基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法
2023-07-15 00:29:31 1
基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法
【專利摘要】本發明公開了一種基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，主要解決傳統雙向噪聲預測判決反饋算法複雜度高的問題。其實現步驟是：1.對時域信號做FFT變換得到頻域信號；2.對頻域信號進行前饋濾波；3.對前饋濾波器後的數據做IFFT變換得到時域信號；4.對時域信號進行信號翻轉；5.對翻轉前的信號進行正向噪聲預測濾波；6.對翻轉後的數據進行反向噪聲預測濾波；7.將正向噪聲預測濾波後的數據與反向噪聲預測濾波後的數據合得到待判決信號；8.對待判決符號進行判決，得到信道均衡的結果。本發明只使用了一個前饋濾波器，降低了信道均衡的複雜度，更具有實用性，適用於多徑效應明顯的時變信道。
【專利說明】基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法
【技術領域】
[0001]本發明屬於無線通信領域，涉及一種單載波信道頻域均衡方法，適用於時變多徑信道。
【背景技術】
[0002]在無線通信系統中，電波在無線信道傳輸中，受到信道多徑的影響，將產生多徑衰落，當多徑時延擴展引起的信道相干帶寬大於信號的帶寬時，信號將產生頻率選擇性衰落。為了補償信道對信號產生的頻率選擇性衰落，利用信道估計值對接收信號進行頻域補償，以使信號傳輸滿足無碼間幹擾的技術被稱為信道頻域均衡FDE。信道均衡技術包括線性和非線性均衡。
[0003]在對抗多徑衰落信道方面，基本的傳輸技術可以分為單載波和多載波兩大類。在多載波調製技術中，正交頻分復用OFDM技術因其頻譜效率高、資源分配靈活、容易與多天線MMO技術結合，均衡器複雜度低等優點而備受關注，然而OFDM系統峰均比PAPR過高，並不適合衛星通信系統，因此目前衛星通信中大部分還是採用單載波調製技術。
[0004]H.Sari和1.Jeanclaude首先提出了單載波頻域均衡SC-FDE技術，SC-FDE技術能夠有效克服OFDM系統的缺點，相比時域均衡系統，頻域均衡系統更有效且複雜度更低，尤其在多徑時延擴展比較大的情況下，時域均衡器的抽頭係數很多，而頻域均衡器則相對較少，複雜度更低。因此頻域均衡器適用於衛星通信系統。
[0005]典型的線性均衡算法FD-LE包括迫零均衡ZF和最小均方誤差均衡MMSE，線性均衡算法簡單，但是無法很好的消除多徑效應帶來的符號間幹擾。因此學者們提出了頻域前饋、時域反饋相結合的均衡器H-DFE，主要包括頻域判決反饋均衡器FD-DFE和基於噪聲預測的判決反饋算法FDE-NP兩類。
[0006]FDE-NP算法由前饋和反饋兩部分組成，前饋部分是一個頻域線性據衡器，反饋部分是一個時域噪聲預測器。這種算法前饋和反饋係數互不影響。由於前饋係數去除了反饋部分的影響，降低了係數計算的複雜度，算法性能明顯優於FD-LE算法。為了進一步提高H-DFE均衡算法的性能，有學者提出了雙向判決反饋算法FD-BiDFE，這種方法由一個直接均衡器和一個時間翻轉均衡器組合而成。由於對一個序列進行時間翻轉之後再做FFT變換相當於對序列FFT變換之後再翻轉，因此，這種方法將時間翻轉放到FFT變換之後，這樣減少了計算的複雜度。基於類似結構的雙向噪聲預測判決反饋均衡算法FDE-BiNP也被提出，這種算法由一個直接頻域均衡噪聲預測和一個時間翻轉頻域均衡噪聲預測組成，頻域均衡噪聲預測前饋與反饋濾波器係數相互獨立，這種結構相對於頻域雙向判決反饋均衡器降低了均衡細數計算的複雜度，但是此類算法的複雜度相對較高，限制了應用。
【發明內容】
[0007]本發明的目的在於針對已有技術複雜度較高的缺點，提出一種基於雙向噪聲預測判決反饋均衡方法，在不損失性能的前提下，以降低均衡複雜度，擴大應用。[0008]本發明的技術思路是:直接對前饋濾波得到的時域信號進行翻轉，翻轉後兩路信號分別通過噪聲預測濾波器進行濾波，然後進行合併，判決輸出。其實現步驟包括如下:
[0009]I)對輸入的串行數據y(n)做串並變換，即將輸入的第一個數據變換為輸出數據y (O)，將輸入的第二個數據變換為輸出數據y (I),，將輸入的第N個數據變換為輸出數據 y (N-1)，得到 N 路並行數據 y = [y (O)，y (I)，...，y (N-1) ]τ ；
[0010]2)對步驟I得到的N路並行數據y = [y (O)，y (I)，...，y (N-1)Jt做FFT變換，得到FFT變換後的並行數據形式:
[0011]Y = Fy,
[0012]其中，y是用列向量表示的輸入並行數據，Y表示經FFT變換後得到的頻域信號Y=[Y(O)，Y(I)，…，Y(N-1) ]T，F 為非歸一化的 FFT 矩陣:
[0013]
【權利要求】
1.基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，包括如下步驟: 1)對輸入的串行數據y(n)做串並變換，即將輸入的第一個數據變換為輸出數據y(o)，將輸入的第二個數據變換為輸出數據y(l)，...，將輸入的第N個數據變換為輸出數據y (N-1)，得到 N 路並行數據 y = [y (O)，y (I)，...，y (N-1) ]τ ； 2)對步驟I得到的N路並行數據y=[y(0),y(l),...,y (N-1) ]τ做FFT變換，得到FFT變換後的並行數據形式:
Y = Fy, 其中，y是用列向量表示的輸入並行數據，Y表示經FFT變換後得到的頻域信號Y =[Y (O)，Y (I)，...，Y (N-1) ]T，F 為非歸一化的 FFT 矩陣:
2.根據權利要求1所述的一種基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，其中步驟3)所述對FFT輸出的頻域信號Y進行前饋濾波，按如下步驟進行: 3a)計算前饋濾波器的係數:
or2 ,(?): X1-,, y ?η=0?1 ,
^\ll{n)\ +σξ?σ? 其中 <和< 表示發送信號的功率和信道噪聲功率，H (η)為信道頻域響應； 3b)頻域信號Y= [Y(O)，Y⑴，...，Y(N-1) ]7與N個對應的濾波器係數W(n)相乘，得到前饋濾波後的信號Z = [Z(O)1Z(I),...,Z(N-1)Jt0
3.根據權利要求1所述的一種基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，步驟7)所述對翻轉前的信號zD(η)做正向噪聲預測濾波，按如下步驟進行: 假定反饋符號永遠是正確的，正向噪聲預測濾波後的數據表示為:
2^ 1(I Ij ) (x)， 其中Zd = [Zd(O), Zd(I),..., Zd (N-1)Jt表示正向前饋濾波器的輸出，θ D = [ θ D (O)，Θ D (I)，...，Θ D (N-1) ] Τ表不正向噪聲預測濾波器的輸出，XjD = [?β (O),X0 (I),..., A1, (iV -1 )]7"表示判決輸出信號,I表示NXN的單位矩陣，b是正向噪聲預測器抽頭係數組成的NXN的循環矩陣，主對角線元素全部為1，第一行元素為[1，0...，O, -b (L)，-b (L-1)，...，-b (I)]， 其中b (i)，i = 1，2，...，L表示正向噪聲預測濾波器的係數，L表示正向噪聲預測濾波器的階數。
4.根據權利要求1所述的一種基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，步驟7)所述對翻轉前的信號Z1 (η)做反向噪聲預測濾波，按如下步驟進行: 7a)假定反饋符號永遠是正確的，則將翻轉前的反向噪聲預測濾波信號％表示為:
% = τ} -Q1 =Zj -(1-U)Iz1 -Xi), 其中Z1 = [Z1(O), Z1(I),, Zi(N-1)It表示反向前饋濾波器的輸出，Q1 = [G1(O), Θ^Ι)，...，Θ ^N-DJt表示反向噪聲預測濾波器的輸出，% =[毛(O)，毛⑴，…，表示判決輸出信號,I表示NXN的單位矩陣，b是反向噪聲預測器抽頭係數組成的NXN的循環矩陣，主對角線元素全部為1，第一行元素為[1，0，...，O, -b (L)，-b (L-1)，...，-b (I)]，其中b (i)，i = 1，2，...，L表示反向噪聲預測濾波器的係數，L表示反向噪聲預測濾波器的階數。 7b)對翻轉前的反向噪聲預測濾波信號\做信號翻轉，得到翻轉後的信號即為反向噪聲預測濾波器的輸出。
5.根據權利要求1所述的基於雙向噪聲預測判決反饋的信道均衡方法，其中所述步驟8)中的待判決信號對《)，表示如下:1(u) = Ofifl (η)+ (I —cr)寫〈H), 其中，表示正向噪聲預測濾波器的輸出信號，-?；(η)表示反向噪聲預測濾波器的輸出信號，定義加權因子OS α < 1，這裡採用最小均方誤差方法找到最優的加權因子，求得 α = 0.5。
【文檔編號】H04L25/03GK104022984SQ201410209503
【公開日】2014年9月3日 申請日期:2014年5月16日 優先權日:2014年5月16日
【發明者】宮豐奎, 任文龍, 張南, 王輝 申請人:西安電子科技大學