1)，產生由方程5限定的有效的偏置磁場(126)。如果這種偏置磁場設置得明顯高於Spin Valve結構的矯頑力，則單一的磁疇將會形成該自由層。這種單一的磁疇結構則將響應於來自該媒體的磁信號磁通力自由層的平衡旋轉創造條件。它的電阻將按照下式平穩地變化(無巴克豪森噪聲)ΔR/R＝-((ΔR/R)max/2)*cos(φ) (方程54)其中φ是自由層126的磁化方向和被連住層116的磁化方向之間的角度。這種電阻變化是由這兩層之間的GMR效應引起的。當兩層平行(φ＝0)時，對於電流流動的電阻最小，當它們反向(φ＝180°)時則最大。以可選擇的方式調節傳感電流，以便平衡止住層116的靜態磁場，使得在沒有來自媒體的信號磁通的情況下角度phi為90°。按照這種方式得到對於信號磁通的最大靈敏度和最大動態範圍。
雖然，上面結合特定的器件結構和結合薄的分隔層的永久磁鐵薄膜已對本發明的原理進行了介紹，但上述介紹僅通過舉例方式進行而並不是對本發明的範圍的限定。特別是，本發明的原理還適用於反鐵磁縱向偏置技術、Spin Valve型傳感器、GMR器件以及沒有利用分隔層的那些MR器件。此外，在特定的實施全中是按照在磁碟驅動器中的讀出頭介紹的，但本發明還作為傳感器適用於磁帶驅動器以及計算機大規模存儲裝置。
權利要求
1.一種數據傳感器，包括基本上平直和通常為細長形的基片，它的第一軸線延伸在第一和第二端部之間，它的第二軸線基本上位於在所述第一端部和第二端部之間的中點；第一和第二縱向偏置元件疊置在所述基片之上，各自的第一和第二橫向邊緣鄰接所述基片所述第一和第二端部，以及各自的第一和第二中間邊緣與所述基本上中間點形成位移；磁致電阻區疊置在所述基片上，基本上延伸在所述第一和第二縱向偏置元件的所述第一和第二中間邊緣之間，所述磁致電阻區沿從所述基本上的中間點到所述第一和第二縱向偏置元件的所述第一和第二中間邊緣的所述第二軸線其寬度逐漸增加。
2.如權利要求1所述的數據傳感器，其中所述第一和第二縱向偏置元件包含永久磁鐵層.
3.如權利要求2所述的數據傳感器，其中所述的永久磁鐵層包含CoPt。
4.如權利要求1所述的數據傳感器，其中所述的磁致電阻區包含NiFe。
5.如權利要求1所述的數據傳感器，其中所述的逐漸增加的寬度是在所述第一和第二中間邊緣之間延伸的所述磁致電阻區的側邊按一定凹曲度確定的。
6.如權利要求5所述的數據傳感器，其中所述的凹曲度按拋物線形狀變化，由所述第一和第二中間邊緣到所述基本上中間的點的距離是遞減的。
7.如權利要求5所述的數據傳感器，其中所述的凹曲度是由垂直於所述第一軸線通過所述基本上中間的點的一條中心線到所述第一和第二中間邊緣的距離平方的指數函數確定的。
8.如權利要求7所述的數據傳感器，其中所述的數據傳感器的帶條高度(S)基本上是按照方程S＝s*exp(K*(X2))確定的，其中S是在所述基本上中間的點處的帶條高度，x是距中心線的距離，K是所述指數函數的空間常數。
9.如權利要求1所述的數據傳感器，還包括介於所述磁致電阻區和所述第一和第二縱向偏置元件的所述第一和第二中間邊緣之間的第一和第二分隔層。
10.如權利要求1所述的數據傳感器，還包括磁頭磁碟組件；至少一個磁存儲媒體，以旋轉方式容納在所述磁頭磁碟組件內部，其上具有可編碼的數據；以及至少一個定位機構，以可移動方式裝在所述磁頭磁碟組件中，用於將所述數據傳感器相對於所述存儲媒體定位，以便能夠讀出所選擇部分的所述數據。
11.一種磁致電阻器件，包括一種磁致電阻結構，它的垂直於它的第一軸線的第一和第二相對配置的端部限定了器件有效區，垂直於它的延伸在所述第一和第二端的第二軸線的第一和第二側部限定了器件的帶條高度，所述帶條高度由基本上的中間點到所述第一和第二相對配置的端部逐漸增加；以及第一和第二縱向偏置元件配置在鄰近所述磁致電阻結構的所述第一和第二端部。
12.如權利要求11所述的磁致電阻器件，其中所述第一和第二縱向偏置元件包括永久磁鐵層。
13.如權利要求12所述的磁致電阻器件，其中所述永久磁鐵層包括CoPt。
14.如權利要求11所述的磁致電阻器件，其中所述器件有效區包括NiFe。
15.如權利要求11所述的磁致電阻器件，其中所述帶條高度是由在所述器件有效區的至少所述第一和第二側部之一的凹曲度限定的。
16.如權利要求15所述的磁致電阻器件，其中所述凹曲度按拋物線形狀變化，從所述相對配置的端部到通過所述基本上的中間點延伸的平行於所述相對配置的端部的中心線的距離是遞降的。
17.如權利要求15所述的磁致電阻器件，其中所述凹曲度由垂直於第一軸線通過所述基本上中間的點的一條中心線到所述第一和第二相對配置的端部的距離的平分的指數函數確定的。
18.如權利要求17所述的磁致電阻器件，其中所述磁致電阻器件的所述帶條高度(S)基本上是由方程S＝s*exp(K*(X2))確定的，其中S是在所述基本上中間的點處的帶條高度，x是距中心線的距離，K是所述指數函數的空間常數。
19.如權利要求11所述的磁致電阻器件，其中還包括介於所述器件有效區和所述第一和第二縱向偏置元件之間的第一和第二分隔層。
20.如權利要求11所述的磁致電阻器件，還包括磁頭磁碟組件；至少一個磁存儲媒體，以可旋轉方式容納在所述磁頭磁碟組件內部，其上具有可編碼的數據。以及至少一個定位機構，以可移動方式裝在所述磁頭磁碟組件中，用於將所述磁致電阻器件相對所述存儲媒體定位，以便能夠讀出所選擇部分的所述數據。
21.一種磁致電阻傳感器，具有第一和第二縱向偏置元件，它們的配置鄰接具有相互連接的第一和第二側部的有源磁致電阻區的相對的第一和第二端部，所述磁致電阻區包括由所述第一和第二端部之間的距離限定的有效磁軌寬度；以及由所述第一和第二側部限定的帶條高度，所述帶條高度隨由所述第一和第二端部到基本上的中間點的距離逐漸降低。
22.如權利要求21所述的磁致電阻傳感器，其中所述第一和第二縱向偏置元件包含永久磁鐵層。
23.如權利要求22所述的磁致電阻傳感器，其中所述永久磁鐵層包括CoPt。
24.如權利要求21所述的磁致電阻傳感器，其中所述器件有效區包括NiFe。
25.如權利要求21所述的磁致電阻傳感器，其中所述帶條高度在所述器件有效區的所述第一和第二側部的至少其中之一的凹曲度限定的。
26.如權利要求25所述的磁致電阻傳感器，其中所述凹曲度按拋物線形狀變化，從所述相對的端部到通過所述基本上的中間點的平行於所述相對的端部的中心線的距離是遞降的。
27.如權利要求25所述的磁致電阻傳感器，其中所述凹曲度是從由通過所述基本上中間的點的平行於所述相對的端部的中心線到所述第一和第二端部的距離的平方的指數函數確定的。
28.如權利要求27所述的磁致電阻傳感器，其中所述磁致電阻傳感器的所述帶條高度(S)基本上是按照方程S＝s*exp(K*(X2))確定的，其中S是在所述基本上中間的點處的帶條高度，x是距所述中心線的距離，K是所述指數函數的空間常數。
29.如權利要求21所述的磁致電阻傳感器，其中還包括介於所述有源磁致電阻區和第一和第二縱向偏置元件之間的第一和第二分隔層。
30.如權利要求21所述的磁致電阻傳感器，還包括磁頭磁碟組件；至少一個磁存儲媒體，以可旋轉方式容納在所述磁頭磁碟組件內部，其上具有能編碼的數據；以及至少一個定位機構，以可移動方式裝在所述磁頭磁碟組件內部，用於將所述磁致電阻傳感器相對於所述存儲媒體定位，以便能讀出所選擇的部分的所述數據。
31.一種巨磁致電阻傳感器，具有第一和第二縱向偏置元件，它們的配置鄰接具有相互連接的第一和第二側部的自由旋轉鐵磁層的相對的第一和第二端部，所述傳感器還包括一個結構，該結構包含一個連接(pinning)層，在被連住層之下；以及介於所述自由旋轉的鐵磁層和所述被連住層之間的間隔層間，所述鐵磁層包括基本上由所述第一和第二端部之間距離確定的有效磁軌寬度；以及由所述第一和第二側部之間距離確定的帶條高度，所述帶條高度隨由所述第一和第二端部到基本上中間的點的距離逐漸下降。
32.如權利要求31所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述第一和第二縱向偏置元件包含永久磁鐵層。
33.如權利要求32所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述永久磁鐵層包括CoPt。
34.如權利要求31所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述器件有效區包括NiFe。
35.如權利要求31所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述帶條高度是由在所述自由旋轉的鐵磁層的所述第一和第二側部的至少之一的凹曲度確定的。
36.如權利要求35所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述凹曲度按拋物線形狀變化，從所述相對的端部到通過所述基本上的中間點延伸的與所述相對的端部平行的中心線的距離是遞降的。
37.如權利要求35所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述凹曲度是由通過所述基本上中間的點的平行於所述相對端部中心線到所述第一和第二端部的距離的平方的指數函數確定的。
38.如權利要求37所述的巨磁致電阻傳感器，其中所述的巨磁致電阻傳感器的所述帶條高度(S)基本上是由方程S＝s*exp(K*(X2))確定的，其中S是在所述基本上中間的點處的帶條高度，x是距中心線的距離，K是所述指數函數的空間常數。
39.如權利要求31所述的巨磁致電阻傳感器，其中還包括介於所述自由旋轉的鐵磁層與所述第一和第二縱向偏置元件的第一和第二分隔層。
40.如權利要求31所述的巨磁致電阻傳感器，還包括頭磁碟組件；至少一個磁存儲媒體，以可旋轉方式容納在所述磁頭磁碟組件內部，其上具有可編碼的數據；以及至少一個定位機構，以可移動方式裝在所述磁頭磁碟組件內部，用於將所述巨磁致電阻傳感器相對於所述存儲媒體定位，以便能夠讀出所述選擇的部分的所述數據。
全文摘要
一種磁阻(「MR」)傳感器，有凹曲形邊緣結構，以便在有數的MR元件的中心提供有效的縱向偏置磁場，以便有效地消除多個磁疇狀態和伴生的巴克豪森噪聲。利用其中形成的凹曲形，元件的「帶條高度」在有效區的中心處最小，朝向偏離一磁軌邊界增加。在優選實施例中，如果帶條高度按照偏離一磁軌距離平方的指數函數增加就可以遍及有源MR元件形成基本上恆定的有效的縱向偏置磁場。本發明的原理同樣適用於旋閥(「SV」)或其它巨磁阻(「GMR」)傳感器。
文檔編號G01R33/09GK1165366SQ9612178
公開日1997年11月19日 申請日期1996年11月29日 優先權日1995年11月30日
發明者麥可·L·馬拉瑞 申請人:昆騰公司