基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法
2023-05-27 07:57:06 1
專利名稱：基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法
技術領域：
本發明屬於數字信息傳輸技術領域，特別涉及正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)多載波系統(Multi Carrier, MC)或單載波(Single Carrier, SC)系統 中基於訓練序歹U(Training Sequence, TS)的保護間隔填充方法。
背景技術：
當前無線通信技術主要解決的問題是如何在有限的帶寬內可靠地提高傳輸速率。單載波 和多載波調製系統在多徑傳輸信道下，會產生頻率選擇性衰落，即符號間幹擾(Inter Symbol Interference, ISI)，對以數據塊為單位傳輸的系統會造成塊間幹擾(Inter Block Interference, IBI)， 如圖l.a所示。
對抗多徑幹擾的一種方法是在傳輸數據塊之間加入保護間隔(Guard Interval, GI)，如圖l.b 所示。通常保護間隔的長度不小於信道的最大多徑延時，則保護間隔之間的數據塊沒有塊間 幹擾，如圖l.c所示。可參見(Z. Wang and G. B. Giannakis, "Wireless muWcarrier communications - where fourier meets shannon," IEEE Signal Processing Mag.， vol.17, pp.29-48， May2000)。對於沒有塊間幹擾的系統，通過保護間隔的已知信息，可以消除保護間隔對數據 塊的幹擾；通過信道估計和信道均衡的方法可以消除在數據塊之內存在的符號間幹擾。可參 見(Witschnig H.， Mayer, T., Petit M.， Hutzelmann H., Springer A., Weigel R., The advantages of a unique word for synchronisation and channel estimation in a SC/FDE system, Personal Mobile Communications Conference, 2003. 5th European (Conf. Publ. No. 492)22-25 April 2003 Page(s):436 -440)。
保護間隔的填充方法有多種循環前綴(Cyclic Prefix, CP)，零填充(Zero Padding, ZP)，和 偽隨機或偽噪聲序列(Pseudo Noise, PN)。參見(Muquet B, Wang Z， Giannakis G. B, Courville M. de， and Duhamel P， Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions, IEEE Trans, on Communications, 2002, 50(12): 2136-2148)和國家標準(GB 20600-2006，數字 電視地面廣播傳輸系統幀結構、信道編碼和調製,2006-08-18)。其中PN序列填充方法是訓練 序歹U(TrainingS叫uence,TS)填充方法的一種特例，如圖l.d所示。訓練序列填充方法在對抗多 徑的同時還可以輔助進行定時恢復、載波恢復、幀同步(數據塊同步)、信道估計、和噪聲估 計等，保障無線系統的可靠傳輸，因此在多載波和單載波系統中得到廣泛應用。
保護間隔填充的訓練序列在有噪聲和數據幹擾的情況下會產生畸變，嚴重影響基於訓練 序列的信道估計精度。本發明提出一種新的基於訓練序列的保護間隔填充方法，能有效地提
壓而產生的參考電壓電平Vth。該參考電壓電平Vth與輸入信號的信號 數位化的閾值電平相同。當該同相輸入上的信號電平高於參考電壓電
平Vth時，差分放大器21的輸出被上拉至"H"電平。另一方面，當該 同相輸入上的信號電平低於參考電壓電平Vth時，差分放大器21的輸出 被下拉至"L"電平。
當M0S開關41的導通電阻足夠地小於電阻器31和33的電阻值R1 和R3 (這通常是實際情況)時，參考電壓電平Vth如下，參考電壓電平 Vth是信號數位化的閾值電平
Vth=VddxRl/ (Rl+R3) ... (2)
因此，可以依照要求，通過電阻Rl和R3來調整參考電壓電平Vth。
應當注意正相放大器的增益Ga取決於電阻R2，而不取決於電阻 R3，以及參考電壓電平Vth取決於電阻R3，而不取決於電阻R2。這暗 示了可以獨立於參考電壓電平Vth而調整正相放大器的增益Ga。
(第二實施例)
圖2是說明根據本發明第二實施例的輸入接口電路的結構的電路 圖。根據第二實施例的輸入接口電路設有差分放大器21、反相器電路 22、電阻器32和33、 MOS開關41和42以及合成的電阻器電路23。應當 注意。圖2的結構幾乎與圖1的相同，除了用合成的電阻器電路23代替 圖1中的電阻器31之外。合成的電阻器電路23包括電阻器31、 34、 35和 MOS開關44至46。在該實施例中，NMOS電晶體被用作MOS開關44至 46。
信號輸入端ll與差分放大器21的同相輸入(由標記"+"表示)連接。 MOS開關42、電阻器33以及合成的電阻器電路23被串連連接在電源線 VDD和地線GND之間。MOS開關42的控制端(或柵極)與模擬/數字選 擇端12連接。電阻器33和合成電阻器電路23的連接節點與差分放大器
X(k)=DFT(x(n》
其中根據BAP序列性質，X(k)是(+1，-1)的二值序列 >步驟(3，)按下式計算多徑信道衝擊響應h(n)的離散傅立葉變換H(k)的估計值 H—est(k)=Y(k)/X(k)=十Y(k)或-Y(k)
顯然，由於X(k)是(+l，-l)的二值序列，信道估計的除法運算十分簡單。 >步驟(4'):計算歩驟(3，)得到的H—est(k)的反離散傅立葉變換，以便得到多徑信道衝擊響應 h(n)的估計值。 h—est(n)=IDFT(H_est(k))
在發射端，PN訓練序列和該PN訓練序列經過反離散傅立葉變換得到的BAP序列經過一 個選通開關(2)後進入組幀步驟。在發射端，多載波信號和單載波信號經過一個選通開關(l) 後進入組幀步驟。如圖3所示。
給定長度192的PN序列的二進位表示如下，其中比特1代表+1,比特0代表-l。令BAP 序列是此PN序列的反離散傅立葉變換。
仿真和分析得到PN序列和BAP序列的時域、頻域、自相關、頻域信道估計特性如圖2 所示。與PN序列相比，BAP序列具有頻域幅度恆定，自相關特性好，頻域信道估計複雜度 低，頻域信道估計精度高等特點。與PN訓練序列類似，BAP序列也可以輔助進行定時恢復、 載波恢復、幀同步(數據塊同步)、和噪聲估計等。BAP序列的缺點是峰均比值較高，時域相 關複雜。
圖1說明用於塊傳輸的保護間隔填充方法，包括PN和BAP序列填充方法 圖l.a說明塊間幹擾(Inter Block Interference, IBI);
圖1 .b說明保護間隔(Guard Interval, GI);
圖l.c說明保護間隔可消除塊間幹擾；
圖l.d說明基於PN訓練序列的保護間隔填充方法；
圖l.e說明基於BAP訓練序列的保護間隔填充方法。 圖2對比PN序列和本發明提出的BAP序列(序列長度N=192):
圖2.a對比時域(離散域)特性； 圖2.a.l是PN序列時域幅度特性； 圖2.a.2是BAP序列時域幅度憐性(峰均比=3.475( );
圖2.b對比頻域(離散傅立葉變換域)特性；
圖2.b.l是PN序列頻域幅度特性；
圖2.b.2是PN序列頻域幅度特性； 圖2.C對比自相關特性； 圖2.C.1是PN序列自相關結果；
圖2.c2是BAP序列自相關結果；
圖2.d對比頻域信道估計結果(h(n)-S(n-32)+5(n-96)，SNR-12dB,無數據幹擾)
圖2.d.l是基於PN的頻域信道估計結果；
圖2.d.2是基於BAP序列的頻域信道估計結果。 圖3說明兼容PN序列和BAP序列的單載波多載波調製系統。
圖4說明基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法的流程框圖。
具體實施例方式
本發明的目的是提出一種新的基於訓練序列的保護間隔填充方法，可用於單載波和多載 波系統，在數字集成電路或計算機中具體實施方式
如下
BAP序列定義 本發明提出一種新的訓練序列，二值全通序列(BinaryAll Pass, BAP)。 定義BAP序列的離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform, DFT)只有兩個取值，+1或-l 。 例如，PN序列的反離散傅立葉變換(Inverse Discrete Fourier Transform, DFT)就是BAP序列。
BAP序列搜索 峰均比是多載波和單載波無線系統的一個重要特性。考慮到不同BAP 序列的峰均比差別很大，本發明提出一種方法簡化搜索峰均比最小的BAP序列。設BAP序 列{x(n)}=[x(0) x(l)… x(N-l)], N是訓練序列長度。{X(k)}=[X(0) X(l)… X(N-l)]=DFT({x(n)})。根據BAP序列定義，
X(k)=+1或-1， k=0，l,—,N-l。 以N=192為例，共有2192個序列滿足BAP序列定義。可以利用Monte Carlo方法從2192的序 列空間隨機選擇序列，搜索峰均比最小的序列。實驗中，搜索次數高達5000000次，搜索的 BAP序 列 的 二 進 制 表 示 如 下 卿}=
010101010011110000100001000011101001，其中比特1代表+1，比特0代表-1，其峰均比為 3.879犯。
本發明提出一種方法簡化峰均比最小的BAP序列的搜索，其搜索流程如圖4所示。搜索 步驟如下
>步驟l:根據給定序列長度N, 2p—、N<2p，設定待搜索PN序列長度Np' Np=2p-1。根據 序列長度準備PN序列生成多項式和初始相位。並初始化最小峰均比為最大值，即正無窮131和接地環133構造成在濾波器結構115運行時，降低第一濾波器
器件116或一個通道與第二濾波器器件117或另一通道之間的交叉耦
合(cross-coupling )。
[00191 圖6根據本發明的實施例，示出了圖5中沿參考線6-6
截取的接地平面131和接地環133的一部分的局部截面圖。在該實施
例中，接地平面131和/或接地環133包括導電觸點230，如垂直箭頭
50大體示出的那樣，其在半導體基片37的主表面(major surface)
84上垂直延伸，其大體垂直於主表面84。絕緣或鈍化層67形成為覆
蓋在主表面84之上，並包括二氧化矽、沉積的氧化物、氮化物、旋塗
玻璃(spin-on glass )、其組合等。鈍化或電容層68形成為覆蓋在層
67之上，並包括諸如氧化物。根據包括在濾波器器件116和117中的
元件的期望電容/電壓特性，來選擇層68的厚度，在以下將對其進行 進一步解釋。
[0020
第二鈍化層71形成為覆蓋在主表面84之上，並包括 例如大約0.5微米的沉積氧化物或沉積氮化物，諸如使用四乙基原珪 酸鹽(TEOS)形成的沉積氧化物。接著，利用傳統的光刻及蝕刻技 術，在位於基片37上的部分層71、 68和67中形成開口 51。然後， 導電層形成為覆蓋在主表面84之上和開口 51之內，並且隨後被圖案 化以形成垂直接地平面131或接地環131的導電觸點230。作為示例， 導電觸點230包括大約1.5微米至大約2.5微米的鋁或鋁合金(例如， AlSi)。在一個實施例中，導電觸點230電連接至或結合至半導體基 片37，其通常結合至接地端或公共返回端109。在替換實施例中，如 部分670所示，開口 51僅延伸至鈍化層67，從而導電觸點230與基 片37絕緣。
0021
圖7示出了接地平面131和/或接地環133的可選實施 例的局部截面圖。在該實施例中，接地平面131和/或接地環133包括 多層結構，該多層結構包括導電觸點230和330。如垂直箭頭50大體 所示，導電觸點230和330在半導體基片37的主表面84上垂直地延 伸，垂直箭頭50大體垂直於主表面84。
X(k)=DFT(x(n》
其中根據BAP序列性質，X(k)是(+1，-1)的二值序列 >步驟(3，)按下式計算多徑信道衝擊響應h(n)的離散傅立葉變換H(k)的估計值 H—est(k)=Y(k)/X(k)=十Y(k)或-Y(k)
顯然，由於X(k)是(+l，-l)的二值序列，信道估計的除法運算十分簡單。 >步驟(4'):計算歩驟(3，)得到的H—est(k)的反離散傅立葉變換，以便得到多徑信道衝擊響應 h(n)的估計值。 h—est(n)=IDFT(H_est(k))
在發射端，PN訓練序列和該PN訓練序列經過反離散傅立葉變換得到的BAP序列經過一 個選通開關(2)後進入組幀步驟。在發射端，多載波信號和單載波信號經過一個選通開關(l) 後進入組幀步驟。如圖3所示。
給定長度192的PN序列的二進位表示如下，其中比特1代表+1,比特0代表-l。令BAP 序列是此PN序列的反離散傅立葉變換。
仿真和分析得到PN序列和BAP序列的時域、頻域、自相關、頻域信道估計特性如圖2 所示。與PN序列相比，BAP序列具有頻域幅度恆定，自相關特性好，頻域信道估計複雜度 低，頻域信道估計精度高等特點。與PN訓練序列類似，BAP序列也可以輔助進行定時恢復、 載波恢復、幀同步(數據塊同步)、和噪聲估計等。BAP序列的缺點是峰均比值較高，時域相 關複雜。
圖1說明用於塊傳輸的保護間隔填充方法，包括PN和BAP序列填充方法 圖l.a說明塊間幹擾(Inter Block Interference, IBI);
圖1 .b說明保護間隔(Guard Interval, GI);
圖l.c說明保護間隔可消除塊間幹擾；
圖l.d說明基於PN訓練序列的保護間隔填充方法；
圖l.e說明基於BAP訓練序列的保護間隔填充方法。 圖2對比PN序列和本發明提出的BAP序列(序列長度N=192):
圖2.a對比時域(離散域)特性； 圖2.a.l是PN序列時域幅度特性； 圖2.a.2是BAP序列時域幅度憐性(峰均比=3.475( );
權利要求
1、基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法，其特徵在於，該方法是在數字集成電路或計算機中依次按如下步驟實現的在發射端步驟(1)，根據給定的訓練序列長度N，2p-1≤N＜2p，提出一個待搜索的PN序列長度Np，Np＝2p-1。相應地有Ng個生成多項式和Np個初始相位，待搜索PN序列的個數為Ng*N。初始化最小峰均比PARmin為最大值，即正無窮大。定義序列的峰均比為序列的峰值功率和平均功率之比；步驟(2)，對步驟(1)中得到的每個PN序列生成多項式和每個初始相位，生成一個PN序列；步驟(3)，取PN序列的前N個樣本計算反離散傅立葉變換，得到長度為N的二值全通(Binary All Pass，BAP)序列。BAP序列的離散傅立葉變換取值為+1或-1；步驟(4)，按定義計算BAP序列的峰均比，若小於最小峰均比PARmin，則更新PARmin，並記錄此BAP序列和對應的PN序列，包括PN生成多項式和初始相位；步驟(5)，待所有初始相位、所有生成多項式的PN序列搜索完成後結束搜索，得到峰均比最小的BAP序列；步驟(6)，對基於數據塊的單載波和多載波系統，用BAP序列填充保護間隔；步驟(7)，BAP序列和待傳輸數據塊依次經組幀和後端處理後得到基帶輸出；在接收端步驟(1』)，得到BAP序列x(n)和多徑信道衝擊響應h(n)的循環卷積y(n)y(n)＝x(n)h(n)+v(n)，其中，符號表示循環卷積運算，v(n)是循環卷積結果疊加的噪聲和數據幹擾；步驟(2』)計算BAP序列x(n)和循環卷積結果y(n)的離散傅立葉變換Y(k)＝DFT(y(n))X(k)＝DFT(x(n))其中根據BAP序列性質，X(k)是{+1，-1}的二值序列；步驟(3』)按下式計算多徑信道衝擊響應h(n)的離散傅立葉變換H(k)的估計值H_est(k)＝Y(k)/X(k)＝+Y(k)或-y(k)顯然，由於X(k)是{+1，-1}的二值序列，信道估計的除法運算十分簡單；步驟(4，)計算步驟(3』)得到的H_est(k)的反離散傅立葉變換，以便得到多徑信道衝擊響應h(n)的估計值h_est(n)＝IDFT(H_est(k))。
2、 根據權利要求1所述的基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法，其特徵在 於，在發射端，PN訓練序列和該PN訓練序列經過反離散傅立葉變換得到的BAP序列經 過一個選通幵關(2)後進入組幀步驟。
3、 根據權利要求1所述的基於二值全通序列保護間隔填充的頻域信道估計方法，其特徵在 於，在發射端，多載波信號和單載波信號經過一個選通開關(l)後進入組幀步驟。
全文摘要
本發明屬於數字信息傳輸技術領域，其特徵在於，它提出了一種新的基於訓練序列的保護間隔填充方法，此方法適用於存在多徑幹擾的單載波或多載波無線通信系統。新的訓練序列定義為二值全通序列(Binary All Pass，BAP)。峰均比接近最小的BAP序列的特徵在於，其反離散傅立葉變換是PN序列。BAP序列具有頻域幅度恆定，自相關特性好，峰均比低等特點。基於BAP序列，本發明提出一種新的頻域信道估計方法，此方法運算複雜度低，估計精度高。本發明進一步提出兼容BAP序列和PN序列的單載波和單載波調製系統。
文檔編號H04L27/26GK101102114SQ20071006540
公開日2008年1月9日 申請日期2007年4月13日 優先權日2007年4月13日
發明者健 宋, 彧 張, 彭克武, 楊知行, 潘長勇, 軍 王, 王勁濤, 輝 陽 申請人:清華大學