固態圖像傳感器和相機系統的製作方法
2023-07-21 01:48:06 1
固態圖像傳感器和相機系統的製作方法
【專利摘要】本發明涉及固態圖像傳感器和相機系統，其使得能夠提供能夠在低亮度下提供低噪聲而不增加過採樣次數的實現高圖像質量的固態圖像傳感器和相機系統。該固態圖像傳感器和相機系統具有：其中像素包括將光信號轉換為電信號的光電二極體的像素陣列單元；和讀取單元，從像素讀取模擬圖像信號到信號線並以列處理讀取的模擬像素信號。讀取單元包括具有將模擬圖像像素信號轉換為數位訊號的功能的Δ∑調製器，和位於Δ∑調製器的輸入側上並通過要設置的增益的方式放大讀取到信號線的模擬像素信號以將該模擬像素信號輸入到Δ∑調製器的放大器。
【專利說明】固態圖像傳感器和相機系統
【技術領域】
[0001]本發明涉及由CMOS圖像傳感器代表的固態圖像傳感器和相機系統。
【背景技術】
[0002]近年來，CMOS (互補金屬氧化物半導體)圖像傳感器已經作為代替CXD的固態圖像傳感器(圖像傳感器)引起了注意。
[0003]這是由於CMOS圖像傳感器克服了以下問題。
[0004]換句話說，需要專用處理以製造CXD像素，且需要多個電源電壓用於其操作，且進一步，需要組合多個外圍IC以進行操作。
[0005]通過CMOS圖像傳感器克服了包括在這種CXD的情況下系統可能非常複雜的各種問題。
[0006]可對CMOS圖像傳感器可以應用類似於用於一般CMOS類型集成電路的處理，且可以由單個電源驅動，且進一步使用CMOS處理的模擬電路和邏輯電路可以以混合方式布置在同一晶片中。
[0007]因此，CMOS圖像傳感器具有外圍IC的數目可以減少等多個很大的優點。
[0008]利用低功耗和高速度方面的優越性的優點，這種CMOS圖像傳感器廣泛地用作包括數位相機、攝像機、高清晰度單鏡頭反光式相機、監控相機、車載相機和導航系統的成像設備中的成像傳感器。
[0009]另外，近年來，其中比如圖像處理之類的功能電路塊也一起在晶片上製成的具有高性能和高圖像質量的圖像傳感器已經出現。
[0010]CXD的輸出電路的主流是使用具有浮動擴散層(FD:浮動擴散)的FD放大器的一個信道(ch)輸出。
[0011]另一方面，CMOS圖像傳感器具有用於每一像素的FD放大器且其輸出的主流是其中像素陣列中的一列被選擇並在列方向上同時讀出的列並行輸出類型。
[0012]這是由於在像素中布置的FD放大器中難以獲得足夠的驅動性能，且因此需要降低數據速率，這給予並行處理優勢。
[0013]對於該列並行輸出類型CMOS圖像傳感器的信號輸出電路，已經確實地提出其多種類型。其一個形式是其中對於每一列提供模數轉換裝置(在下文中，縮寫為ADC (模擬數字轉換器))且提取像素信號作為數位訊號的類型。
[0014]例如，在非專利文獻I或者專利文獻I中公開了具有在其中安裝的列並行類型ADC的CMOS圖像傳感器。
[0015]已經提出了使用Λ Σ調製器以實現高度精確的AD轉換的CMOS圖像傳感器(例如，參考專利文獻2和非專利文獻2)。
[0016]專利文獻2描述了在模擬⑶S之後執行delta-sigma ( Δ Σ) AD轉換的轉換器。該專利文獻2的CMOS圖像傳感器中的用於圖像信號的處理技術將接收的光信號從像素中的光電二極體傳遞通過對於每一列布置的模擬CDS電路以除去信號中包含的噪聲，且之後執行Λ Σ AD轉換。
[0017]非專利文獻2描述了在其中具有數字CDS功能的Λ Σ類型AD轉換器。非專利文獻2中描述的技術可以增加過採樣次數的數目以減少噪聲。
[0018]引文列表
[0019]專利文獻
[0020]專利文獻I JP2005-323331A
[0021]專利文獻2 JP3904111B,圖1
[0022]非專利文獻
[0023]非專利文獻1:W.Yang 等(W.Yan 等，「An Integrated800x600CM0S ImageSystem」，ISSCC Digest of Technical Papers, pp.304-305，1999 年 2 月)
[0024]非專利文獻2:Α2.IM Pixels, 120frame/s CMOS Image Sensor withcolumn-parallel Δ Σ ADC Architecture (具有列並行 Δ Σ ADC 架構的 2.1M 像素、120 中貞/秒CMOS圖像傳感器)，圖1，圖5。
【發明內容】
[0025]技術問題
[0026]但是，因為專利文獻2中描述的技術在CDS之後關於信號執行AD轉換，所以保持了採樣中的噪聲。
[0027]換句話說，在該技術中，保持在CDS之後在採樣模擬信號時的kTC噪聲，因此，為了減少影響的電容值等的增加導致晶片面積的增大。
[0028]另外，非專利文獻2中描述的技術必須執行增益設置以寬泛地保證低亮度的成像狀態下的輸出數字值，且不利地噪聲變得乘以增益。
[0029]換句話說，該技術必須執行增益設置以寬泛地保證低亮度的成像狀態下的輸出數字值，且不利地噪聲變得被乘以增益。
[0030]本發明提供能夠實現用於減少低亮度下的噪聲的高圖像質量而不增加過採樣次數的數目的固態圖像傳感器和相機系統。
[0031]技術方案
[0032]根據本發明的第一實施例，提供了固態圖像傳感器，包括:其中排列像素的像素陣列單元，像素包括將光信號轉換為電信號的光電二極體；和讀出單元，從像素讀出模擬圖像信號到信號線並以列為單位處理讀出的模擬像素信號。讀出單元包括具有將模擬像素信號轉換為數位訊號的功能的Λ Σ調製器，和布置在Λ Σ調製器的輸入側上並使用設置增益放大讀出到信號線的模擬像素信號以將該信號輸入Λ Σ調製器的放大器。
[0033]根據本發明的第二實施例，提供了包括固態圖像傳感器和在固態圖像傳感器上形成被攝體圖像的光學系統的相機系統。固態圖像傳感器包括:其中排列像素的像素陣列單元，像素包括將光信號轉換為電信號的光電二極體；和讀出單元，從像素讀出模擬圖像信號到信號線並以列為單位處理讀出的模擬像素信號。讀出單元包括具有將模擬像素信號轉換為數位訊號的功能的Λ Σ調製器，和布置在Λ Σ調製器的輸入側上並使用設置增益放大讀出到信號線的模擬像素信號以將該信號輸入Λ Σ調製器的放大器。
[0034]技術效果[0035]根據本發明，可以實現用於減少低亮度下的噪聲的高圖像質量而不增加過採樣次數的數目。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0036]圖1是圖示根據本實施例的CMOS圖像傳感器(固態圖像傳感器)的配置實例的圖。
[0037]圖2是圖示根據本實施例的CMOS圖像傳感器的示例性像素的圖。
[0038]圖3是圖示根據本實施例與像素和信號線連接的列電路的基本配置的圖。
[0039]圖4是圖示根據本實施例的Λ Σ AD轉換器的基本配置的圖。
[0040]圖5是圖示根據本實施例的二維Λ Σ調製器的基本配置的圖。
[0041]圖6是根據本實施例的包括應用有二維Λ Σ AD轉換器的Λ Σ AD轉換器的列電路的特定電路配置的圖。
[0042]圖7是圖示在本實施例中的像素和列電路的操作定時實例的時序圖。
[0043]圖8是用於解釋根據本實施例在高亮度期間和低亮度期間列電路的電平圖的圖。
[0044]圖9是用於解釋比較實例中在高亮度期間和低亮度期間電路的電平圖的圖。
[0045]圖10是圖示根據本實施例差分放大器應用於與像素和信號線連接的列電路中的放大器的另一配置的圖。
[0046]圖11是圖示應用有根據本實施例的固態圖像傳感器的相機系統的示例性配置的圖。`
【具體實施方式】
[0047]在下文中，將關於附圖給出本發明的實施例的說明。
[0048]這裡，以下面次序給出說明。
[0049]1.固態圖像傳感器配置的概況
[0050]2.讀出電路配置的概況
[0051]3.放大器和Λ Σ AD轉換器的電路配置實例
[0052]4.相機系統的配置實例
[0053]〈1.固態圖像傳感器配置的概況〉
[0054]圖1是圖示根據本實施例的CMOS圖像傳感器(固態圖像傳感器)的配置實例的圖。
[0055]CMOS圖像傳感器100包括像素陣列單元110、作為像素驅動部分的行選擇電路(Vdec) 120和具有用於每一列的通過Λ Σ調製的AD轉換功能的列讀出電路130。
[0056]在本實施例中，AD轉換部分由具有Λ Σ調製功能的Λ Σ調製器、布置在Λ Σ調製器的輸入級的放大器和布置在△ Σ調製器的輸出級的抽取濾波器電路構成。例如，使用Δ Σ調製器和抽取濾波器電路的Λ Σ AD轉換器配置為以像素單元輸出像素信號。
[0057]在本實施例中，在列讀出電路130中的AD轉換之後執行⑶S處理。
[0058]這裡，行選擇電路120和列讀出電路130構成讀出單元。
[0059]本實施例的CMOS圖像傳感器100在Λ Σ轉換器的輸入級布置放大器以使得可以改進低亮度下的噪聲，這在之後詳細地描述。
[0060]本實施例的CMOS圖像傳感器100可以通過由放大器將AD輸入幅度調整到恆定幅度而實現，而不需要Λ Σ AD轉換器的恆定數字的改變。[0061]CMOS圖像傳感器100可以通過由於放大器導致的效應而放寬Λ Σ AD轉換器的噪聲規格，以減小電容值、採樣次數的數目等。
[0062]CMOS圖像傳感器100使用與例如用於Λ Σ調製器的反相器相同的配置作為放大器，以使得可以獨立於增益固定地設置要電平移位的值，且容易地保證可以執行AD轉換的輸入幅度。另外，差分類型可以用作放大器。
[0063]另外，CMOS圖像傳感器100使用Λ Σ AD轉換器以使得可以減小放大器的電容值。
[0064]像素陣列單元110具有以M行XN列的二維(矩陣)排列的多個像素電路110Α。
[0065]圖2是圖示根據本實施例的CMOS圖像傳感器的示例性像素的圖。
[0066]該像素電路IlOA具有光電二極體(PD:光電二極體，在下文中可以僅稱為「PD」)111作為光電轉換兀件。
[0067]然後，像素電路IlOA相對於該一個光電二極體111具有四個電晶體，S卩，轉移電晶體112、復位電晶體113、放大電晶體114和選擇電晶體115作為有源元件。
[0068]轉移電晶體112、復位電晶體113、放大電晶體114和選擇電晶體115由絕緣柵類型場效應電晶體(FET)形成。在圖2的實例中，應用N溝道FET，但是也可以應用P溝道FET。
[0069]注意到這裡示出了四個電晶體類型的像素電路，但是也可以應用具有選擇電晶體等的三個電晶體類型。
[0070]光電二極體111將入射光光電地轉換為與其光量對應的量的電荷(這裡，電子)。
[0071]轉移電晶體112連接在光電二極體111和作為輸出節點的浮動擴散ro (在下文中，可以僅稱為「FD」)之間。經由在其柵極(轉移柵極)的轉移控制線LTRG給予轉移電晶體112轉移信號TRG作為控制信號。
[0072]這允許轉移電晶體112將由光電二極體111光電地轉換的電荷(電子)轉移到浮動擴散FD。
[0073]復位電晶體113連接在電源線LVDD和浮動擴散FD之間，且經由在其柵極的復位控制線LRST給予其復位信號RST作為控制信號。
[0074]這允許復位電晶體113將浮動擴散FD的電位復位到電源線LVDD的電位。
[0075]浮動擴散FD與放大電晶體114的柵極連接。放大電晶體114經由選擇電晶體115與信號線LSGN連接並與像素外部的恆流源Cl 一起配置源極跟隨器。
[0076]然後，將作為與地址信號對應的控制信號的選擇信號SEL經由選擇控制線LSEL給予選擇電晶體115的柵極以導通選擇電晶體115。
[0077]當選擇電晶體115導通時，放大電晶體114放大浮動擴散FD的電位以輸出與該電位對應的電壓到信號線LSGN。從每一像素通過信號線LSGN輸出的電壓被輸出到列讀出電路 130。
[0078]因為例如，轉移電晶體112、復位電晶體113和選擇電晶體115的各自的柵極以行為單位連接，所以相對於一行的像素同時進行這些操作。
[0079]在像素陣列單元110中布線的復位控制線LRST、轉移控制線LTRG和選擇控制線LSEL被布線為像素陣列的行單元中的一組。
[0080]控制線LRST、LTRG和LSEL中的每一個提供有M條線。
[0081]這些復位控制線LRST、轉移控制線LTRG和選擇控制線LSEL由行選擇電路120驅動。[0082]行選擇電路120控制像素陣列單元110中任意行中布置的像素的操作。行選擇電路120通過控制線LSEL、LRST和LTRG控制像素。
[0083]列讀出電路130經由信號線LSGN接收由行選擇電路120讀出和控制的像素行的數據，並轉移到在後級的信號處理電路。
[0084]讀出電路130包括放大器和AD轉換器(與在每一列中的輸出連接)。
[0085]使用具有Λ Σ調製功能的Λ Σ調製器形成ADC，且使用Λ Σ調製器的ADC配置為例如以像素為單位輸入和輸出像素信號。
[0086]〈2.讀出電路配置的概況〉
[0087]圖3是圖示根據本實施例與像素和信號線連接的列電路的基本配置的圖。
[0088]如圖3所示的列電路200配置為包括其輸入連接信號線LSGN的放大器210、以及順次連接到放大器210的輸出的Λ Σ調製器220和抽取濾波器電路。
[0089]然後，順次連接的Λ Σ調製器220和抽取濾波器電路230構成Λ Σ AD轉換器240。
[0090]圖3的實例示出了其中像素IlOA設置為模擬電源(AVDD)，且放大器210、Δ Σ調製器220和抽取濾波器電路230設置為數字電源(DVDD)的配置。
[0091]如以下將要描述的，取決於像素的振幅電平，可以代替放大器使用具有數字電壓或更大電壓的電源，例如，模擬電源。
[0092]放大器210配置為包括反相器類型放大器ΑΜΡ1、輸入電容Cl、可變反饋電容C2、增益開關SWl和自動調零(AZ)開關SW2。
[0093]輸入電容Cl的第一端子與信號線LSGN連接，且其第二端子與反相器類型放大器AMPl的輸入端連接。
[0094]反饋電容C2和增益開關SWl連接在反相器類型放大器AMPl的輸出端和輸入端之間。
[0095]自動調零開關SW2連接在反相器類型放大器AMPl的輸出端和輸入端之間。
[0096]在放大器210中，自動調零開關SW2在復位像素IlOA時導通以取消反相器類型放大器AMPl的偏置等，且例如，輸入電位和輸出電位設置為大約(1/2) DVDD0
[0097]放大器210可以以作為變量的輸入電容Cl和可改變的反饋電容C2之間的電容比Cl:C2改變增益，且具有在改變作為AD轉換器的Λ Σ調製器220的增益時恆定地維持滿刻度輸入幅度的功能。
[0098]另外，作為另一實施例，差分放大器可以用於改進電源電壓噪聲抵抗力(resistance)。
[0099]圖4是圖示根據本實施例的Λ Σ AD轉換器的基本配置的圖。
[0100]圖4 一起圖示Λ Σ AD轉換器240的操作概況。
[0101]Δ Σ調製器220配置為至少包括形成用於像素電路IlOA的反饋系統的一部分的積分器221、量化器222和數模轉換器(DAC) 223和具有電平移位功能的加法器224。
[0102]在Λ Σ調製器220中，從像素電路IlOA獲取的信號作為一比特數據通過積分器221和量化器222輸出。
[0103]用於將一比特數據轉換為多個比特的抽取電路(抽取濾波器電路)230布置在Δ Σ AD轉換器240的量化器的輸出側上。[0104]抽取濾波器電路230基本上對於每個時隙數字地加上數字「I」。
[0105]圖4示出了作為示例的一維Λ EAD調製器220，但是如圖5和圖6所示優選地應用η維，例如，二維Λ Σ調製器220Α。
[0106]另外，在圖5和圖6的實例中，二維抽取濾波器電路230Α應用為抽取濾波器電路。但是，第三抽取濾波器電路可應用於該抽取濾波器電路。
[0107]<3.放大器和Λ Σ AD轉換器的電路配置實例〉
[0108]圖5是圖示根據本實施例的二維Λ Σ調製器的基本配置的圖。
[0109]圖6是根據本實施例的包括應用有二維Λ Σ AD轉換器的Λ Σ AD轉換器的列電路的特定電路配置的圖。
[0110]圖6圖示作為本發明的特徵的其中多個電容從在輸入信號的前級的斬波放大器(放大器)切換以使得可以放大像素信號的電路配置。
[0111]二維Λ Σ調製器220Α配置為如圖5所示的遞增Λ Σ AD轉換器，且配置為包括兩個積分器2211和2212、兩個DAC2231和2232以及兩個加法器224和225作為Λ Σ調製器。
[0112]這裡，在圖5中，u表示模擬信號且V表示數位訊號。
[0113]加法器224用作輸入部分。
[0114]圖6中的列電路200Α具有在Λ Σ調製器220Α的前級(輸入級)布置的用於像素信號VSL的放大器210以實現在高增益(低亮度)設置下減少的噪聲。
[0115]另外，列電路200Α可以允許放大器210的電路配置和Λ Σ調製器的電路配置的一部分類似，以促進AD轉換的輸入電平的調整。
[0116]二維Λ Σ調製器220Α配置為遞增Λ Σ AD轉換器，且配置為包括兩個積分器2211和2212、兩個DAC2231和2232以及兩個加法器224和225作為Λ Σ調製器。
[0117]具有在其中安裝的遞增Λ Σ AD轉換器的CMOS圖像傳感器具有取決於過採樣次數的數目M的噪聲抑制效果。
[0118]加法器224接收由放大器210放大的像素信號VSL或者經由DAC2231反饋的信號。
[0119]在由放大器210接收像素信號VSL時，加法器224將其電平移位(在圖6的實例中向下)到第一級中的積分器2211。
[0120]加法器224包括電容Cll (Cs)和C12、節點NDll到ND13和開關Sffll到SW14。
[0121]電容Cll連接在節點NDll和節點ND13之間，且電容C12連接在節點ND 12和節點ND13之間。
[0122]SWll連接在放大器210的輸出和節點NDll之間，且開關SWl2連接在節點ND12和參考電位(例如，地)VSS之間。
[0123]開關SW13連接在DAC2231的輸出和節點NDll之間，且開關SW14連接在節點ND12和偏壓信號Vbias的供應線之間。
[0124]開關SWll和SW12在信號Φ I有效(例如，高電平)時維持導通狀態，且開關SW13和SW14在信號Φ2有效(例如，高電平)時維持導通狀態。
[0125]信號Φ I和信號Φ2採取互補電平。因此，在開關SWll和SW12維持導通狀態時，開關SW13和SW14維持非導通狀態。另一方面，在開關SW13和SW14維持導通狀態時，開關Sffll和SW12維持非導通狀態。[0126]在加法器224中，電容C12和開關SW12用作電平移位器。
[0127]在第一級的積分器2211包括用作積分電路的反相器類型放大器AMP21、輸入電容C21、反饋電容C22、節點ND21到ND24和開關Sff21到SW25。
[0128]節點ND21與加法器224的輸出節點ND13連接。
[0129]反相器類型放大器AMP21具有與節點ND22連接的輸入端和與節點ND23連接的輸出端。
[0130]輸入電容C21連接在節點ND21和節點ND22之間，且反饋電容C22連接在節點ND24和節點ND23之間。
[0131]開關SW21連接在節點ND22和節點ND24之間。換句話說，反饋電容C22和開關Sff21串聯連接在反相器類型放大器AMP21的輸出端和輸入端之間。
[0132]開關SW22連接在節點ND21和參考電位(例如，地)VSS之間。
[0133]開關SW23連接在節點ND21和節點ND24之間，且開關SW24連接在節點ND23和節點ND24之間。換句話說，用於復位的開關SW24連接在反相器類型放大器AMP21的輸出端和輸入端之間。
[0134]開關SW25與作為在第一級的積分器2211的輸出節點的節點ND23連接。
[0135]開關SW21和SW22在信號Φ I有效(例如，高電平)時維持導通狀態，且開關SW23在信號Φ2有效(例如，高電平)時維持導通狀態。
[0136]信號Φ I和信號Φ2採取互補電平。因此，在開關SW21和SW22維持導通狀態時，開關SW23維持非導通狀態。另一方面，在開關SW23維持導通狀態時，開關SW21和SW22維持非導通狀態。
[0137]開關SW24在復位信號ORST有效(例如，高電平)時維持導通狀態。復位信號ORST以與像素的復位信號RST相同的相位同步。
[0138]開關SW25在信號Φ2有效時維持導通狀態,並將在第一級的積分器2211的輸出輸入到在後級的加法器225。
[0139]加法器225包括電容C30、節點ND30和開關SW30。
[0140]節點ND30與在第一級的積分器2211的輸出開關SW25連接。
[0141]開關SW30連接在DAC2232的輸出和節點ND30之間，且電容C30連接在節點ND30和在作為後級的第二級的積分器2212的輸入節點(ND31)之間。
[0142]開關SW30在信號Φ I有效(例如，高電平)時維持導通狀態。
[0143]在第二級的積分器2212包括用作積分電路的反相器類型放大器AMP31、輸入電容C31、反饋電容C32、節點ND31到ND34和開關Sff31到SW35。
[0144]節點ND31與加法器225的電容C30連接。
[0145]反相器類型放大器AMP31具有與節點ND32連接的輸入端和與節點ND33連接的輸出端。
[0146]輸入電容C31連接在節點ND31和節點ND32之間，且反饋電容C32連接在節點ND34和節點ND33之間。
[0147]開關SW31連接在節點ND32和節點ND34之間。換句話說，反饋電容C32和開關Sff31串聯連接在反相器類型放大器AMP31的輸出端和輸入端之間。
[0148]開關SW32連接在節點ND31和參考電位(例如，地)VSS之間。[0149]開關SW33連接在節點ND31和節點ND34之間，且開關SW34連接在節點ND33和節點ND34之間。換句話說，用於復位的開關SW34連接在反相器類型放大器AMP31的輸出端和輸入端之間。
[0150]開關SW35與作為在第二級的積分器2212的輸出節點的節點ND33連接。
[0151]開關SW31和SW32在信號Φ 2有效(例如，高電平)時維持導通狀態，且開關SW23在信號Φ I有效(例如，高電平)時維持導通狀態。
[0152]信號Φ I和信號Φ2採取互補電平。因此，在開關SW31和SW32維持導通狀態時，開關SW33維持非導通狀態。另一方面，開關SW33維持導通狀態，開關SW31和SW22維持非導通狀態。
[0153]因此，在第二級的積分器2212以與在第一級的積分器2211相反的相位操作以執行互補處理。
[0154]開關SW34在復位信號ORST有效(例如，高電平)時維持導通狀態。復位信號ORST以與像素的復位信號RST相同的相位同步。
[0155]開關SW35在信號Φ I有效時維持導通狀態，並將在第二級的積分器2212的輸出輸入到在後級的量化器222的輸入端之一。
[0156]量化器222的一個輸入端與在它自己和參考電位(例如，地)VSS之間的電容C40連接，且另一輸入端與參考電位VSS連接。
[0157]從量化器222輸出的數位訊號D222反饋到一比特DAC2232的反饋信號並經由觸發器FFll反饋到一比特DAC2231。
[0158]從量化器222輸出的數位訊號D222輸出到在後級的抽取濾波器230。
[0159]二維抽取濾波器電路230A由積分器(波紋計數器)231和用於保存和相加數據的累加裝置(累加器)232構成。累加器232配置為包括加法器、寄存器REG等。
[0160]如上所述，該列電路200A應用有反相器(類型放大器)作為用於Λ Σ ADC220A的積分器。這允許不僅通過減少用於布局效率和降低消耗的元件的數目而且通過進行自動調零，取消反相器的偏置和閃爍噪聲。
[0161]採取在復位時的像素信號和來自一比特DAC2231和2232之間的差異，且像素信號輸入到在第一級和第二級的積分器(反相器類型放大器)2211和2212。
[0162]在這裡積分之後，像素信號輸入到量化器(比較器)222，且與某個恆定電壓相比輸出I或者O。然後，該來自量化器222的輸出通過反饋環輸入到一比特DAC2231和2232。
[0163]該一比特1DAC2231和2232從響應於來自量化器222的I或者O的輸入信號減去恆定電壓，並將結果經由加法器224和225輸入到(反相器類型放大器)2211和2212。
[0164]抽取濾波器電路230Α相對於某個時間(現有技術I中每7比特)積分I或者O的壓縮波信號，並累加其數據以轉換為14比特數字輸出。
[0165]另外，在抽取濾波器230關於作為壓縮波信號的像素的復位信號進行疊加積分之後，執行比特反轉以類似於累加像素的數據信號並實現數字CDS，這通過開關實現了減少的電荷噴射噪聲。
[0166]該實施例使用二維抽取濾波器電路配置，但是可以使用二維或更多維的配置。
[0167][模擬增益和輸入幅度]
[0168]接下來，將給出在Λ Σ ADC200A的輸入級布置的放大器210的模擬增益和Δ Σ ADC200A的輸入幅度(range)的說明。
[0169]表1示出了在本實施例中放大器210的模擬增益設置實例。
[0170]模擬增益設置和電路常數的示例
[0171]
【權利要求】
1.一種固態圖像傳感器，包括: 像素陣列單元，其中排列像素，所述像素包括將光信號轉換為電信號的光電二極體；和 讀出單元，將模擬圖像信號從像素讀出到信號線並以列為單位處理讀出的模擬像素信號， 其中， 所述讀出單元包括 Δ Σ調製器，具有將所述模擬像素信號轉換為數位訊號的功能；和放大器，布置在所述Λ Σ調製器的輸入側並使用設置增益放大讀出到信號線的模擬像素信號以將信號輸入到所述Λ Σ調製器。
2.根據權利要求1的固態圖像傳感器， 其中，所述放大器能夠執行與所述模擬像素信號的輸入振幅對應的增益設置並執行放大以使得所述△ Σ調製器的滿刻度輸入幅度恆定。
3.根據權利要求2的固態圖像傳感器， 其中，所述Λ Σ調製器具有執行電平移位由所述放大器放大的像素信號以將所述信號輸入到積分器的輸入部分，和 其中，所述電平移位的量設置為固定值。
4.根據權利要求1的固態圖像傳感器， 其中，所述Λ Σ調製器形成為η維調製器，η是包括I的正數，所述Λ Σ調製器包括 至少一個積分器，具有反相器類`型積分器； 量化器，量化作為最後一級的積分器的輸出信號並輸出數位訊號，和數模轉換器，將所述量化器的數位訊號轉換為模擬信號並反饋在所述積分器的輸入側上,和 其中，所述放大器包括 反相器類型放大器或者差分放大器，具有與所述積分器的所述反相器類型積分器相同的配置。
5.根據權利要求4的固態圖像傳感器， 其中，所述△ Σ調製器的積分器包括 輸入電容，連接在所述反相器類型積分器的輸入端側上，和 反饋電容，連接在所述反相器類型積分器的輸出端和輸入端之間，和 其中，所述放大器包括 輸入電容，連接在所述反相器類型放大器的輸入端側上，和 反饋電容，連接在所述反相器類型放大器的輸出端和輸入端之間。
6.根據權利要求4的固態圖像傳感器， 其中，所述△ Σ調製器的積分器包括 輸入電容，連接在所述反相器類型積分器的輸入端側上，和 反饋電容，連接在所述反相器類型積分器的輸出端和輸入端之間，和 其中，所述放大器包括 輸入電容，連接在所述差分放大器的一個輸入端側上， 反饋電容，連接在所述差分放大器的輸出端和一個輸入端之間，和基準電壓生成部分，將使用等於形成所述反相器類型積分器的元件的尺寸比率產生的基準電壓提供到所述差分放大器的另一輸入端。
7.根據權利要求5或者6的固態圖像傳感器， 其中，所述放大器改變所述輸入電容和所述反饋電容之間的電容比，且能夠設置與所述模擬像素信號的輸入振幅對應的增益。
8.根據權利要求5或者6的固態圖像傳感器， 其中，所述放大器包括將所述放大器的輸出端和輸入端的電位復位到預定電位的復位開關。
9.根據權利要求8的固態圖像傳感器， 其中，所述像素包括復位浮動擴散的電荷的復位功能，和 其中，所述放大器的復位開關與所述像素的復位操作並行地維持在導通狀態，並復位所述放大器的輸出端和輸入端的電位。
10.根據權利要求1的固態圖像傳感器， 其中，所述讀出單元包括將所述△ Σ調製器的數位訊號轉換為多個比特的抽取濾波器電路。
11.一種相機系統,包括: 固態圖像傳感器；和` 光學系統，在所述固態圖像傳感器上形成被攝體圖像， 其中，所述固態圖像傳感器包括 像素陣列單元，其中排列像素，所述像素包括將光信號轉換為電信號的光電二極體，和 讀出單元，將模擬圖像信號從像素讀出到信號線並以列為單位處理讀出的模擬像素信號， 其中，所述讀出單元包括 Δ Σ調製器，具有將所述模擬像素信號轉換為數位訊號的功能，和放大器，布置在所述Λ Σ調製器的輸入側上並使用設置增益放大讀出到信號線的所述模擬像素信號以將所述信號輸入到所述Λ Σ調製器。
【文檔編號】H04N5/374GK103875238SQ201280050010
【公開日】2014年6月18日 申請日期:2012年10月11日 優先權日:2011年10月20日
【發明者】若林準人, 植野洋介 申請人:索尼公司