一種反激式開關電源的製作方法
2024-03-07 02:25:15 1
本發明涉及開關電源領域，特別涉及反激式開關電源。
背景技術：
目前，開關電源應用很廣，對於輸入功率在75W以下，對功率因數(PF，Power Factor，也稱功率因素)不作要求的場合，反激式(Fly-back)開關電源具有迷人的優勢：電路拓撲簡單，輸入電壓範圍寬。由於元件少，電路的可靠性相對就高，所以應用很廣。為了方便，很多文獻也稱為反激開關電源、反激電源、反激變換器，日本和臺灣地區又稱返馳式變換器、返馳式開關電源、返馳電源。用於AC/DC變換器的常見拓撲如圖1所示，該圖原型來自張興柱博士所著的書號為ISBN978-7-5083-9015-4的《開關電源功率變換器拓撲與設計》第60頁，該書在本文中簡稱為：參考文獻1。由整流橋101、濾波電路200、以及基本反激拓撲單元電路300組成，300也簡稱為主功率級，實用的電路在整流橋前還加有壓敏電阻、NTC熱敏電阻、EMI(Electromagnetic Interference)等保護電路，以確保反激電源的電磁兼容性達到使用要求。反激式開關電源要求原副邊繞組之間的漏感越小越好，這樣變換效率高，而且原邊主功率開關管承受的耐壓也降低，對於使用RCD網絡作為去磁、吸收的反激變換器，RCD網絡的損耗也降低。註：RCD吸收是指電阻、電容、二極體組成的吸收電路，我國的文獻同國際上一樣，一般用字母R給電阻編號並代表電阻，用字母C給電容編號並代表電容，用字母D給二極體編號並代表二極體，電阻和電容並聯，再與二極體串聯後形成RCD網絡。
整流橋101一般由四個整流二極體組成，當不存在整流橋101時，200、300可以構成DC/DC開關電源或變換器，因為是直流供電，不存在功率因數的要求，功率可以做到75W以上。事實上，低壓DC/DC開關電源中採用反激拓撲的並非主流，這是因為在低壓時，反激式開關電源的輸入電流不連續，紋波較大，對之前的供電設備的要求較高；輸出電流也不連續，紋波很大，對後面的濾波電容的容量要求高；特別是當輸入電壓較低時，由於激磁電流變大，原邊繞組得採用多股線並繞；原邊繞組的電感量也較低，經常出現計算出來的匝數不能平鋪繞滿骨架的線槽的左邊到右邊，特別是工作電壓較高時可以採用三明治串聯繞法的方案，在低工作電壓下而被迫採用三明治並聯繞法的方案，由於兩個原邊繞組不在同一層，這兩個原邊繞組之間就有漏感，這個漏感會產生損耗，從而讓開關電源的效率變低，兩個並聯的原邊繞組之間的漏感引發的問題：
1)激磁時，由於漏感存在，其感應電壓差在漏感上存在壓差，引起不可忽視的損耗，這樣理解比較容易：兩個並聯的原邊繞組若匝數差一匝，相當於存在這一匝匝間短路，只不過是通過兩個並聯的原邊繞組的直流內阻短路，相對來說，損耗沒有真正的匝間短路那麼大。
2)去磁時，即副邊的整流二極體導通，對輸出濾波電容續流充電，這時，原邊感應出反射電壓，兩個並聯的原邊繞組會感應出不相等的電壓，由於繞組的內阻低，感應出不相等的電壓引起的電流並不小，從而引起損耗和較大的電磁幹擾。
3)使用第三繞組去磁的話，第三繞組是和兩個並聯的原邊繞組中的誰並繞？只能採用兩個第三繞組，分別與兩個並聯的原邊繞組並繞，然後再並聯成「第三繞組」，工藝複雜，由兩個繞組並聯的第三繞組也存在會感應出不相等的電壓，從而引起損耗和較大的電磁幹擾。
其實，對於常見的第三繞組去磁，優點為無損去磁，效率較高，但是第三繞組的線徑選擇也是一個問題：選得比較細，與原邊繞組的並繞比較麻煩，容易把細線拉斷；若選得和原邊繞組相同線徑，成本高。第三繞組去磁反激變換器，又作「三繞組吸收反激變換器」。
兩個並聯的原邊繞組應用於低壓DC/DC開關電源，低壓DC/DC開關電源一般指輸入電壓在48V以下，部分用途的低壓DC/DC開關電源可工作到直流160V，如鐵路電源。
技術實現要素：
有鑑於此，本發明要解決現有的低壓反激式開關電源存在的不足，提供一種反激式開關電源，原邊繞組可以不採用兩個分開的並聯，即可以允許原副邊繞組之間的漏感較大，不使用第三繞組去磁，同時變換效率不降低，激磁和去磁時的損耗降低。
本發明的目的是這樣實現的，一種反激式開關電源，包括一變壓器，一N溝道場效應管，第二電容，第一二極體、第二二極體，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第二二極體陽極連接，第二二極體陰極與第二電容一端連接，並形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，並形成輸出負；輸入直流電源的正端同時與第一原邊繞組同名端、第一二極體的陰極相連，第一原邊繞組異名端與N溝道場效應管的漏極相連；第一二極體的陽極與第二原邊繞組異名端相連，N溝道場效應管的源極連接第二原邊繞組同名端，連接點同時連接輸入直流電源的負端；N溝道場效應管的柵極連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線並繞，還包括第一電容，第一電容的一端與第一原邊繞組異名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組異名端相連。
本發明還提供上述方案一的等同方案，方案二：本發明目的還可以這樣實現的，一種反激式開關電源，包括一變壓器，一N溝道場效應管，第二電容，第一二極體、第二二極體，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第二二極體陽極連接，第二二極體陰極與第二電容一端連接，並形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，並形成輸出負；輸入直流電源的正端同時與N溝道場效應管的漏極、第二原邊繞組異名端相連，N溝道場效應管的源極與第一原邊繞組同名端相連；第二原邊繞組同名端與第一二極體的陰極相連，第一原邊繞組異名端與第一二極體的陽極相連，連接點同時連接輸入直流電源的負端；N溝道場效應管的柵極連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線並繞，還包括第一電容，第一電容的一端與第一原邊繞組同名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組同名端相連。
本發明還提供採用P溝道場效應管的技術方案，在上述方案一的基礎上，電源、二極體、同名端的極性要反過來(輸出整流部分不用反過來)，那麼得到方案三：一種反激式開關電源，包括一變壓器，一P溝道場效應管，第二電容，第一二極體、第二二極體，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第二二極體陽極連接，第二二極體陰極與第二電容一端連接，並形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，並形成輸出負；輸入直流電源的負端同時與第一原邊繞組異名端、第一二極體的陽極相連，第一原邊繞組同名端與P溝道場效應管的漏極相連；第一二極體的陰極與第二原邊繞組同名端相連，P溝道場效應管的源極連接第二原邊繞組異名端，連接點同時連接輸入直流電源的正端；P溝道場效應管的柵極連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線並繞，還包括第一電容，第一電容的一端與第一原邊繞組同名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組同名端相連。
本發明還提供上述方案三的等同方案，為方案二採用P溝道場效應管的技術方案，在上述方案二的基礎上，電源、二極體、同名端的極性要反過來(輸出整流部分不用反過來)，得到方案四：本發明目的還可以這樣實現的，一種反激式開關電源，包括一變壓器，一P溝道場效應管，第二電容，第一二極體、第二二極體，變壓器包括第一原邊繞組、第二原邊繞組和副邊繞組，副邊繞組異名端與第二二極體陽極連接，第二二極體陰極與第二電容一端連接，並形成輸出正，副邊繞組同名端與第二電容另一端連接，並形成輸出負；輸入直流電源的負端同時與P溝道場效應管的漏極、第二原邊繞組同名端相連，P溝道場效應管的源極與第一原邊繞組異名端相連；第二原邊繞組異名端與第一二極體的陽極相連，第一原邊繞組同名端與第一二極體的陰極相連，連接點同時連接輸入直流電源的正端；P溝道場效應管的柵極連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組和第二原邊繞組為雙線並繞，還包括第一電容，第一電容的一端與第一原邊繞組異名端相連，第一電容的另一端與第二原邊繞組異名端相連。
作為上述四種方案的改進，其特徵在於：第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同。
優選地，第二原邊繞組通過第一電容參與激磁。
優選地，PCB布線時第一原邊繞組和第二原邊繞組的激磁電流的物理路徑的方向相反。
工作原理將結合實施例，進行詳細地闡述。本發明的有益效果為：允許原副邊繞組之間的漏感較大，原邊仍採用雙線並繞，變換效率高，EMI性能非常好。
附圖說明
圖1為現有的反激式開關電源用於交流變直流的原理圖；
圖2為本發明反激式開關電源方案一對應的第一實施例原理圖；
圖2-1為第一實施例在上電時對電容C1充電的示意圖；
圖2-2為第一實施例在上電後電容C1充電完成的電壓極性示意圖；
圖2-3為第一實施例中Q1飽和導通時，產生兩路激磁電流41、42的示意圖；
圖2-4為第一實施例中Q1截止，產生續流電流43、去磁電流44的示意圖；
圖3為本發明反激式開關電源方案二對應的實施方式二原理圖；
圖4為本發明反激式開關電源方案三對應的實施方式三原理圖；
圖5為本發明反激式開關電源方案四對應的實施方式四原理圖。
具體實施方式
第一實施例
圖2示出了本發明第一實施例的反激式開關電源的原理圖，包括一變壓器B，一N溝道場效應管Q1，第二電容C2，第一二極體D1、第二二極體D2，變壓器B包括第一原邊繞組NP1、第二原邊繞組NP2和副邊繞組NS，副邊繞組NS異名端與第二二極體D2陽極連接，第二二極體D2陰極與第二電容C2一端連接，並形成輸出正，為圖中Vout的+端，副邊繞組NS同名端與第二電容C2另一端連接，並形成輸出負，為圖中Vout的-端；輸入直流電源UDC(下文也稱作直流電源UDC、電源UDC，或UDC)的正端+同時與第一原邊繞組NP1同名端、第一二極體D1的陰極相連，第一原邊繞組NP1異名端與N溝道場效應管Q1的漏極D相連；第一二極體D1的陽極與第二原邊繞組NP2異名端相連，N溝道場效應管Q1的源極S連接第二原邊繞組NP2同名端，連接點同時連接輸入直流電源UDC的負端-；N溝道場效應管Q1的柵極G連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2為雙線並繞，還包括第一電容C1，第一電容C1的一端與第一原邊繞組NP1異名端相連，第一電容C1的另一端與第二原邊繞組NP2異名端相連。
同名端：圖中繞組中以黑點標記的一端；
異名端：圖中繞組中沒有黑點標記的一端；
控制信號：包括PWM脈衝寬度調製信號、PFM脈衝頻率調製等各種方波；
變壓器B：第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2在圖中，其磁心用虛線相連，表示其為繞在一隻變壓器上，共用同一隻磁心，並非獨立的變壓器，只是為了圖形清晰、連接關係簡單，才使用了圖中的畫法。
在圖2中，N溝道場效應管Q1的源極連接第二原邊繞組NP2同名端，連接點同時連接輸入直流電源UDC的負端-，即場效應管Q1的源極連接輸入直流電源UDC的負端-，這在實際應用中並不直接存在，這是因為在開關電源領域中，基本拓撲的工作原理分析都會略去不必要的因素。在實際應用中，場效應管的源極都會接入電流檢測電阻或電流互感器來檢測平均電流或峰值電流來實現各種控制策略，這種通過電流檢測電阻或電流互感器與源極相連，等同與源極相連，這是本技術領域的公知技術，本申請遵循業界默認的規則。若使用電流互感器，電流互感器可以出現在激磁迴路的任何一個地方，如場效應管的漏極，如第一原邊繞組的同名端或異名端，而且電流互感器除了傳統的原邊為一匝的「導線」、副邊為多匝線圈的磁心式互感器，還可以是霍爾傳感器。
工作原理：參見圖2，當第一電容C1(為了分析方便，按教科書的標準，以下簡稱為電容C1或C1，其它器件同)不存在時，電路就是一個第三繞組去磁的反激式開關電源，第二原邊繞組NP2就成了去磁專用的「第三繞組」，但是本發明就是加了電容C1後，電路的工作原理與現有技術比，完全不同；
圖2電路在上電時，D1因反偏而不工作，Q1因沒有收到控制信號也不工作，相當於開路，那麼電源UDC通過第一原邊繞組NP1向C1充電，該電流同時通過第二原邊繞組NP2回到電源UDC的負端，如圖2-1所示，圖中用二個箭頭標出了對C1充電電流的方向，可見，第一原邊繞組NP1的充電電流為：從同名端流向異名端；第二原邊繞組NP2的充電電流為：從異名端流向同名端；NP1和NP2為雙線並繞，這兩個電流大小相等，產生的磁通相反，完全抵消，即在上電時，電源UDC通過變壓器B兩個繞組向C1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，C1相當於通過NP1和NP2的直流內阻與電源UDC並聯，C1仍起到電源濾波、退耦的作用；
隨著時間的推移，C1的端電壓等於UDC的電壓，左正而右負，如圖2-2所示；
當Q1正常收到控制信號時，以一個周期為例，Q1的柵極為高電平時，Q1飽和導通，其內阻等於通態內阻Rds(ON)，為了分析方便，把這種情況看作是直通，是一條導線，如圖2-3所示，D1處於反偏狀態，不參與工作；這時產生兩路激磁電流，圖2-3中的41和42所示；
電流41為：電源UDC正端通過第一原邊繞組NP1的同名端進，NP1的異名端出，Q1的漏極進，Q1的源極出，回到電源UDC負端；
電流42為：電容C1左正端通過Q1的漏極進，Q1的源極出，再通過第二原邊繞組NP2的同名端進，NP2的異名端出，回到電容C1右負端；
為了方便，電源UDC負端這裡假設為接地，稱為地，因C1左正端通過飽和導通的Q1接電源UDC負端，即接地，那麼，C1的右負端的電壓約為-UDC，在這個激磁過程中，若C1的端電壓因容量不足，出現下降的趨勢，即：C1的右負端的電壓出現上升的趨勢，其絕對值小於UDC，那麼在激磁的過程中，Q1飽和導通對第一原邊繞組NP1激磁時，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等於加在NP1兩端的電壓，等於UDC，這時，由於NP1和NP2是雙繞並繞，NP2兩端同樣感應出：同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等於UDC，這個電壓會對C1直接充電，這是一個正激的過程，使得C1的端電壓不會因容量不足而出現任何下降；前文也有述：電源UDC通過變壓器B兩個繞組向C1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，C1相當於通過NP1和NP2的直流內阻與電源UDC並聯，電源UDC通過極低的直流內阻直接向C1補充電能，其端電壓維持穩定；
可見，41和42兩路激磁電流是並聯關係，由於NP1和NP2感量相同，激磁電壓相同，都等於UDC，41和42完全相等，在激磁過程中，副邊繞組NS按匝比同樣產生感應電壓，這個感應電壓是：同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等於UDC乘以匝比n，即NS感應出下正上負的電壓，這個電壓與C2的端電壓串聯，加在D2的兩端，D2反偏而不導通，這時副邊相當於空載，無輸出；
在激磁過程中，41和42電流呈線性向上增加；電流方向在電感中是從同名端流向異名端；
為了保證電磁兼容性達到使用要求，布線時是有技巧的，觀察圖2-3中的41和42，41為順時針電流方向，42為逆時針方向，若在布電路板時，也保證這兩個電流一個是順時針，另一個是逆時針，那麼激磁時產生的磁通，在遠一點的地方觀察，是可以抵消的，這樣，本發明的反激式開關電源的EMI性能將非常好。
Q1的柵極由高電平變為低電平，Q1也由飽和導通變為截止，由於電感中的電流不能突變，儘管這時Q1已截止，但是41和42電流仍要從同名端流向異名端，由於原邊的電流迴路已被切斷，磁心裡的能量在副邊從同名端流向異名端，參見圖2-4，副邊繞組NS出現從同名端流向異名端的電流，如圖2-4中43所示，該電流的初始大小＝(41和42在Q1關斷瞬間之和)/匝比n，該電流促使D2正嚮導通，並通過正嚮導通的D2，向電容C2充電，Vout建立電壓或持續輸出能量。這個過程也是去磁的過程。
反激式開關電源的輸出端在原邊繞組斷開電源時獲得能量故而得名，輸出電壓取決於環路控制電路，與反激式變壓器(如圖1、圖2系列圖中的變壓器B)的原邊與副邊的匝比無關；在能量傳遞過程中，變壓器B並不是變換電壓的作用，而是隔著磁心續流的作用，是Buck-Boost變換器的隔離版本；所以變壓器B通常又稱為反激式變壓器；
由於原邊繞組與副邊繞組，在一般情況下不可能是雙線並繞，一定存在漏感。原邊繞組激磁電感上儲存的能量，在Q1關斷後通過變壓器B被傳輸到副邊繞組NS、輸出端，但是漏感上的能量沒有傳遞，造成Q1管兩端過壓並損壞Q1管。本發明對漏感進行去磁的電路由D1和第二原邊繞組NP2組成，工作原理為：
第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2為雙線並繞，這兩個繞組之間的漏感為零，在Q1關斷瞬間及以後，漏感上的能量沒有傳遞到副邊，第二原邊繞組NP2中漏感的電能量，其電流方向同激磁時的方向，從同名端流向異名端，即在圖2-4中，由下向上流動，開通D1，且這個電能量被直流電源UDC吸收，形成44所示的漏感去磁電流；
第一原邊繞組NP1中漏感的電能量，通過無漏感地耦合到第二原邊繞組NP2中，通過D1實現去磁，同樣形成44所示的漏感去磁電流；
顯而易見，輸出電壓Vout除以匝比n，這就是在副邊繞組NS在D2導通時在原邊形成的「反射電壓」，為了良好地去磁，反射電壓不能大於直流電源UDC的值，本電路才可以良好地工作。由於41和42的電流相同，第一原邊繞組和第二原邊繞組的線徑相同，這樣繞制方便，這裡所述的線徑相同，還包括它們本身都是相同規格利茲線，顏色可以不同，即多股線絞合，為了方便識別，包括利茲線的同規格線材其顏色可以不同。隨著工作頻率的提升，高頻電流更趨於在漆包線的表面流動，這種情況下，利茲線可以解決這一問題。當然，使用兩種不同顏色的漆包線先做成利茲線，直接繞制，再按顏色分出第一原邊繞組和第二原邊繞組，或這兩個繞組的線徑和股數都不相同，都同樣實現發明目的。
可見，與傳統的三繞組吸收反激變換器相比，本發明有很多不同，主要為：傳統的三繞組吸收反激變換器的「第三繞組」不參與激磁，只參與去磁；而本發明不存在第三繞組，兩個原邊繞組均參與激磁，而在去磁時，其中的第二原邊繞組NP2中卻參與了漏感的去磁，實現了漏感能量的無損吸收。正因為實現了漏感能量的無損吸收，所以，允許原、副邊的漏感較大，也不影響變換器的變換效率，這樣實現了高效率，而且本發明中，去磁繞組為第二原邊繞組NP2，它也是參與激磁的，提高了原邊繞組的電流密度，提高了變換器的功率密度。直流電源UDC的來源，可以由交流電經過整流後，通過電解電容濾波或填谷電路濾波後獲得。
所以，與現有技術相比，本發明有如下有益效果：允許原副邊繞組之間的漏感較大，原邊仍採用雙線並繞，變換效率高；提高了原邊繞組的電流密度，提高了變換器的功率密度；且適用於較低工作電壓的場合。
第二實施例
本發明還提供上述第一實施例的等同方案，對應方案二，參見圖3，一種反激式開關電源，包括一變壓器B，一N溝道場效應管Q1，第二電容C2，第一二極體D1、第二二極體D2，變壓器B包括第一原邊繞組NP1、第二原邊繞組NP2和副邊繞組NS，副邊繞組NS異名端與第二二極體D2陽極連接，第二二極體D2陰極與第二電容C2一端連接，並形成輸出正，為圖中Vout的+端，副邊繞組NS同名端與第二電容C2另一端連接，並形成輸出負，為圖中Vout的-端；輸入直流電源UDC的正端+同時與N溝道場效應管Q1的漏極、第二原邊繞組NP2異名端相連，N溝道場效應管Q1的源極與第一原邊繞組NP1同名端相連；第二原邊繞組NP2同名端與第一二極體D1的陰極相連，第一原邊繞組NP1異名端與第一二極體D1的陽極相連，連接點同時連接輸入直流電源UDC的負端；N溝道場效應管Q1的柵極連接控制信號；其特徵在於：第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2為雙線並繞，還包括第一電容C1，第一電容C1的一端與第一原邊繞組NP1同名端相連，第一電容C1的另一端與第二原邊繞組NP2同名端相連。
事實上，第二實施例是第一實施例的變形：在第一實施例的圖2基礎上，把兩個激磁迴路的串聯器件都互換一下，即NP1和Q1互換位置，同時把D1和NP2互換位置，C1仍接在兩個串聯器件的連接點中間，就得到了第二實施例圖3的電路，由於Q1的源極電壓是變動的，所以，這個電路是浮地驅動，應該成本較高，一般應該不會採用。
其工作原理簡述：
參見圖3，電路在上電時，D1因反偏而不工作，Q1因沒有收到控制信號也不工作，相當於開路，那麼電源UDC通過NP2向C1充電，該電流同時通過NP1回到電源UDC的負端，同樣在上電時，電源UDC通過變壓器B兩個繞組向C1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，C1相當於通過NP2和NP1的直流內阻與電源UDC並聯，C1仍起到電源濾波、退耦的作用；
隨著時間的推移，C1的端電壓等於UDC的電壓，右正而左負；
當Q1飽和導通，其內阻等於通態內阻Rds(ON)，同前文看作是一條導線，這時產生兩路激磁電流；
第一路為：電源UDC正端通過Q1的漏極進，Q1的源極出，再通過第一原邊繞組NP1的同名端進，NP1的異名端出，回到電源UDC負端；
第二路為：電容C1右正端通過第二原邊繞組NP2的同名端進，NP2的異名端出，Q1的漏極進，Q1的源極出，回到電容C1左負端；
為了方便，電源UDC負端這裡假設為接地，稱為地，因C1左負端通過飽和導通的Q1接電源UDC正端，那麼，C1的右正端的電壓約為2UDC對地，在這個激磁過程中，若C1的端電壓因容量不足，即C1的右正端的電壓出現下降的趨勢，C1兩端絕對值小於UDC，那麼在激磁的過程中，Q1飽和導通對第一原邊繞組NP1激磁時，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等於加在NP1兩端的電壓，等於UDC，這時，由於NP1和NP2是雙繞並繞，NP2兩端同樣感應出：同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小為UDC，這個電壓會對C1直接充電，這是一個正激的過程，使得C1的端電壓不會因容量不足而出現任何下降；前文也有述：電源UDC通過變壓器B兩個繞組向C1充電，這兩個繞組因為互感作用而抵消，不起作用，C1相當於通過NP1和NP2的直流內阻與電源UDC並聯，電源UDC通過極低的直流內阻直接向C1補充電能，其端電壓維持穩定；
可見，第一路和第二路激磁電流是並聯關係，由於NP1和NP2感量相同，激磁電壓相同，都等於UDC，這兩路完全相等，在激磁過程中，副邊繞組NS按匝比同樣產生感應電壓，同名端感應出正電壓，異名端感應出負電壓，大小等於UDC乘以匝比n，即NS感應出下正上負的電壓，這個電壓與C2的端電壓串聯，加在D2的兩端，D2反偏而不導通，這時副邊相當於空載，無輸出；
在激磁過程中，第一路和第二路激磁電流呈線性向上增加；電流方向在電感中是從同名端流向異名端；
Q1截止時，電感中的電流不能突變，磁心裡的能量在副邊從同名端流向異名端，副邊繞組NS出現從同名端流向異名端的電流，該電流通過正嚮導通的D2，向電容C2充電，Vout建立電壓或持續輸出能量。這個過程也是去磁的過程。
第二實例中，對漏感進行去磁的電路由D1和第二原邊繞組NP2組成，工作原理為：
在Q1關斷瞬間及以後，漏感上的能量沒有傳遞到副邊，第二原邊繞組NP2中漏感的電能量，其電流方向同激磁時的方向，從同名端流向異名端，由下向上流動，開通D1，且這個電能量被直流電源UDC吸收，形成漏感去磁電流迴路；
同樣，第一原邊繞組NP1中漏感的電能量，通過無漏感地耦合到第二原邊繞組NP2中，通過D1實現去磁，同樣形成漏感去磁電流迴路；
第二實施例為第一實施例的變形，工作原理等效，同樣實現發明目的。作為用N溝道場效應管的技術方案，還可以用P溝道場效應管來實現，P溝道場效應管在低工作電壓下，成本也是比較低的，這時，在上述第一實施例的基礎上，電源、二極體、同名端的極性要反過來，輸出整流部分不用反過來，那麼得到第三實施例，如下述。
第三實施例
參見圖4，也是前述的方案三，一種反激式開關電源，包括一變壓器B，一P溝道場效應管Q1，第二電容C2，第一二極體D1、第二二極體D2，變壓器B包括第一原邊繞組NP1、第二原邊繞組NP2和副邊繞組NS，副邊繞組NS異名端與第二二極體D2陽極連接，第二二極體D2陰極與第二電容C2一端連接，並形成輸出正，為圖中Vout的+端，副邊繞組NS同名端與第二電容C2另一端連接，並形成輸出負，為圖中Vout的-端；輸入直流電源UDC的負端-同時與第一原邊繞組NP1異名端、第一二極體D1的陽極相連，第一原邊繞組NP1同名端與P溝道場效應管Q1的漏極相連；第一二極體D1的陰極與第二原邊繞組NP2同名端相連，P溝道場效應管Q1的源極連接第二原邊繞組NP2異名端，連接點同時連接輸入直流電源UDC的正端+；P溝道場效應管Q1的柵極連接控制信號；第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2為雙線並繞，還包括第一電容C1，第一電容C1的一端與第一原邊繞組NP1同名端相連，第一電容C1的另一端與第二原邊繞組NP2同名端相連。
對比圖2和圖4，可以發現，第三實施例就是把第一實施例的電源UDC、二極體D1、第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2的同名端的極性反過來，N管換成P管而得到。要注意的是，圖4中輸入電源UDC的正端為地，屬於負電源工作的開關電源，P溝道場效應管本身也是負電平驅動，正好合適。
所以，其工作原理同第一實施例，這裡不再贅述，同樣實現發明目的。
第四實施例
本發明還提供上述第三實施例的等同方案，參見圖5，一種反激式開關電源，包括一變壓器B，一P溝道場效應管Q1，第二電容C2，第一二極體D1、第二二極體D2，變壓器B包括第一原邊繞組NP1、第二原邊繞組NP2和副邊繞組NS，副邊繞組NS異名端與第二二極體D2陽極連接，第二二極體D2陰極與第二電容C2一端連接，並形成輸出正，為圖中Vout的+端，副邊繞組NS同名端與第二電容C2另一端連接，並形成輸出負，為圖中Vout的-端；輸入直流電源的負端-同時與P溝道場效應管Q1的漏極、第二原邊繞組NP2同名端相連，P溝道場效應管Q1的源極與第一原邊繞組NP1異名端相連；第二原邊繞組NP2異名端與第一二極體D1的陽極相連，第一原邊繞組NP1同名端與第一二極體D1的陰極相連，連接點同時連接輸入直流電源的正端+；P溝道場效應管Q1的柵極連接控制信號；第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2為雙線並繞，還包括第一電容C1，第一電容C1的一端與第一原邊繞組NP1異名端相連，第一電容C1的另一端與第二原邊繞組NP2異名端相連。
圖5的第四實施例是第三實施例的變形：在第三實施例的圖4基礎上，把兩個激磁迴路的串聯器件都互換一下，即NP1和Q1互換位置，同時把D1和NP2互換位置，C1仍接在兩個串聯原邊繞組NP1和NP2的中間，就得到了第四實施例圖5的電路，由於Q1的源極電壓是變動的，所以，這個電路是浮地驅動，應該成本較高，一般應該不會採用。
對比圖3和圖5，可以發現，第四實施例就是把圖3的第二實施例的電源UDC、二極體D1、第一原邊繞組NP1和第二原邊繞組NP2的同名端的極性反過來，N管換成P管而得到。要注意的是，圖5中輸入電源UDC的正端為地，同樣屬於負電源工作的開關電源，P溝道場效應管本身也是負電平驅動，正好合適。
所以，其工作原理同第二實施例，這裡不再贅述，同樣實現發明目的。
以上僅是本發明的優選實施方式，應當指出的是，上述優選實施方式不應視為對本發明的限制。對於本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明的精神和範圍內，還可以做出若干改進和潤飾，如加入控制環路實現輸出的穩壓，這是通過現有技術顯而易見得到的，如採用其它符號的開關管Q1等，副邊輸出加入多路輸出，濾波使用π型濾波，這些改進和潤飾也應視為本發明的保護範圍，這裡不再用實施例贅述，本發明的保護範圍應當以權利要求所限定的範圍為準。