具有量化噪聲補償的發射機的製作方法

2023-07-26 15:08:01

專利名稱：具有量化噪聲補償的發射機的製作方法
技術領域：
本發明公開了具有提高的效率的發射機。
背景技術：
發射機一般地包括至少一個放大器，可以通過脈衝調製(即將調製後的通信信號映射至脈衝串的特性(例如持續時間、位置或密度))的方式來提高其效率。在這種發射機中，脈衝用作針對放大器的輸入。利用脈衝串驅動放大器的目的是使放大器更多的時間在其高效操作點進行操作。通過使用脈衝串，僅在兩個高效區域(深度壓縮或完全關閉)之一中操作功率放大器。然而，當產生脈衝時，諸如上述的脈衝調製方案將引入量化噪聲導致的不期望的信號失真，這需要通過帶通濾波器(所謂的重構濾波器)來處理。由於量化噪聲的特性，需要窄帶濾波器以在傳送之前對信號進行重構。這些類型的濾波器在微波頻率處具有大的插入損失，這導致濾波器中增加的功率消耗，因而降低了發射機的功率效率。

發明內容
如上所述，需要可以在使用脈衝作為針對發射機中放大器的輸入的發射機中抑制量化噪聲的解決方案。具體地，該解決方案能夠抑制射頻(RF)、載波中或周圍的這種噪聲， 因為在這些地方，噪聲會引起最大的「損害」。通過本發明的解決方案公開了這種解決方案，該解決方案公開了一種發射機，包括脈衝編碼器，用於根據針對所述發射機的輸入信號的幅度來產生脈衝，補償信號生成器，用於消除所述脈衝編碼器引起的量化噪聲，混頻器或I/Q調製器，用於將所述脈衝編碼器的輸出與針對發射機的輸入信號的相位混合，放大器，用於產生來自發射機的輸出信號。在本發明的發射機中，用於控制放大器功能的控制信號包括來自補償信號生成器的輸出信號，以及針對放大器的輸入信號包括來自所述混頻器或I/Q調製器的輸出。正如將在以下詳細描述中所示，當用來降低來自脈衝編碼器的量化噪聲時，本發明的發射機是有利的。在一個實施例中，本發明的發射機還包括放大器的輸出處的帶通濾波器。在一個實施例中，控制信號用於控制的放大器中的功能是放大器的最大輸出幅度，所謂「幅度調製」。在一個實施例中，控制信號用於控制的放大器中的功能是包括在放大器中的輸出匹配網絡的阻抗，所謂「負載調製」。在一個實施例中，本發明的發射機還包括延遲電路，用於在混頻器的輸出用作針對放大器的輸入之前延遲混頻器的輸出，以補償補償信號生成器中的延遲。
在一個實施例中，本發明的發射機還包括在延遲電路的輸出處連接的數模轉換
ο


結合附圖，將更詳細地描述本發明，其中圖1示出了通過本發明解決的問題，以及圖2示出了針對該問題的現有技術解決方案，以及圖3示出了本發明的第一實施例，以及圖4示出了本發明的第二實施例，以及圖5示出了通過本發明獲得的結果，以及圖6示出了本發明的第三實施例。
具體實施例方式圖1示出了通過本發明解決的問題可以寫做x[n] =A[n]*eJ (n)的信號x[n](例如以模擬信號的形式)用作針對發射機的輸入信號，所述發射機包括放大器(通常為功率放大器)。在用作針對發射機中的放大器的輸入之前，輸入信號x[n]的幅度分量A[n]經過脈衝編碼器，所述脈衝編碼器將該信號「映射」到N-bit表示上(或者一般情況下映射到一些離散的信號電平上)，以便更有效地使用功率放大器。N-bit表示通常是Ι-bit表示，並產生脈衝作為脈衝編碼器的輸出。然而，脈衝編碼器也引入誤差項(通常標為量化噪聲)，該誤差項在頻域中主要以要發射的RF載波為中心。針對發射機的輸入信號x[n] = A[n]*eJ (n)在圖1中示為x[n]，以及放大器的輸出信號示為圖1中的y[n]。正如圖1中所清楚地看出的，輸出還包括以輸出頻率為中心的量化噪聲(示為q[n])，從而輸出信號可以寫做(A[n]+q[n])*eJ (n)0在圖2中，示出了用於降低量化噪聲q[n]的現有技術方案帶通濾波器可以應用在放大器的輸出處(該帶通濾波器的特性示為圖2中的「帶通」)，這將導致圖2中示出的輸出信號y[n]。然而，正如在圖2中顯而易見的，量化噪聲的殘餘q[n]仍將保留在濾波後的輸出信號中，因為帶通濾波器將不能具有足夠窄帶以去除所有量化噪聲(尤其是不能去除與所期望的信號-即，調製後的RF載波-緊鄰的量化噪聲)的濾波特性。因而，正如之前所述，本發明的目的是獲取對於具有將脈衝串作為其輸入信號的放大器的發射機的輸出信號中的量化噪聲的問題的解決方案。在以下，本發明將通過發射機的三個實施例進行描述。圖3示出了基於本發明原理的發射機的第一實施例300。發射機300被設置為接收複數值輸入信號(這裡表示為對11]=八[11]*6^(11))。輸入信號被設置為反饋至信號分量分離器305，所述信號分量分離器將複數值輸入信號分為相位和幅度分量。幅度分量表示為 A [η]，以及相位分量表示為Stpw或exp G9[n])o信號分離器305將所述幅度分量Α[η]發送至脈衝編碼器310，即，響應於輸入信號 A[η]的幅度來生成脈衝作為其輸出的組件。正如之前所提及，脈衝編碼器310也將生成以所謂的量化噪音形式的信號失真，從而來自編碼器310的輸出信號可以寫做A[n]+q[n]，其中q[n]代表量化噪聲。來自脈衝編碼器310的輸出信號A[n]+q[n]在混頻器307中與來自信號分量分離器305的相位信號e^n)相混合，從而來自混頻器307的輸出(這裡表示為S[η])可以寫做 S[n] = (A[n] + q[n]) * ^φ(η)(這也可以寫做XM+qbPe^10 )。然後信號S [η]在混頻器340中與來自本機振蕩器L0(未在圖3中示出)的射頻信號(RF載波)混合，從而將信號ζ [η]調製到期望的RF頻率。在一些實施例中，混頻器307可以被所謂的I/Q調製器取代。然後，將調製後的信號用作針對放大器320的輸入，以將來自發射機的輸出信號放大至期望電平。因而，針對放大器320的輸入信號包括來自混頻器307的、已經被調製到期望頻率的輸出。將在本文中描述的本發明的發射機的其它實施例的情況也是如此。根據本發明，正如在圖3中所示，發射機電路300中的放大器320被設置為接收來自補償信號生成器315的輸出信號作為控制信號(Ca)。控制信號Ca通過控制所述放大器的最大輸出信號幅度來控制放大器的功能(在這種情況下是放大器320的放大)。這也可以表述為由於因使用脈衝編碼器而導致放大器的輸入信號或接通或斷開，所以通過控制信號Ca來管理針對「接通狀態」的所產生的放大器輸出幅度。現在開始針對補償信號生成器315進行更詳細地描述，在圖3中示出的本發明的實施例中的該組件的輸入是兩個信號，其中一個是來自信號分量分離器305的幅度信號 A[η]，以及另一個是來自脈衝編碼器310的輸出信號，即A[n]+q[n]。換言之，針對補償信號生成器315的輸入信號之一是「純」幅度信號A[n]，以及另一個輸入信號是來自脈衝編碼器310的輸出，即A[n]+q[n]。如之前所解釋的，來自補償信號生成器315的輸出(這裡表示為CA[n])用作針對放大器320的控制信號。因而，來自補償信號生成器315的輸出信號用於控制放大器320的功能，在這種情況下是針對放大器320 的調製後的輸入信號的放大。補償信號生成器315的特性和功能的更確切的描述如下應該在每個瞬時選擇補償信號Ca，從而放大器的輸出信號是針對考慮了重構濾波器的發射機的輸入信號的線性拷貝。這可以表示為其中打k-n]是來自在發射機的輸出處使用的濾波器(所謂的重構濾波器)的脈衝響應。本發明將來自補償信號生成器315的輸出信號用作放大器320的控制信號是有利的，因為如果給定重構濾波器，在獲取最終輸出信號的過程中引入額外的自由度，這將可以使發射機的功率效率最大化。可以在所謂的「深度飽和模式」中保持放大器的RF輸入信號， 從而確保優化效率，而針對放大器的控制信號將設定放大器輸出處的正確的信號電平。圖4示出了本發明的發射機的第二實施例400。具有與圖3中的實施例300中的相同基本功能的組件保留了它們在圖3中的參考號。除了圖3的發射機300的組件之外，圖4中示出的發射機400包括延遲電路430，以確保用做針對放大器320的輸入的信號與用於控制放大器320的信號「同步」。因而，延遲電路430的延遲應該適合地與補償信號生成器315的「處理時間」相對應，即，通過補償信號生成器315引入的延遲。在圖4中表示為ζ [η]的延遲電路的輸出經過數模轉換器DAC 335，然後在混頻器 340中與來自本機振蕩器LO(在圖4中未示出)的射頻信號(RF信號)混合，從而將信號 ζ [η]調製至所期望的RF頻率。如圖4中所示，該實施例中的發射機電路400包括放大器320的輸出處的帶通濾波器425 (如上所述的所謂重構濾波器)，以去除放大器的輸出信號中不期望的分量。圖5示出了通過本發明獲得的結果在圖5中示出了圖4的電路400的輸入信號 χ [η]，以及來自電路400的輸出信號y [η]。正如所見，輸出信號y [η]具有明顯減少的量化噪聲的內容q[n](作為參考，通過虛線在圖5中示出)。因而，本發明減少了「所期望的」輸出信號x[n]周圍的尖銳區域中的輸出信號中的量化噪聲，這與電路輸出處利用窄帶通濾波器的解決方案相比是明顯的改善。剩餘的量化噪聲示為q』 [n]，以及正如可以看出的， q，[η]位於輸出信號y[n]的頻譜的外面。圖5中也通過箭頭「A」示出了通過本發明所獲得的量化噪聲的抑制，如所提及的， 圖5中將輸出信號中的「帶外」量化噪聲示為q』 [η]。圖6示出了本發明實施例的另一示例。具有與圖3中實施例300和圖4中的實施例400中的基本功能相同的組件保留了它們的參考號，以及正如從圖6中所看出的，實施例 600在許多方面與圖3和圖4的實施例300和400類似。因而，實施例600包括信號分量分離器305、脈衝編碼器310、放大器320、以及補償信號生成器315、以及用作放大器320的控制信號的輸出CA。實施例600的補償信號生成器315具有兩個輸入信號，其中之一是輸入信號χ [η]， 以及另一個信號是來自混頻器307的輸出(表示為S [η])。因而，圖5中針對補償信號生成器315的兩個輸入信號是χ[η]和S[n] = x[n]+ qfnPe^10。通過在分量分離器305之前將輸入信號x[n] 「分開」來實現使用輸入信號x[n]作為補償信號生成器315的輸入信號之一，從而x[n]的一個「分支」與補償信號生成器315相連接，以及x[n]的另一個「分支」用作信號分量分離器305的輸入信號。正如以上所述，在圖5的實施例中，也將來自混頻器307的輸出S[n]分開，從而 S[η]的一個「分支」用作補償信號生成器315的輸入，以及S[n]的一個「分支」用作第一延遲電路630的輸入。與之前示出和描述的實施例相反，實施例600的補償信號生成器315產生第一和第二補償信號(這裡表示為CA[n]和CKF[n])。在經過第二延遲電路631之後，第一補償信號 Ca[η]用作放大器320的控制信號。第二延遲電路630用於將輸入信號與不同的分量(在時間上)對齊。在加法器607中，將來自第一延遲電路630的輸出與來自電路315的第二補償信號(CKF[n])相加，加法器607的和輸出(在圖6中表示為ζ』)，經過數模轉換器435，接下來被設置為通過外部LO調製到所期望的RF頻率，然後用作放大器320的輸入信號。第二補償信號Ckf的目的是對應於來自放大器的特定輸出信號，產生對電路600的效率進行精細調諧的其它可能。
如下選擇補償信號Ca和Ckf的組合
』[,爭,μ = 5 鄰/U·— J 「 ^M 『 (^w 丄 dtt] —(2)本發明不限於以上描述的以及在附圖中示出的實施例的示例，但是可以在所附權利要求的範圍內隨意改變。例如，控制信號(^[11]也可以用於控制發射機中放大器的輸出匹配網絡的阻抗(這稱為「負載調製」)，而不是用作通過供給調製來控制放大器的輸出幅度的方式。在這種實施例中，在放大器中適合地包括匹配網絡。
權利要求
1.一種發射機(300，400，600)，包括-脈衝編碼器(305)，用於根據針對所述發射機的輸入信號的幅度來產生脈衝，-補償信號生成器(315)，用於消除所述脈衝編碼器(305)引起的量化噪聲，-混頻器或I/Q調製器(307)，用於將所述脈衝編碼器的輸出與針對發射機的輸入信號的相位混合，-放大器(320)，用於產生來自發射機的輸出信號，所述發射機(300，400，600)的特徵在於用於控制放大器(320)的功能的控制信號 (Ca)包括來自補償信號生成器(31 的輸出信號，以及特徵在於針對放大器(320)的輸入信號包括已調製(340)至所期望的頻率的、來自所述混頻器(307)或I/Q調製器的輸出。
2.如權利要求1所述的發射機000，600)，還包括所述放大器(320)的輸出處的帶通濾波器(425)。
3.如權利要求1或2所述的發射機，其中所述控制信號(Ca)用於控制的放大器中的功能是放大器的最大輸出幅度。
4.如權利要求1或2所述的發射機，其中所述控制信號(Ca)用於控制的放大器中的功能是包括在放大器中的輸出匹配網絡的阻抗。
5.如權利要求1-4中任一權利要求所述的發射機000，600)，還包括延遲電路(430， 630)，用於在混頻器(307)的輸出用作針對放大器(320)的輸入之前，延遲所述混頻器 (307)的輸出，以補償補償信號生成器(315)中的延遲。
6.如權利要求5所述的發射機000，600)，還包括在所述延遲電路030)的輸出處連接的數模轉換器035)。
7.如權利要求1-6中任一權利要求所述的發射機(300，400，600)，其中，針對所述補償信號生成器(315)的第一輸入信號包括針對所述發射機的輸入信號的幅度部分，以及針對所述補償信號生成器(315)的第二輸入信號包括在所述脈衝編碼器(310)中產生的脈衝， 所述脈衝包括在脈衝生成器(310)中產生的量化噪聲。
8.如權利要求1-6中任一權利要求所述的發射機(600)，其中，針對所述補償信號生成器(315)的第一輸入信號包括針對所述發射機的輸入信號，以及針對所述補償信號生成器 (315)的第二輸入信號包括在所述脈衝編碼器(310)中產生的脈衝，所述脈衝包括與所述輸入信號的相位部分相乘的、在脈衝生成器(310)中產生的量化噪聲。
全文摘要
本發明公開了一種發射機(300，400，600)，包括脈衝編碼器(305)，用於根據針對所述發射機的輸入信號的幅度來產生脈衝，補償信號生成器(315)，用於消除所述脈衝編碼器(305)引起的量化噪聲，混頻器或I/Q調製器(307)，用於將所述脈衝編碼器的輸出與針對發射機的輸入信號的相位混合，放大器(320)，用於產生來自發射機的輸出信號。在所述發射機(300，400，600)中，用於控制放大器(320)的功能的控制信號(CA)包括來自補償信號生成器(315)的輸出信號、以及針對放大器(320)的輸入信號包括調製(340)至所期望的頻率的、來自所述混頻器(307)的輸出。
文檔編號H03F1/26GK102428644SQ200980159094
公開日2012年4月25日 申請日期2009年5月18日 優先權日2009年5月18日
發明者烏爾夫·古斯塔夫松, 約翰·託雷貝克 申請人:瑞典愛立信有限公司