調節時間連續∑-△轉換器的濾波器的製作方法
2023-07-27 00:33:56
專利名稱：調節時間連續∑-△轉換器的濾波器的製作方法
技術領域：
本發明涉及調節時間連續￡ - △ (Sigma-De 1 ta)轉換器的濾波器的方 法，所述時間連續A轉換器被設置成將模擬輸入信號轉換成數字輸 出信號，該方法包括步驟產生表示所述濾波器的增益的控制信號；以 及根據所述控制信號調節所述濾波器的增益。本發明還涉及用於將^t擬 輸入信號轉換成數字輸出信號的機構(arrangement)、用於產生表示 時間連續￡ - △轉換器中濾波器的增益的控制信號的設備以及相應的計 算機程序和計算機可讀介質。
背景技術：
近年來，￡-A轉換器已經成功地使用於模擬-數字(AD)轉換器中。 常規的奈奎斯特率(Nyquist-rate)轉換器是圍繞量化器而構造的， 所述量化器具有相對高的解析度，其一般由用來表示信號的比特數(例 如8比特、12比特或16比特)指定。例如，將模擬輸入編碼成256個 離散值之一的AD轉換器具有8比特解析度，因為28=256。
然而，由於高解析度量化器的原因，常規轉換器相比於E-A轉換器 在結構上相對複雜。對常規轉換器的進一步的改進是麻煩的，因為一方 面對於常規轉換器的高解析度的進一步提高將引起該轉換器的複雜度 的顯著增加。此外，要求對元件進行昂貴的匹配或修整。另一方面，增 大的採樣頻率通常將給轉換器的製造帶來額外的成本。常規奈奎斯特率 轉換器以奈奎斯特頻率採樣輸入信號，但是通常會應用2-16倍的過採 樣。
Z -△轉換器在其基本結構上不及常規轉換器複雜。它們圍繞具有相 對較低的解析度的量化器來構造，所述解析度一般為1-5比特。這種低 解析度量化器可以工作於比高解析度量化器大的採樣頻率，但是其代價 是更大的量化誤差，所述量化誤差即輸入信號與輸出信號之間的差值。
為了補償這種更大的量化誤差，i:-A轉換器配置有反饋環，該反饋 環有效地引起量化噪聲在頻域中被整形到期望信號所在的感興趣頻帶
之外的區域。這是￡-A轉換器的關鍵特徵之一，並且為￡-A轉換器設
計領域的技術人員所廣泛認同和深刻理解。通常，A轉換器與常規 轉換器比較時提供了更小的失真和更低的成本。
可用於￡ - △轉換器中的CMOS工藝技術的持續發展使得以最大電源電 壓的降低為代價換取速度的增加成為可能。就AD轉換器而言，這意味 著￡-A轉換器已經變成比傳統奈奎斯特率(NR)轉換器更可行的選擇。
￡ - △轉換器可以是時間離散￡ - A轉換器(TD-SDC )或者時間連續￡ -A轉換器(TC-SDC)。後者提供了內在的抗混疊，時間離散E-A轉換 器(TD-SDC)則不然。此外，時間連續A轉換器的時鐘頻率的理論 極限比時間離散E - △轉換器的時鐘頻率的理論極限高得多。下面給出 的本發明涉及時間連續￡ - △轉換器。
所描述的￡-A轉換器一般在用於諸如OFDM (正交頻分復用)信號之 類的無線電信號的接收器中使用，應用可以包括行動電話系統、電視廣 播系統等等。特別可以一提的是DVB-T (地面數字視頻廣播)、DAB(數 字音頻廣播)和WLAN (無線區域網)。
時間離散￡ - △轉換器中的模擬積分器/濾波器是精確的，因為它們的 行為受控於電容比和時鐘頻率。後者總是非常精確的，前者精確到1% 以內或者甚至更小(假設在單晶片上製造￡-A轉換器)。這遠遠高於 不危害動態範圍和穩定性方面的性能的要求。然而，對於時間連續E-A轉換器而言，所述積分器/濾波器的行為，例如積分器的增益-帶寬積 (GBP),取決於積分器/濾波器中電阻器和電容器的絕對精度，所述電 阻器和電容器兩者都是非常不精確的。 一般而言，這樣的元件的值可以 變化±50%。如果積分器的增益-帶寬積也變化±50%或者更多(因為其
依賴於兩種獨立類型的元件)，那麼所述i:-A轉換器可能無法完全發
揮作用，或者至少在動態範圍和最大穩定幅度方面的性能遠低於最佳性能。
總而言之，時間連續￡ - △轉換器如上所述相比於時間離散￡ - △轉換 器提供了若干優點。然而，主要的缺點是關於所述積分器/濾波器參數 的可變性的敏感性，其可能顯著降低該E-A轉換器的性能，或者甚至 使得該轉換器不起作用。
該問題的一種可能的解決方案可以基於用於調諧模擬濾波器的技術， 其中使用鎖相環將基於與該濾波器中相同的關鍵元件的振蕩器調諧到 預定義頻率。然後，可以將對振蕩器中元件的調諧拷貝到濾波器的元件。
然而，這種解決方案要求使用許多模擬元件的設計，因而佔用了大的芯 片區域。
因此，本發明的目的是提供調節時間連續￡ - △轉換器的積分器/濾波 器的方法，其降低了關於積分器/濾波器參數的可變性的敏感性，從而 改善了時間連續e - △轉換器的性能和穩定性，而不消耗模擬元件的太 多晶片區域。
發明內容
依照本發明，該目的是通過本方法包括從所述i:-a轉換器的數字輸
出信號中產生控制信號的步驟來實現的。通過由從時間連續e-a轉換
器自身的數字輸出信號提供的信號來控制該i: - △轉換器的濾波器，可 以以不需要或者需要很少附加模擬元件的簡單方式改善該e - △轉換器 的性能，並且該z-A轉換器本身用於調節其性能。使用來自該i:-A轉 換器的數字域的信號以提供控制信號是有利的，因為一般而言在數字域 中處理信號更容易、更快速以及更精確。而且，該￡-a轉換器已經被 設置成產生模數轉換的輸出信號；因此，在該￡-A轉換器中不需要附
加的處理能力或電路來提供所述控制信號。 依照本發明的 一個方面，產生控制信號的所述步驟還包括對來自所述
A轉換器的輸出信號中的連續相等樣本進行計數的步驟。在一個實 施例中，這個步驟還包括步驟檢測在給定測量間隔期間對來自所述e -A轉換器的輸出信號中的連續相等樣本的特定數目(保持長度)進行 計數的次數(保持長度計數HLC);以及把所述檢測的次數提供作為表 示所述濾波器的增益的控制信號。因此，代替直接測量所述i:-A轉換 器的濾波器的增益的是，通過記錄對於特定保持長度的保持長度計數來 分析來自該￡ -△轉換器的數字輸出。對於給定的￡ -△轉換器拓樸結構 以及測量間隔而言，最佳的濾波器增益相應於給定的最佳保持長度計數 (HLC。)，即其中在測量間隔上記錄一定保持長度的事件數。如果保持 長度計數與HLC。的偏差超過預定義值，那麼可以相應地調節濾波器的增 益。
依照本發明的另 一 個方面，來自所述￡ - △轉換器的輸出信號中的連 續相等樣本的特定數目等於1。 一般情況下，可以使用對於保持長度l、 2、 3和4的保持長度計數，因為已經示出保持長度的這些值在二階e-
A轉換器的濾波器的最佳增益區域中提供了有用的敏感性。然而，對於 保持長度HL=1的保持長度計數看起來是估計增益偏差的最佳度量。其 原因在於，首先，對於保持長度HL=1的保持長度計數是增益偏差的單 調函數；其次，其在最佳增益附近提供了最高的敏感性。
依照本發明的另 一個方面，本方法還包括在所述￡ - △轉換器中轉換 模擬輸入信號之前將DC分量添加到該模擬輸入信號中的步驟。將DC信 號(或者已知的變化信號)添加到所述E-A轉換器的信號輸入中已經 證明尤其是在小的輸入信號水平下改善了保持長度計數的行為。只要DC 信號或所述已知的變化信號設置在保持長度計數獨立於輸入信號水平 的範圍內，那麼它就不是關鍵的。
在一個實施例中，調節濾波器的增益的步驟包括步驟將所述控制信 號與參考值進行比較；以及按照預定義增益變化來調節濾波器的增益，
使得如果控制信號超過參考值，則按照所述預定義增益變化增大所述增 益，否則按照所述預定義增益變化減小所述增益。這提供了通過非常簡 單的方式來調節所述E-A轉換器的濾波器增益的方法。
可替換地，調節所述濾波器的增益的步驟可以包括步驟計算所述控 制信號與參考值之間的差值；通過將所述差值乘以根據所述控制信號與
所述濾波器的增益之間的關係導出的第 一 因子來計算增益誤差；通過從 前一個增益值中減去所述增益誤差與第二因子之積來計算新的增益值， 其中所述第二因子小於或等於1;以及將所述濾波器的增益調節到所述 新的增益值。這樣，可以以最佳的方式調節所述￡-A轉換器的濾波器 的增益。
依照本發明的另 一個方面，其中所述Z - A轉換器包括多個濾波器， 本方法還可以包括根據所述控制信號來調節每個濾波器的增益的步驟。 因此，所述￡ -△轉換器中的每個濾波器可以利用相同的調諧量來調節。 這是有利的，因為元件值之間的相對誤差(即失配)總是非常小的，從 而￡ -△轉換器內的積分器/濾波器可以按照相同的量，即藉助於相同的 校正信號來調節。而且，如果晶片包含駐留於其上的不止一個E-A轉 換器，那麼藉助於相同的校正信號來調節所有￡ - △轉換器中的濾波器 會是有利的。
當所述￡ -△轉換器和其他構件塊集成在公共的晶片上時，本方法還 可以包括根據所述控制信號來調節所述其他構件塊中的至少一個的步
驟。諸如電阻器、電容器和增益級之類的、使得元件值散布於所述￡-
A轉換、器的濾波器中的元件一般也用於像模擬濾波器和振蕩器那樣的
其他構件塊中，因而當這些其他構件塊中的元件跟蹤所述￡ - △轉換器 中的元件時，施加到所述￡ - △轉換器的校正也可以施加到其他構件塊， 當這些塊集成在相同晶片上時，情況通常如此。 在本發明的另外的方面中，調節濾波器的增益的步驟可以在所述￡ -
A轉換器通電時和/或在預定義時刻執行，在所述預定義時刻，該步驟 並不幹擾所述i:-A轉換器的正常操作。因此，可以保證所述￡-A轉換 器中的濾波器增益的調節不會干擾其中信號被轉換的所述￡ - △轉換器 的正常操作。校正信號的建立以及因此所述E - △轉換器中的濾波器增 益的調節被應用，直到測量的保持長度計數處於預定範圍內。
如上所述，本發明還涉及用於將模擬輸入信號轉換成數字輸出信號的 機構，該機構包括具有濾波器的時間連續A轉換器；用於產生表 示所述濾波器的增益的控制信號的裝置；以及用於根據所述控制信號來 調節所述濾波器的增益的裝置。當所述機構適於從所述￡ - △轉換器的 數字輸出信號中產生所述控制信號時，可以以不需要或者需要很少附加 模擬元件的簡單方式改善該S - △轉換器的性能，並且該E - △轉換器本 身可以用於調節其性能。使用來自該E - △轉換器的數字域的信號以提 供控制信號是有利的，因為一般而言在數字域中處理信號更容易、更快 速以及更精確。而且，該E-A轉換器已經被設置成產生模數轉換的輸 出信號；因此，在該i:-A轉換器中不需要附加的處理能力或電路來提 供所述控制信號。
在一個實施例中，時間連續￡ - △轉換器可以包括允許該E - △轉換器 以相對較高的採樣頻率操作的單比特AD轉換器。
依照本發明的一個方面，用於產生控制信號的裝置還包括用於對來自 所述￡ - △轉換器的輸出信號中的連續相等樣本進行計數的裝置。在一 個實施例中，這個裝置還包括用於檢測在給定測量間隔期間對來自所述 Z-A轉換器的輸出信號中的連續相等樣本的特定數目(保持長度)進 行計數的次數(保持長度計數HLC)以及把所述檢測的次數提供作為表 示所述濾波器增益的控制信號的裝置。因此，代替直接測量所述E-△ 轉換器的濾波器的增益的是，所述機構適於通過記錄對於特定保持長度 的保持長度計數來分析來自該E -△轉換器的數字輸出。對於給定的E -△轉換器拓樸結構以及測量間隔而言，最佳的濾波器增益相應於給定的
最佳保持長度計數(HLC。)，即其中在測量間隔上記錄一定保持長度的 事件數。如果保持長度計數與HLC。的偏差超過預定義值，那麼可以相應 地調節濾波器的增益。
依照本發明的另一個方面，來自所述￡-△轉換器的輸出信號中的連 續相等樣本的特定數目等於1。 一般情況下，可以使用對於保持長度l、 2、 3和4的保持長度計數，因為已經示出保持長度的這些值在二階E-A轉換器的濾波器的最佳增益區域中提供了有用的敏感性。然而，對於 保持長度HL=1的保持長度計數看起來是估計增益偏差的最佳度量。其 原因在於，首先，對於保持長度HL=1的保持長度計數是增益偏差的單 調函數；其次，其在最佳增益附近提供了最高的敏感性。
依照本發明的另 一個方面，所述機構還包括用於在所述￡ -△轉換器 中轉換所述模擬輸入信號之前將DC分量添加到該模擬輸入信號中的裝 置。將DC信號(或者已知的變化信號)添加到所述E-A轉換器的信號 輸入中已經證明尤其是在小的輸入信號水平下改善了保持長度計數的 行為。只要DC信號或所述已知的變化信號設置在保持長度計數獨立於 輸入信號水平的範圍內，那麼它就不是關鍵的。
在一個實施例中，用於調節所述濾波器的增益的裝置被設置成將所 述控制信號與參考值進行比較；以及按照預定義增益變化來調節所述濾 波器的增益，使得如果所述控制信號超過所述參考值，則按照所述預定 義增益變化增大所述增益，否則按照所述預定義增益變化減小所述增 益。這提供了用於調節所述E - △轉換器的濾波器增益的非常簡單的機 構。
可替換地，用於調節所述濾波器的增益的裝置^皮設置成計算所述控 制信號與參考值之間的差值；通過將所述差值乘以根據所述控制信號與
所述濾波器的增益之間的關係導出的第 一 因子來計算增益誤差；通過從 前一個增益值中減去所述增益誤差與第二因子之積來計算新的增益值， 其中所述第二因子小於或等於1;以及將所述濾波器的增益調節到所述 新的增益值。這樣，可以以最佳的方式調節所述￡-A轉換器的濾波器 的增益。
依照本發明的另一個方面，其中所述￡-△轉換器包括多個濾波器， 所述機構還可以適於根據所述控制信號來調節每個濾波器的增益。因
此，所述￡ _ △轉換器中的每個濾波器可以利用相同的調諧量來調節。 這是有利的，因為元件值之間的相對誤差(即失配)總是非常小的，從 而￡ - △轉換器內的積分器/濾波器可以按照相同的量，即藉助於相同的
校正信號來調節。而且，如果晶片包含駐留於其上的不止一個E-A轉 換器，那麼藉助於相同的校正信號來調節所有￡ - △轉換器中的濾波器 會是有利的。
當所述￡ - △轉換器和其他構件塊集成在公共的晶片上時，所述機構 還可以適於根據所述控制信號來調節所述其他構件塊中的至少一個。諸 如電阻器、電容器和增益級之類的、使得元件值散布於所述￡-A轉換 器的濾波器中的元件 一般也用於像模擬濾波器和振蕩器那樣的其他構 件塊中，因而當這些其他構件塊中的元件跟蹤所述￡ - △轉換器中的元 件時，施加到所述E-A轉換器的校正也可以施加到其他構件塊，當這 些塊集成在相同晶片上時，情況通常如此。
依照本發明的另外的方面，用於調節所述濾波器的增益的裝置可以被 設置成在所述Z-A轉換器通電時和/或在預定義時刻調節所述增益，在 所述預定義時刻，所述調節並不幹擾所述E-A轉換器的正常操作。因 此，可以保證所述￡ - △轉換器中的濾波器增益的調節不會干擾其中信 號被轉換的所述￡ - △轉換器的正常操作。校正信號的建立以及因此所 述￡ - △轉換器中的濾波器增益的調節被應用，直到測量的保持長度計 數處於預定範圍內。
所述機構還可以包括用於接收無線電信號的電路。這些無線電信號可 以是0FDM (正交頻分復用)信號，並且應用可以包括行動電話系統、電 視廣播系統等等。特別可以一提的是DVB-T (地面數字視頻廣播)、DAB (數字音頻廣播)和WLAN (無線區域網)。
本發明還涉及包括如上所述用於將模擬輸入信號轉換成數字輸出信 號的機構的無線通信設備。
如上所述，本發明還涉及用於產生表示時間連續￡-A轉換器中濾波 器的增益的控制信號的設備，其中該設備包括#皮設置成產生所述控制信 號的處理裝置；並且其中該設備適於向用於調節所述濾波器的增益的裝 置提供所述控制信號。當該設備適於接收所述E - △轉換器的數字輸出 信號並且從所接收的數字輸出信號中產生所述控制信號時，可以以不需 要或者需要很少附加模擬元件的簡單方式改善該￡ - △轉換器的性能，
並且該￡ _ △轉換器本身可以用於調節其性能。使用來自該￡ - △轉換器 的數字域的信號以提供控制信號是有利的，因為 一般而言在數字域中處 理信號更容易、更快速以及更精確。而且，該￡-A轉換器已經被設置
成產生模數轉換的輸出信號；因此，在該E-A轉換器中不需要附加的
處理能力或電路來提供所述控制信號。
依照本發明的 一個方面，所述設備還包括用於對來自所述￡ - △轉換 器的輸出信號中的連續相等樣本進行計數的裝置。在一個實施例中，該
設備還包括用於檢測在給定測量間隔期間對來自所述Z-A轉換器的輸 出信號中的連續相等樣本的特定數目(保持長度)進行計數的次數(保 持長度計數HLC)以及把所述檢測的次數提供作為表示所述濾波器的增 益的控制信號的裝置。因此，代替直接測量所述E-A轉換器的濾波器 的增益的是，所述機構適於通過記錄對於特定保持長度的保持長度計數 來分析來自該￡ -△轉換器的數字輸出。對於給定的E -△轉換器拓樸結 構以及測量間隔而言，最佳的濾波器增益相應於給定的最佳保持長度計 數(HLC。)，即其中在測量間隔上記錄一定保持長度的事件數。如果保 持長度計數與HLC。的偏差超過預定義值，那麼可以相應地調節濾波器的 增益。
依照本發明的另一個方面，來自所述i:-△轉換器的輸出信號中的連
續相等樣本的特定數目等於1。 一般情況下，可以使用對於保持長度l、 2、 3和4的保持長度計數，因為已經示出保持長度的這些值在二階E-A轉換ll的濾波器的最佳增益區域中提供了有用的敏感性。然而，對於 保持長度HL=1的保持長度計數看起來是估計增益偏差的最佳度量。其 原因在於，首先，對於保持長度HL=1的保持長度計數是增益偏差的單 調函數；其次，其在最佳增益附近提供了最高的敏感性。
本發明還涉及電腦程式和具有程序代碼裝置的計算機可讀介質，用 於執行如上所述的方法。
現在將在下面參照附圖更完整地描述本發明，在附圖中 圖1示出了二階￡-A轉換器；
圖2為信噪比(SNR)與OFDM輸入信號水平的函數關係的曲線圖； 圖3為對於各種保持長度的保持長度計數HLC與輸入信號水平的函數
關係的曲線圖4為對於HL-1的HLC與輸入信號水平的函數關係的曲線圖； 圖5為對於保持長度1、 2和3的HLC與對於-40dB輸入信號水平的積 分器增益偏差的函數關係的曲線圖6-8為分別與圖3-5對應的曲線圖，但是DC信號被添加到輸入信
圖9為時間連續￡ - △轉換器和用於HLC檢測的裝置的示意圖； 圖IO為與圖9類似的示意圖，但是DC信號被添加到所述E-A轉換 器的輸入；
圖11為基於HLC檢測調整￡ - △轉換器中濾波器的增益的方法的流程 圖12為基於H L C檢測調整￡ - △轉換器中濾波器的增益的可替換方法 的流程圖；以及
圖13為結合了用於HLC檢測的裝置以及用於建立校正信號的裝置的 時間連續￡ _△轉換器的示意圖。
具體實施例方式
下面將參照圖1來描述具有時間連續積分器的已知低通二階Z-A轉 換器(SDC) 100的實例。應當指出的是，A轉換器的階表示該轉換 器中積分器的數目。
圖1中示出的￡-A轉換器100是基本合乎規範的配置的一個實例， 應當指出的是，本發明並不限於這種特定結構，而是可以用於在結構、 階數、濾波器特性等方面的任何類型的時間連續￡ - △轉換器。
在圖1中，可以看出i:-A轉換器100包括積分器形式的兩個濾波器 110、 li2、模數轉換器(ADC) 120以及數模轉換器(DAC) 130。積分器 112的輸出連接到模數轉換器120的輸入。而且，A轉換器100包括 兩個加法器106、 108,其中￡-A轉換器100的輸入信號Sh輸入到加法 器106,該加法器106的輸出是積分器110的輸入。另一個加法器108 連接在兩個積分器IIO、 112之間。來自AD轉換器120的輸出信號S。ut 從該￡-A轉換器輸出，但是也輸入到該i:-A轉換器的DA轉換器130 以便向該E-A轉換器提供反饋信號。來自DA轉換器130的輸出輸入到 分別提供反饋係數d和c2的兩個反饋係數功能塊140和142。在所描述
的實例中，將這些反饋係數設置成"="=1。來自反饋係數功能塊140 和142的輸出輸入到加法器106和108。在所示出的這個實例中，圖1 中的積分器110、 112在除以2Ti的時鐘頻率下都具有單位增益。此外， 假設在所述AD轉換器和DA轉換器中沒有延遲，並且AD轉換器的輸出 由兩個狀態[O， l]定義，而DA轉換器將這些狀態映射到兩個輸出值[-1， +1]，從而得到該轉換器的單個比特的解析度。
為了展示i:-A轉換器的行為，已經基於OFDM (正交頻分復用)信號 執行了MATLAB(商業"矩陣實驗室"軟體包形式的著名數學程序，其運 行為交互編程環境)系統級仿真，所述OFDM信號類似於具有8192個載 波的DVB-T (地面數字視頻廣播)信號，所述8192個載波中的6817個 載波是有效(非零)的並且使用64QAM(正交幅度調製)來調製。這8192 個載波位置相應於9. 14MHz帶寬，￡-A轉換器的採樣頻率是該頻率的 64倍，即大約為585MHz。 ￡-△轉換器工作於該信號的基帶分量，即I 或Q通道，該基帶帶寬為9. 14/2=4. 57MHz (基於所有載波位置，包括非 有效載波位置)。然而，這裡使用的信號的性質僅僅用作一個實例。
圖2示出了所述E-A轉換器的輸出信號的信噪比(SNR)與以dB給 出的總信號的輸入RMS (均方根)水平的函數關係，其中OdB輸入相應 於單位幅度。在本說明書中給出的數值實例都與OFDM信號有關；然而 應當指出的是，本發明的原理可以應用到任何類型的信號。
由圖2可知，信噪比大致呈線性形式增加到某個點，在該點處，信噪 比快速下降到OdB。這是￡-A轉換器的典型行為。當信號達到靠近或者 超出反饋到E-A轉換器中的第一加法器的DAC輸出水平的水平時， A轉換器不再跟蹤輸入信號。這導致E-A轉換器變得過載和不穩定， 並且積分器可能也將飽和(假設在實際實現中具有最大允許信號擺幅)。 簡言之，A轉換器將完全失效。出現這種情況所對應的輸入水平取 決於輸入信號的特性。例如，如果輸入信號是單個正弦或單個諸如WCDMA 信號之類的調製載波，那麼Z - △轉換器將能夠針對更高的輸入水平(幾 個dB)來操作，因為這種信號的幅度分布相當緊湊，具有小的峰值-平 均比(PAR)值。
OFDM信號在大約-10dB處的早期下降由這種類型的信號的大PAR值所 引起。在OFDM信號中經常出現可以比RMS水平大相當多的大脈衝，並 且這些大脈衝可以延伸到超出E-A轉換器的穩定輸入信號範圍。圖2
中示出的結果基於AD和DA轉換器的單比特配置，即￡-A轉換器的輸 出信號是一系列單獨的1和0。
與時間離散E - △轉換器形成對照的是，時間連續￡ - △轉換器的積分 器/濾波器的行為，例如積分器的增益-帶寬積(GBP),取決於電阻器 和電容器的絕對精度，所述電阻器和電容器兩者都是非常不精確的。在 一般的工藝中，這樣的元件的值可以變化±50%。如果積分器的GBP變 化相同的量或者更多(因為其依賴於兩種獨立類型的元件)，那麼所述 E-A轉換器可能無法完全發揮作用，或者至少在動態範圍和最大穩定 幅度方面的性能遠低於最佳性能。
本發明著眼於調整時間連續E - △轉換器的模擬積分器/濾波器中的 增益以達到最佳性能和避免不穩定的需要。積分器/濾波器的增益不是 直接測量的。相反，例如通過記錄對於各種保持長度的保持長度計數 (HLC)來分析該￡-A轉換器的數字輸出流，其中保持長度(HL)被定 義為A轉換不改變輸出信號的時鐘周期數。對於給定的E-A轉換器 拓樸結構以及測量間隔而言，最佳的積分器/濾波器增益相應於給定的 最佳保持長度計數(HLC。)，即其中在測量間隔上記錄一定保持長度的 事件數。例如，對於HL-l,如果HLC大於HLC。，那麼積分器增益太小， 並且相應地，如果HLC小於HLC。，那麼積分器增益太大。因此，這個偏
差可以用來引導對於積分器/濾波器增益的調整。
圖3為對於各種保持長度的保持長度計數HLC與輸入信號水平的函數 關係的曲線圖，其對於保持長度計數具有對數尺度。本發明基於在給定 測量間隔上存儲其中A轉換器在給定數目的樣本上保持輸出恆定的 事件發生數。例如，在足夠長的測量間隔上記錄其中在輸出發生改變之 前￡-A轉換器在比如三個時鐘周期(保持長度HL)上產生恆定輸出的 事件發生數。如下面將要示出的，在給定輸入信號強度不太大或太小的 情況下，這樣的事件發生的數目(即保持長度計數HLC)是積分器/濾波 器中增益的精確的間接度量。
在圖3中，示出了作為輸入信號水平的函數的、對於各種HL的HLC, HLC具有對數尺度。測量間隔是相應於E-A轉換器的512k個樣本的一 個0FDM符號。對於每個保持長度，存在對應於三種情況的代表保持長 度計數的三條曲線標稱濾波器增益G=G。；高濾波器增益G=l. 1 . G。； 以及低濾波器增益G=0. 9 .G。。上面的G表示E-A轉換器中每個濾波器
的增益，G。表示每個濾波器的最佳增益。應當指出的是，如果i:-A轉 換器包括不止一個濾波器，那麼這些濾波器的誤差通常彼此跟蹤。因此，
如果第一濾波器需要被校正例如10%,那麼該校正對於所述E-A轉換器 中的所有其他濾波器也會適用。
由圖3可知，對於保持長度HL-1、 2和3而言，在對數尺度上難於彼 此區分對於每個保持長度的所述三條曲線。而且，可以看到，這三條曲 線看起來實際上都獨立於輸入信號水平。對於高於3的HL而言，保持 長度計數HLC不僅隨著增益而變化，而且隨著輸入信號水平而變化。因 此，對於這個實例中使用的配置而言，採用對於HL-1、 2或3的保持長 度計數作為檢測增益誤差的度量將是有利的。
應當指出的是，E-A轉換器中濾波器的依賴於頻率的增益或者傳遞
函數H(f)可以通過濾波器的依賴於頻率的增益G和依賴於頻率的傳遞
函數Ho(f)的乘積來定義，即 H(f) = G.H。(f).
式中H(f)表示作為頻率f的函數的濾波器的實際傳遞函數；H。(f)表 示對於頻率f的濾波器的最佳傳遞函數；以及G表示濾波器的依賴於頻 率的增益。
在濾波器為積分器的情況下，積分器的增益與傳遞函數之間的關係可 以定義為
乂2<
式中Uf)表示作為頻率的函數的積分器的傳遞函數。對於貫穿這個
實例使用的E-A轉換器(參見圖1)而言，最佳增益G。應當等於該E-A轉換器的時鐘頻率(即f。M)，其平移到時鐘頻率下1/(2兀)的傳遞 函數幅度。
圖4為對於HL=1的保持長度計數HLC與輸入信號水平的函數關係的 曲線圖，其中對於HLC使用了線性尺度。同樣，這三條曲線分別對應於 具有10%的過剩增益的￡-A轉換器、增益比最佳值低10°/ 的￡-A轉換 器以及具有最佳增益的i:-A轉換器。由圖4可知，HLC獨立於高達大約 -20dB的輸入信號水平。對於低的輸入水平而言，即對於大約-65dB以 下的輸入水平而言，HLC變得不精確。然而，增大測量間隔將提高精度。
圖5為對於保持長度1、 2和3的HLC與最佳積分器/濾波器增益的增益偏差的函數關係的曲線圖。該曲線圖是針對-40dB的輸入信號水平而 作出的。由圖5可知，保持長度計數(HLC)是積分器/濾波器中增益的 精確的間接度量。使用措詞"間接"的原因在於，HLC不與增益誤差成 比例，這可以從圖5中看出。而且，由圖5還可知，對於保持長度為1 的HLC看起來是估計增益偏差的最佳度量。這歸因於這些事實對於保 持長度為1的HLC是增益偏差的單調函數；以及對於保持長度為1的曲 線在最佳增益G。附近提供了最高的敏感性，即對於圖5中歸一化積分器 增益值l。然而，由圖5可知，也可以將保持長度2和3用於提供對增 益偏差的估計。
由圖3和4可知，HLC對於小的輸入信號水平是波動的。因此，HLC 對於這些小的輸入信號水平不像對於高於大約-65dB的輸入信號水平那 樣是個有用的增益度量。然而，已經證明，如果除了實際信號之外還將 DC信號或已知的變化信號添加到i:-A轉換器的信號輸入中，那麼對應 這些低輸入信號水平的行為被顯著改善。這可以從圖6-8中看出來，這 些圖分別對應於圖3-5,但是DC信號被添加到輸入信號。這些圖所示的 實例中的DC信號被設置為-30dB或0. 0316。然而，如果DC信號的水平 設置在HLC獨立於輸入信號水平的範圍內，那麼它就不是關鍵的。當比 較圖7和對應的圖4 (沒有DC信號)時，可以看出實際的HLC水平不受 DC信號引入的影響。由圖7可知，對於所有示出的輸入水平而言，HLC 相當穩定；因此，當把DC信號或已知的變化信號添加到輸入信號中時， HLC可以用作對於所有示出的輸入水平的有用的增益度量。
由圖6可知，與圖3相比，當已經把DC信號添加到￡-A轉換器的輸 入信號中時，對於保持長度l、 2和3的HLC對於更小的輸入水平更加 穩定。而且，可以看出對於保持長度為4的HLC在圖6中遠比在圖3中 穩定得多。因此，隨著DC信號的添加，保持長度4對於提供有關Z-A 轉換器中濾波器/積分器的最佳增益的信息會是有用的。這個結論根據 圖8也是顯然的，圖8示出了對於保持長度1、 2、 3和4的HLC,其中 已經將DC信號添加到￡ - △轉換器的信號輸入中。
由圖6-8可知，如果在調節Z-A轉換器中的濾波器的增益期間將DC 信號或已知的變化信號或者可能兩者添加到A轉換器的信號輸入 中，那麼是有利的。然而應當指出的是，A轉換器輸入處的總的水 平應當處於其中HLC是精確的並且基本上獨立於輸入信號水平的範圍
內，以便提供對￡ - △轉換器中的濾波器的增益的精確估計。
圖9為電路200的示意圖，電路200包括時間連續i:-A轉換器100, 例如圖1中的i:-A轉換器100或者另一階數和/或配置的2:-A轉換器； 以及用於寄存保持長度計數HLC的附加裝置250。裝置250包括在E-A轉換器100的下遊連4妄的裝置210、 220、 230、 232、 240、 241、 242。
在某個時刻，來自A轉換器100 (圖9中)的輸出樣本通過加法器 220中的減法運算與通過使用1時鐘周期延遲元件(T) 210延遲了一個
時鐘周期的前一個樣本進行比較。因此，可以檢測i:-A轉換器輸出S。ut
中的變化。
計數器242用於測量選定的或希望的保持長度H"的HLC。當檢測到 來自A轉換器的輸出的變化時，如果最近的HL等於希望的保持長度 HLd，那麼這個計數器應當增加1。
計數器240用於測量保持長度HL。因此，這個計數器應當從l開始計 數，並且對於每個樣本增加1,其與其前一個樣本相同。當檢測到E-A轉換器輸出的變化時，計數器240包含最近的保持長度。
只要當前樣本與其前一個樣本相同，那麼功能塊230就產生有效信號。 這個信號用來將計數器240增加1。
只要當前樣本與其前一個樣本不同，那麼功能塊232就產生有效信號。 這個信號用來觸發功能塊241中計數器240的輸出與希望的保持長度 HLa的比較。如果它們相同，那麼功能塊241產生用來將計數器242增加 1的有效信號。來自232的信號還用於將計數器240復位到1，因為來 自￡-A轉換器的輸出的變化意味著應當測量新的HL。
來自計數器242的輸出是測量的保持長度計數HL"(在預定數目的時 鍾周期上測量)，其還形成可以輸入到用於調節￡-A轉換器中的濾波 器增益的裝置的控制信號，所述裝置例如圖13中所示的用於建立校正 信號的裝置350。裝置350可以使用帶有存儲器的CPU或者其他帶有存 儲器的數字和或模擬處理單元來實現。
應當指出的是，儘管圖9及其描述表示了加法器220的使用，其中輸 入信號之一從另一個輸入信號中減去，但是存在用於比較兩個單一比特 的相等性的其他裝置。 一個實例是使用XOR門，XOR門僅當兩個輸入不 同，即當A轉換器改變了其輸出級時將導致輸出為"1"。其他替換 方案也是可以設想的。
如上所述，該電路的性能可以通過將DC信號或者已知的變化信號添 加到A轉換器100的輸入信號S^中來改善。圖10示出了如何可以實 現這點的一個實例。在加法器260中，可以為DC信號、已知的變化信
號或者其組合的信號Sadd被添加到輸入信號Sin,並且這個組合的信號被
饋送到i:-A轉換器100的輸入。該電路的其餘部分與圖9的電路相同。 HLC度量可以用來控制￡ - △轉換器中積分器/濾波器的增益。下面將 討論用作如何可以調整增益的實例的兩種技術。這些實例並未排除使用 其他方法來最優化積分器/濾波器增益。這樣的方法可以基於適於模擬 或數字實現或者兩種實現的制定完善的計算機算法或控制理論。
在第 一個實例中，所述增益調整通過非常簡單的方式盡力達到最佳增 益。在圖11中，概括了對於HL-1的流程圖。基於與最佳HLC (HLC。) 相比測量的HLC (HLCm)是否更大或更小，增益分別以固定的AG增大或 減小，並且該項可以以例如線性幅度、線性功率或dB來定義。應當將 △ G的幅度選擇得足夠大，以便能夠在預定義的時間量內達到最佳HLC (HLC。)。同時，所述幅度應當足夠小，以便達到按照希望的那樣接近 最佳增益。
因此，圖11示出了圖解說明方法500的的流程圖，所述方法500基 於對於保持長度HL-1的HLC檢測以及固定的△ G來調節￡ - △轉換器中 濾波器的增益。該流程在步驟510中開始並且繼續到步驟520，在步驟 520中，測量保持長度計數(HLC),如圖9所示提供作為控制信號的值 HLCm，該值在下面也將表示為Sdet。
如下所述，需要用於增益調整過程的終止條件，並且因此在步驟530 中通過找出HL"與最佳值HLC。之差的絕對值並且將該差值與預定義度 量A比較來比較值HLCm和最佳保持長度計數HLC。。如果在步驟530中確 定所述差值小於A，那麼該流程繼續到步驟560,在步驟560中，該流 程結束。
如果終止條件不滿足，那麼該流程繼續到步驟540,在步驟540中， 確定測量的HL"是否大於最佳值HLC。。在肯定的情況下，該流程繼續到 步驟551,在步驟551中，A轉換器中的濾波器的增益增加預定值A G。可替換地，如果在步驟540中確定測量的HL"小於最佳值HLC。，那 麼該流程繼續到步驟552，在步驟552中，￡-A轉換器中的濾波器的增 益減小預定值AG。最佳保持長度計數HLC。優選地使用標稱/最佳增益值
藉助於￡-A轉換器的預先仿真來確定。
乂人步驟551以及乂人步驟552，該流程返回到步驟520,以便繼續該流 程，直到在步驟530中確定測量的保持長度計數HL"與最佳保持長度計 數HLC。之差的絕對值小於預定義度量△為止。
上面描述並且在圖11中說明的方法用作關於如何可以基於測量的保 持長度計數和最佳保持長度計數來調節增益的簡單但是起描述作用的 實例。在更一般的上下文中，該問題是個直接的優化問題，針對其存在 優化理論和方法領域中的許多從非常簡單到非常複雜的成熟的方法。這 樣的方法可以在本發明的範圍內用來提供對於增益的更快速且更精確 的調節。這些優化方法通常涉及改變步長大小AG。
圖11的方法的步驟520 —般在用於檢測HLC的裝置250 (例如圖9、 IO和13中的功能塊250 )中實現。步驟540、 551和552 —般在如圖13 中所示的用於調節E-A轉換器中濾波器的增益的裝置350中實現。因 此，控制信號Sw從用於檢測HLC的裝置250輸出到用於調節濾波器增 益(增益調整控制)的裝置350,使得裝置350根據該信號Sw可以提供 輸入到A轉換器的濾波器以便調節其增益的校正信號S。。 ,所述控制 信號S"t是測量的保持長度計數HLCm。
關於在其上進行每次HLC測量的測量間隔，其應當足夠長以便獲得精 確的估計。特別地，這應用這樣的情況，即當存在如果測量間隔太小就 能導致大的HLC變化的隨機輸入信號時。圖4和7很好地展示了這點。 這些曲線中的彎曲歸因於對於每種配置來說測量間隔僅為一個OFDM符 號這一事實。使用更多的符號，這些曲線將變得平滑得多。 一般情況下， ￡ - △轉換器中濾波器的增益的調節將在所述i: - △轉換器通電時和/或 在預定義時刻進行，在所述預定義時刻，該調節不會干擾信號被轉換時 所述工-△轉換器的正常操作。
因此，增益調整需要終止條件，這也顯示在圖11中。當測量的HLCm 足夠接近最佳HLC。時，即當所述差值處於範圍[-△, +^]內時，增益調 整功能終止。
當AG固定時，優選地將其設置成稍小於最大允許增益誤差的值。因 此，可以保證圖11中的流程圖能夠達到終止。然而，如果測量的HLC 有噪聲(例如由於使得HLC測量更不精確的小的測量時間)，那麼選擇 小得多的值將提供更為穩定的增益調整。可以通過將信噪比SNR仿真為
增益誤差的函數來針對特定的E - △轉換器找出最大允許增益誤差。基
於SNR相對於增益誤差的最大退化，找出可接受增益誤差的範圍(span)。 方法500提供了對於￡-A轉換器中濾波器的增益的非常簡單的調整，
因為它僅僅依賴於最佳和測量的HLC之間的差值/差異，並且基於這點， A轉換器中濾波器的增益改變固定的步長。 在第二個實例中，可以基於希望的增益與估計的增益(基於HLC測量)
之間的差值來改變增益步長。圖12中示出了說明基於對於HL-1的保持 長度計數的檢測並且使用可變AG的增益調整控制的流程圖600。流程 圖600中的過程在步驟610中開始並且在步驟620中通過測量對於HL-1 的HLC來繼續。在步驟630中，計算測量的保持長度計數HL"與希望的 或最佳的保持長度計數HLC。之間的差值AHLC。由於這是到最佳保持長 度計數的距離以及間接地也是到最佳增益的距離的度量，因而該值可以 用來在步驟640中將增益誤差Ge計算為G,k— AHLC。因子、為導數5 HLC(G)/5G的倒數，即kfl/5HLC(G)/5G。比值△ HLC/△ G也可以用 來計算kb對於所述特定的E-A轉換器和所考慮的保持長度，可以在 像圖8那樣的曲線圖中找出粗略的估計。因此，這種曲線圖必須根據計 算、仿真和/或測量來產生。可以假設實際的增益在最佳增益的附近， 從而可以在該點(G=G。)計算ki。
在步驟650中，檢查估計的增益誤差G。的幅度是否小於最大允許增益 誤差Ge,max。如果是這種情況，那麼可以在步驟670終止該增益調整流程。 然而，如果增益誤差大於Ge,ffl ,那麼需要調節所述增益。由於Ge是估計 的增益誤差，因而可以通過G。來直接調節增益。然而，如果由於有限的 測量時間或其他原因引起HLC的測量存在噪聲，那麼如果如步驟660中 所示通過k2xGe (其中k2<l)來調節增益，則得到更平滑但是更緩慢的 增益調整進程，在步驟660中，基於舊的增益值和k2xG。來計算新的增 益值Gnew。
這兩個實例僅僅是尋找方程HL(UG)-HLC。=0的解，即尋找滿足該方程 的增益G的非常簡單的優化方案。對於優化領域的任何技術人員而言， 容易看出可以根據速度、複雜度、穩健性和精度的要求應用不同的和/ 或更高級的方法來求解該方程。
如上所述，圖11和12的兩個流程圖都基於對於保持長度HL=1的保 持長度計數的檢測。由圖5和8可知，對於例如HL=1和HL=3的曲線的
斜率在歸一化增益等於1，即G=G。的點附近是不同的。這意味著，當 HLC,HLC。時，對於HL-1必須增大增益(如圖11的流程圖中所示)，而 對於HL-3，由於斜率不同，必須減小增益。對於圖12的流程圖，這個 差異通過因子h的計算來考慮。
圖13為電路300的示意圖，電路300具有用於檢測HLC的裝置250 以及用於建立適於調節￡-A轉換器100的濾波器增益的校正信號的裝 置350。
圖13中的電^各300包括時間連續A轉換器IOO(例如圖1中的￡-A轉換器100)以及用於調節該E-A轉換器中的濾波器110、 112的增 益的附加裝置400。裝置400包括用於檢測HLC的裝置250以及用於建 立適於調節該E-A轉換器的濾波器110、 112的增益的校正信號的裝置 350。由圖13可知，來自i:-A轉換器100的數字輸出S。ut輸入到用於檢 測HLC的裝置250。用於檢測HLC的裝置250提供等於測量的保持長度 計數HL"的信號Sdet。該信號輸入到用於建立校正信號S。。h的裝置350。 該校正信號隨後輸入到E-A轉換器100的濾波器110、 112以便校正其 增益。
在圖13的電路中，相同的信號S。。h輸入E-A轉換器100的兩個濾波 器IIO、 112,因為可以合理地假設E-A轉換器內的不同積分器/濾波器 的元件值之間的相對差值總是非常小的。通常，由於元件值之間的相對 誤差(失酉己)總是非常小的，因而可以假設一個￡-A轉換器或者駐留 在相同晶片上的若干￡ - △轉換器內的積分器/濾波器彼此跟蹤得非常 好。因此，可以以相同的量來調整所有積分器/濾波器的增益。如上所 述，由於元件值在例如電阻器、電容器和增益級中是散布的，因而需要 校正￡-A轉換器的積分器/濾波器的增益。然而， 一般情況下，這樣的 元件也用於像模擬濾波器和振蕩器那樣的其他構件塊中，因而可推斷， 當這些其他構件塊中的元件跟蹤所述￡ - △轉換器中的元件時，施加到 所述E-A轉換器的校正也可以施加到其他構件塊，當這些塊集成在相 同晶片上時，情況通常如此。
根據用來實現積分器的電路拓樸結構，可以以許多方式來解決對這些 積分器的實際增益調整。基本上，它可能涉及改變積分器中的一個或多 個元件，包括電阻器、電容器和跨導放大器。這些元件可以以連續的方 式或者以離散的步長來改變。
應當認識到，上面描述以及在附圖中示出的實例基於二階￡ -△轉換 器，具有例如不同的階數、結構、低通或帶通類型、濾波器係數等的其
他￡-A轉換器方案也是可能的。應當強調的是，關於階數、結構等的 每種￡ - A轉換器方案將具有唯一 HLC。，並且該值可以根據特定￡ - △轉 換器方案的仿真來獲得。在考慮不理想效果的情況下，哪種保持長度用 於增益誤差檢測以及什麼最佳保持長度計數用於該特定保持長度是可 以變化的。同樣，HLC與輸入功率之間的關係可以不同。最後，實際實 現中引入的誤差，包括AD或DA轉換器中的延遲、非線性、信號路徑之 間的失配等等，也可以影響所定義的量之間的關係。
儘管上面已經描述和顯示了本發明的優選實施例，但是本發明並不局 限於此，而是也可以在下列權利要求中限定的主題的範圍內以其他方式 來實施。
權利要求
1. 一種調節時間連續Σ-Δ轉換器(100)的濾波器(110；112)的方法，該時間連續Σ-Δ轉換器(100)被設置成將模擬輸入信號(Sin)轉換成數字輸出信號(Sout)，該方法包括步驟:產生表示所述濾波器(110；112)的增益的控制信號(Sdet；HLCm)；以及根據所述控制信號(Sdet；HLCm)調節所述濾波器(110；112)的增益，其特徵在於，該方法還包括從所述Σ-Δ轉換器(100)的數字輸出信號(Sout)中產生所述控制信號(Sdet；HLCm)的步驟。
2. 依照權利要求1所述的方法，其特徵在於，產生控制信號(S^; HLCra)的步驟還包括對來自所述￡-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut) 中的連續相等樣本進行計數的步驟。
3. 依照權利要求2所述的方法，其特徵在於，產生控制信號的步驟 還包括步驟檢測在給定測量間隔期間對來自所述i:-A轉換器(100)的輸出信號 (S。ut)中的連續相等樣本的特定數目(HLd)進行計數的次數(HLC); 以及把所述檢測的次數(HLC)提供作為表示所述濾波器(110; 112)的 增益的控制信號(Sd6t; HLCm)。
4. 依照權利要求3所述的方法，其特徵在於，來自所述E-A轉換器 (100)的輸出信號(S。ul)中的連續相等樣本的所述特定數目(HLd)等於1。
5. 依照權利要求1-4中任何一項所述的方法，其特徵在於，該方法 還包括在所述i:-A轉換器(100)中轉換所述模擬輸入信號(Sin)之前 將DC分量(Sadd)添加到該模擬輸入信號(Sin)中的步驟。
6. 依照權利要求4所述的方法，其特徵在於，調節所述濾波器(110; 112)的增益的步驟包括步驟將所述控制信號(Sdet; HLCm)與參考值(HLC。)進行比較；以及 按照預定義增益變化(AG)來調節所述濾波器(110; 112)的增益，使得如果所述控制信號超過所述參考值，則按照所述預定義增益變化 (AG)增大所述增益，否則按照所述預定義增益變化(AG)減小所述增益。
7. 依照權利要求1-5中任何一項所迷的方法，其特徵在於，調節所 述濾波器(110; 112)的增益的步驟包括步驟計算所述控制信號(S^; HLCJ與參考值(HLC。)之間的差值(AHLC);通過將所述差值(AHLC)乘以根據所述控制信號(Sdet; HLCm)與所 述濾波器(110; 112)的增益之間的關係導出的第一因子(ki)來計算 增益誤差(Ge);通過從前一個增益值(G。ld)中減去所述增益誤差(Ge )與第二因子(k2) 之積來計算新的增益值(G_),其中所述第二因子(k2)小於或等於1; 以及將所述濾波器(110; 112)的增益調節到所述新的增益值(Gn。 )。
8. 依照權利要求1-7中任何一項所述的方法，其中所述i:-A轉換器 (100)包括多個濾波器(110, 112),其特徵在於，該方法還包括根據所述控制信號(Sdst)來調節每個濾波器(110; 112)的增益的步驟。
9. 依照權利要求1-8中任何一項所述的方法，其中所述S-A轉換器 (100)和其他構件塊集成在公共的晶片上，其特徵在於，該方法還包括根據所述控制信號(Sdet; HLCm)來調節所述其他構件塊中的至少一個 的步驟。
10. 依照權利要求1-9中任何一項所述的方法，其特徵在於，調節所 述濾波器(110; 112)的增益的步驟在所述E-A轉換器(100)通電時 執行。
11. 依照權利要求1-10中任何一項所述的方法，其特徵在於，調節 所述濾波器(IIO; 112)的增益的步驟在預定義時刻執行，在所述預定 義時刻，該調節步驟並不幹擾所述E-A轉換器(100)的正常操作。
12. —種用於將模擬輸入信號(Sin)轉換成數字輸出信號(S。ut)的 才幾構(200; 300 ),包括具有濾波器(110; 112)的時間連續E-A轉換器(100);用於產生表示所述濾波器(110; 112)的增益的控制信號(Sdst; HLCffl) 的裝置(250 );以及用於根據所述控制信號(Sd。t; HLCJ來調節所述濾波器(110; 112) 的增益的裝置(350 ),其特徵在於，所述機構適於從所述E-A轉換器(100)的數字輸出信 號(S。ut)中產生所述控制信號(Sdet; HLCm)。
13. 依照權利要求12所述的機構(200; 300 ),其特徵在於，所述 時間連續E-A轉換器(100)包括單比特模數轉換器(120)。
14. 依照權利要求12或13所述的機構(200; 300 )，其特徵在於， 用於產生控制信號(Sdst; HLCm)的裝置(250 )還包括用於對來自所述 ￡-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本進行計數的裝 置(240)。
15. 依照權利要求14所述的機構(200; 300 ),其特徵在於，用於 產生控制信號的裝置(250 )還包括用於檢測在給定測量間隔期間對來 自所述E-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本的特定 數目(HLd)進行計數的次數(HLC)以及把所述檢測的次數提供作為表 示所述濾波器(110; 112)增益的控制信號(Sd6t)的裝置(241， 242 )。
16. 依照權利要求15所述的機構(200; 300 ),其特徵在於，來自 所述￡-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本的所述特 定數目(HLd)等於1。
17. 依照權利要求12-16中任何一項所述的機構(200; 300 ),其特 徵在於，所述機構還包括用於在所述E-A轉換器(100)中轉換所述模 擬輸入信號(Sin)之前將DC分量(Sadd)添加到該模擬輸入信號(Sin) 中的裝置(260 )。
18. 依照權利要求16所述的機構(200; 300 ),其特徵在於，用於 調節所述濾波器(110; 112)的增益的裝置(350 )被設置成將所述控制信號(Sdet; HLCJ與參考值(HLC。)進行比較；以及 按照預定義增益變化(AG)來調節所述濾波器(110; 112)的增益，使得如果所述控制信號超過所述參考值，則按照所述預定義增益變化 (AG)增大所述增益，否則按照所述預定義增益變化(AG)減小所述增益。
19. 依照權利要求12-17中任何一項所述的機構(200; 300 ),其特 徵在於，用於調節所述濾波器(110; 112)的增益的裝置(350 ) #皮設 置成計算所述控制信號(S^; HLCJ與參考值(HLC。)之間的差值(△ HLC );通過將所述差值(AHLC)乘以根據所述控制信號(Sdet; HLCm)與所 述濾波器(110; 112)的增益之間的關係導出的笫一因子(kj來計算 增益誤差(Ge); 通過從前一個增益值(G。,d )中減去所述增益誤差(Ge )與第二因子(k2 )之積來計算新的增益值(G_)，其中所述第二因子(k2)小於或等於1; 以及將所述濾波器(110; 112)的增益調節到所述新的增益值(Gnsw)。
20. 依照權利要求12-19中任何一項所述的機構(200; 300 )，其中 所述i:-A轉換器(100)包括多個濾波器(110; 112)，其特徵在於， 所述機構還適於根據所述控制信號(Sdet; HLCm)來調節每個濾波器(110; 112)的增益。
21. 依照權利要求12-20中任何一項所述的機構(200; 300 ),其中 所述￡-A轉換器(100)和其他構件塊集成在公共的晶片上，其特徵在 於，所述機構還適於根據所述控制信號(S^; HLCra)來調節所述其他構 件塊中的至少一個。
22. 依照權利要求12-21中任何一項所述的才幾構(200; 300 ),其特 徵在於，用於調節所述濾波器(110; 112)的增益的裝置(350 )被設 置成在所述i:-A轉換器(100)通電時調節所述增益。
23. 依照權利要求12-22中任何一項所述的機構(200; 300 ),其特 徵在於，用於調節所述濾波器(110; 112)的增益的裝置(350 )被設 置成在預定義時刻調節所述增益，在所述預定義時刻，所述調節並不幹 擾所述E-A轉換器(100)的正常操作。
24. —種無線通信設備，包括權利要求12-23中任何一項所述的用於 將模擬輸入信號轉換成數字輸出信號的機構。
25. —種用於產生表示時間連續i:-A轉換器(100)中濾波器(110; 112)的增益的控制信號(SdBt; HLCra)的設備(250 ),其中該設備包括 淨皮-沒置成產生所述控制信號(Sdet; HLCJ的處理裝置(240, 241, 242 ); 並且其中該設備適於向用於調節所述濾波器(110; 112)的增益的裝置(350 )提供所述控制信號(Sdet; HLCra)，其特徵在於，該設備適於接收所述E-A轉換器(100)的數字輸出信 號(S。ut)並且根據所接收的數字輸出信號(S。ut)產生所述控制信號(Sd6t; HLCm)。
26. 依照權利要求25所述的設備，其特徵在於，所述設備還包括用 於對來自所述i:-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本 進行計數的裝置(240 )。
27. 依照權利要求26所述的設備，其特徵在於，該設備還包括用於 檢測在給定測量間隔期間對來自所述i:-A轉換器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本的特定數目(HLd)進行計數的次數(HLC)以 及把所述檢測的次數提供作為表示所述'濾波器(110; 112)的增益的控 制信號(Sdet; HLCm)的裝置(241, 242 )。
28. 依照權利要求27所述的設備，其特徵在於，來自所述￡-A轉換 器(100)的輸出信號(S。ut)中的連續相等樣本的所述特定數目(HLd)等於l。 '
29. —種包括程序代雞裝置的電腦程式，用於當所述電腦程式在 計算機上運行時執行權利要求1-11中任何一項所述的步驟。
30. —種其上存儲了程序代碼裝置的計算機可讀介質，用於當所述程 序代碼裝置在計算機上運行時執行權利要求1-11中任何一項所述的方 法。
全文摘要
本發明涉及調節時間連續∑-Δ轉換器(100)的濾波器(110；112)，所述時間連續∑-Δ轉換器(100)被設置成將模擬輸入信號(Sin)轉換成數字輸出信號(Sout)。提供了表示該濾波器的增益的控制信號(Sdet)，並且根據該控制信號來調節所述濾波器的增益。該控制信號(Sdet)從所述∑-Δ轉換器的數字輸出信號中提供。這樣，可以以不需要或者需要很少附加模擬元件的簡單方式改善所述∑-Δ轉換器的性能，並且所述∑-Δ轉換器本身也用於調節其性能。使用來自該∑-Δ轉換器的數字域的信號是有利的，因為通常在數字域中處理信號更容易、更快速以及更精確。
文檔編號H03M3/00GK101379708SQ200680053108
公開日2009年3月4日 申請日期2006年12月2日 優先權日2005年12月22日
發明者L·森德斯特倫 申請人:艾利森電話股份有限公司