切換電源設備的製作方法
2023-05-27 08:01:56 2
專利名稱：切換電源設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種切換電源設備，該設備適合於用在其中用例如陰極射線管顯示高解析度視頻信號的計算機顯示監測器或大尺寸電視圖象接收器中。更具體地說，本發明涉及在採用例如陰極射線管的顯示監測器或電視圖象接收器中使得能夠產生多個電壓，包括有效地產生高電壓。
作為用在用於顯示高解析度視頻信號的計算機顯示監測器等中的電源設備，以前採用的是諸如圖9所示的設備。這種設備採用了絕緣式切換電源電路、水平偏轉電路、以及高電壓發生電路。
即，在圖9中，一種商業可獲得的交流電源(AC)100通過一種二極體橋整流電路101而與一平波電容器102相連。電容器102的負極端接地，且其正極端通過一個電阻103與一個振蕩驅動電路104相連。電容器102的這種正極端通過包括切換元件Qa1和Qa2的串聯電路的一個切換電路部分105而接地。且這些切換元件Qa1和Qa2得到驅動，從而使這些元件能夠被振蕩驅動電路104以預定的頻率交替地導通。
進一步地，切換電路部分105構成了一個半橋電路；電容器102的正極端與切換元件Qa1的漏極相連；且切換元件Qa2的源極接地。另外，切換元件Qa1和Qa2分別並聯有緩衝二極體Da1和Da2。且切換元件Qa1的源極與切換元件Qa2的漏極之間的連接點通過一個諧振電容器106、一個扼流圈107、以及絕緣式轉換器變壓器108的初級繞組La1而接地。
其結果，有一個諧振電流流入了轉換器變壓器108的初級繞組La1，該電流根據振蕩驅動電路104的振蕩頻率而得到倒相。因而，構成了電流-諧振類型的所謂的「單獨激勵式」的轉換器電源電路。即，在此電路中，在轉換器變壓器108的初級側的基本操作的典型情況被顯示在
圖10A至10C中。在這些圖10A至10C中，當切換元件Qa1被來自圖10A中所示的振蕩驅動電路104的驅動脈衝輸出置於「導通」時產生的等價電路在圖10B中顯示。且當切換元件Qa2被該驅動脈衝置於「導通」時產生的等價電路在圖10C中顯示。
在此方面，當切換元件Qa1被置於「導通」時，與圖10B中的等價電路中的切換元件Qa1相應的一個開關201被閉合。因此，構成了一個串聯解析度電路，它包括與電容器102的正極端相應的一個直流電壓源203、一個諧振電容器106、包括扼流圈107和初級繞組La1的一個電感器204、以及一個電阻205。且利用直流電壓源203作為電源，使一個正極性的諧振電流通過開關201而流過該電路。
隨後，當切換元件Qa2被置於「導通」時，與圖10C中的等價電路中的切換元件Qa2相應的一個開關202閉合。因而，通過該開關202，一個負極性的諧振電流流過由諧振電容器107、電感器204、以及電阻205組成的串聯諧振電路。且以此方式正極性和負極性的諧振電流根據來自振蕩驅動電路104的驅動脈衝輸出交替地得到產生，從而使具有所希望的頻率的交流電流流過串聯諧振電路。
進一步地，流過圖10A至10C中所示的各個等價電路的相應部分的電流的波形在圖11A至11C中得到顯示。在此，圖11A和11B顯示了分別流過切換元件Qa1和Qa2中的電流IQ1和電流IQ2的波形，而圖11C顯示了流過串聯諧振電路的諧振電流I1的波形。另外，在圖12中，顯示了流過串聯諧振電路的諧振電流I1與頻率f之間的關係。在圖12中，f0表示了圖10A至10C的串聯諧振電路的諧振頻率，且fsw表示了受到振蕩驅動電路104驅動的切換電路部分105的重複操作頻率。
在此情況下，假定C、L和R分別代表諧振電容器106、電感器204和電阻205的值，且Z表示串聯諧振電路相對各個頻率ω的阻抗。在此假定下，導納Y由以下的公式1表示Y=1/Z=R-j(L-1/C)R2+(L-1/C)2-----1]]>另一方面，串聯諧振電路的諧振頻率f0由以下公式2表示。f0=12(LC)-----2]]>在此，由於電流I與公式1的Y成正比，當用Y表示相對於頻率的電流I的幅度時，其變化如圖12的曲線所示。諧振電流在諧振頻率f0處有最大值。另外，包括切換元件Qa1和Qa2的切換電路部分105的重複操作頻率fsw被這樣設定，即沿著該諧振電流曲線的右邊移動，即使得在這些頻率下fsw＞f0的關係得到滿足。
在此方面，按照上述基本操作，現在詳細描述圖9的整個電路的操作。在圖9的電路構造中的電源電路的切換操作的進行如下。首先，用通過對可商業獲得的交流電源100(它通過二極體橋整流電路101而得到閉合)進行整流而獲得的整流電流作為充電電流，在平波電容器102的兩端上產生一個整流和平波的電壓。進一步地，利用這種整流和平波的電壓作為操作電源，一個電源通過電阻103被提供給振蕩驅動電路104。且在振蕩驅動電路104中交替產生的驅動脈衝被分別提供給切換元件Qa1和Qa2。
且以一定的時序，從振蕩驅動電路104，例如一個正驅動脈衝被提供給切換元件Qa1，且相反地一個負驅動脈衝被提供給構成切換電路部分105的另一切換元件Qa2。作為其結果，切換元件Qa1變為「導通」且切換元件Qa2變成「關斷」。隨後，一個正極性諧振電流經切換元件Qa1被提供給包括諧振電容器106、扼流圈107、和絕緣式轉換器變壓器108的初級繞組La1構成的串聯諧振電路。
進一步地，在下一個時序，從振蕩驅動電路104，例如一個負驅動脈衝被提供給切換元件Qa1，且相反地一個正驅動脈衝被提供給構成切換電路部分105的另一切換元件Qa2。結果，切換元件Qa1立即變為「關斷」且切換元件Qa2變為「導通」。隨後，一個負極性諧振電流通過切換元件Qa2被提供給包括電容器106、扼流圈107、以及絕緣式轉換器變壓器108的初級繞組La1的串聯諧振電路。
藉助通過重複進行的這種操作而獲得的串聯諧振電流，轉換器變壓器108得到激勵。而且，交流輸出電壓從在轉換器變壓器108的次級側的次級繞組La2、La3、La4和La5而取出。進一步地，整流電路(二極體)109、110、111和112以及用於從這些交流輸出電壓取出直流電壓的平波電路(電容器)113、114、115和116分別與這些次級繞組La2、La3、La4和La5相連。
以此方式，從轉換器變壓器108的次級繞組La2、La3、La4和La5，通過整流電路109、110、111和112以及平波電路113、114、115和116，取出了所謂的「+B電壓」(其電壓值為E0)-它變成例如一個水平偏轉電路或一個高壓發生電路的電源電壓，以及被用作各個信號操作電路的電源電壓的其他電壓(它們的電壓值是E2、E3和E4)。
另外，至從轉換器變壓器108的次級繞組La2獲得的且變為水平偏轉電路或高壓發生電路的電源電壓的所謂「+B電壓」的恆定電壓的變換，是以例如如下方式進行的。即，假定例如陰極射線管上顯示的圖象的亮度由於高壓負載波動而上升，從而增大，或者顯示在陰極射線管上的圖象的水平幅度波動而變寬。隨後，相對於+B電壓的負載增大。其結果，+B電壓的電壓值E0傾向于波動，從而變小。
在此方面，這種電壓波動被從包括電阻117和118的電壓探測部分獲得，並被一個控制電路119進行誤差放大。隨後，所產生的電壓經過用於進行恆定電壓控制系統的絕緣的光電耦合器120而被送到振蕩驅動電路104以控制和驅動切換電路部分105的頻率。而且，來自振蕩驅動電路104的與該電壓相應的驅動脈衝輸出的操作頻率被適當控制，從而變低。其結果，切換電路部分105的切換頻率fsw減小。
在此，在上述電源電路中，切換電路部分105的切換頻率fsw被設定得高於由諧振電容器106、扼流圈107、和絕緣式轉換器變壓器108的初級繞組La1構成的串聯諧振電路的諧振頻率。因此，在切換頻率fsw已經被如此控制而變低的情況下，這種切換頻率fsw趨向圖12的串聯諧振電路的諧振頻率f0。其結果，流過初級繞組La1的激勵電流增大，從而實現恆定電壓變換。
相反地，假定陰極射線管上顯示的圖象的亮度減小而使高壓負載波動減小，或者顯示在陰極射線管上的圖象的水平幅度波動而變窄。此時，+B電壓的電壓值E0波動而變大。因此，以與上述相同的方式，控制信號通過光電耦合器120而被送到振蕩驅動電路104。因而，來自振蕩驅動電路104的與該產生電壓相應的驅動脈衝輸出的操作頻率得到控制而變高。其結果，切換電路部分105的切換頻率fsw增大。
因此，在切換頻率fsw已經被控制而變高的情況下，切換頻率fsw變得與圖12的串聯諧振電路的諧振頻率f0相分離。其結果，流過轉換器變壓器108的初級繞組La1的激勵電流受到抑制，從而實現了至恆定電壓的變換。另外，此時，對於從同一轉換器變壓器108的次級繞組La3、La4和La5獲得的其他電壓(它們的電壓值是E2、E3和E4)，通過所謂的「交叉調整」，也基本上實現了至恆定電壓的變換。
進一步地，以該方式從轉換器變壓器108的次級繞組La2獲得的+B電壓通過例如一個水平幅度pin畸變校正電路121，而被提供給由水平振蕩驅動電路122、水平輸出電路123和水平偏轉軛124構成的水平偏轉電路。另外，從轉換器變壓器108的次級繞組La2獲得的+B電壓也作為由一個高壓振蕩驅動電路125、切換電路部分126、控制電路127、以及高壓變壓器128構成的高壓發生電路的電源而得到提供。
以下描述高壓發生電路。在圖9中，該高壓發生電路由單獨激勵式電流諧振式轉換器構成。且切換元件Qa3的漏極與+B電壓相連，且切換元件Qa4的源極接地，從而使構成切換電路部分126的兩個切換元件Qa3和Qa4可構成一個半橋電路。另外，在切換元件Qa3和Qa4的源極與漏極之間，分別連接了緩衝二極體Da3和Da4。
進一步地，一個諧振電容器129、扼流圈130、以及諸如回掃變壓器(FBT)的高壓變壓器128與切換元件Qa3的源極與切換元件Qa4的漏極之間的連接點相串聯。而且，具有不同極性且用於使切換元件Qa3和Qa4以半周期為單位交替處於「導通」和「關斷」的整流驅動脈衝從高壓振蕩驅動電路125被提供至這些切換元件。
即，具有上述構造的高壓發生電路的切換操作是以如下方式進行的。首先，當電源被從+B電壓經電阻131提供至高壓振蕩驅動電路125從而使+B電壓被提供至該高壓發生電路時，一個正驅動脈衝被從高壓振蕩驅動電路125提供至切換元件Qa3。因而，切換元件Qa3變為「導通」。另外，經過切換元件Qa3，一個正諧振電流被提供給諧振電容器129並提供至高壓變壓器128的初級繞組Lb0。
隨後，一個負驅動脈衝被提供給切換元件Qa3，且與此相反地，一個正驅動脈衝被提供給切換元件Qa4。因而，切換元件Qa3立即變為「關斷」且切換元件Qa4變為「導通」。因此，經過切換元件Qa4，一個負諧振電流被提供給諧振電容器129並提供至高壓變壓器128的初級繞組Lb0。通過重複進行這種操作，串行的諧振電流激勵了高壓變壓器128。因而，從高壓變壓器128的次級側上的高壓繞組Lb1至Lb9獲得了交流輸出電壓。
進一步地，通過對於正和負交流電壓進行全波整流，對於繞組Lb1至Lb9，繞組Lb6至Lb9和二極體Db6至Db9彼此串聯。而且，繞組Lb1和Lb4分別串聯有二極體Da1至Db5，從而具有與繞組Lb6至Lb9的極性相反的極性。隨後，兩組繞組彼此相連。另外，其一端開放的繞組Lb5與該連接部分相連。而且，通過等價地提供平波電容，從繞組Lb1至Lb4獲得的整流電壓和從繞組Lb6至Lb9獲得的整流電壓被串行累加。因而通過採用一個輸出電容器132而獲得了高壓輸出電壓EHT。
而且，至從高壓繞組Lb1至Lb9獲得的高壓輸出電壓EHT的恆定電壓的轉換，是以與在圖10的等價電路的情況下相同的方式進行的，例如如下。即，在此高壓發生電路中，假定f01表示由串聯諧振電路129、扼流圈130、以及高壓變壓器128的初級繞組Lb0構成的串聯諧振電路的諧振頻率，則預先進行以下設定。即，半橋轉換器構成的切換電路的切換頻率fsw1被設定為高於諧振頻率f01。
在此方面，假定顯示在例如一個陰極射線管上的圖象的亮度增大而使高壓負載發生波動而增大，高壓輸出電壓EHT發生波動而減小。這種電壓波動被由電阻133和134構成的一個電壓探測電路獲得。且通過控制電路127的操作而獲得的一個控制信號被提供給高壓振蕩驅動電路125。因而，從高壓振蕩驅動電路125與該產生的電壓相應地輸出的驅動脈衝的操作頻率得到控制而變低。其結果，假定fsw1表示切換元件Qa3和Qa4的切換頻率，這種切換頻率fsw1減小。
相反地，假定顯示在陰極射線管上的圖象的亮度減小而使高壓負載發生波動而減小，高壓輸出電壓EHT發生波動而增大。這種電壓波動被由電阻133和134構成的電壓探測電路取出。且通過控制電路127的操作而獲得的一個控制信號被提供給高壓振蕩驅動電路125。因而，從高壓振蕩驅動電路125輸出的與該所產生的電壓相應的驅動脈衝的操作頻率得到控制而變高。結果，切換元件Qa3和Qa4的切換頻率fsw1增大。
因此，在前述高壓發生電路的設定中，當顯示在陰極射線管上的圖象的亮度增大並使高壓負載增大時，高壓輸出電壓EHT發生波動而降低。因此，切換頻率fsw1得到控制而降低。然而，此時切換頻率fsw趨向於串聯諧振電路的諧振頻率f01。因此，流過初級繞組Lb0的激勵電流增大，從而實現了至恆定電壓的轉換。
相反地，當顯示在陰極射線管上的圖象的亮度減小並使得高壓負載發生波動而減小時，高壓輸出電壓EHT發生波動而增大。因此，切換頻率fsw1得到控制而增大，從而使切換頻率fsw離開串聯諧振電路的諧振頻率f01。因此，流過初級繞組Lb0的激勵電流受到抑制，從而實現了至恆定電壓的轉換。
進一步地，高壓變壓器128中除了被提供有激勵電流的初級繞組Lb0之外還設置有用於獲得電壓E1的次級繞組Lc1，該電壓E1被用作用於保護電路的探測電壓，以及用於獲得高壓輸出電壓EHT以向陰極射線管提供一個陽極電壓的高壓繞組Lb1至Lb9，作為次級繞組。且從這種高壓變壓器128的次級繞組Lc1取出的交流輸出電壓通過整流二極體Dc1而被提供給平波電容器135。因而，獲得了電壓E1，該電壓被用作用於保護電路的探測電壓。
進一步地，在圖13中，以框圖方式顯示了上述轉換設備的整個構造，該設備包括了絕緣式切換電源電路、水平偏轉電路、以及高壓發生電路。在圖13中，商業可獲得的交流電源在一種交流整流/平波電路301中得到整流。利用藉助這種整流獲得的整流電流作為充電電流，在平波電容器的兩端上獲得了整流/平波的電壓。這種整流/平波的電壓被用作操作電源。且使得一個轉換電路303用從振蕩驅動電路302獲得的驅動脈衝進行切換操作。一個轉換變壓器304因而得到激勵，且從這種轉換器變壓器304，獲得了一個輸出電壓。
利用如此獲得的輸出電壓，使水平輸出電路306利用從水平振蕩驅動電路305獲得的驅動脈衝進行切換操作。因而，一個偏轉電流被提供給一個水平偏轉軛307。與此同時，來自轉換器變壓器304的一個輸出電壓被提供給一個控制電路308，且來自該控制電路308的一個控制信號被提供給振蕩驅動電路302。這樣，來自轉換器變壓器304的輸出電壓得到了穩定。
另外，利用從轉換器變壓器304獲得的輸出電壓，一個高壓輸出電路310利用從高壓振蕩驅動電路309獲得的驅動脈衝進行切換操作。因而，一個高壓變壓器311得到激勵，以從高壓變壓器311產生一個高壓。因此，一個高壓被提供給陰極射線管312的陽極。與此同時，高壓變壓器311的輸出電壓被提供給一個控制電路313，來自該控制電路的一個控制信號被提供給高壓振蕩驅動電路309。因此，來自高壓變壓器311的輸出電壓得到了穩定。
以此方式，+B電壓和高壓以及其他的電壓得到形成。然而，在上述傳統的切換電源設備中，從經濟的觀點和能源利用效率的角度看，有需要改進的問題。即，第一個問題是在切換電路部分中的電能損失，且第二個問題是在切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率。這兩個問題將在下面得到說明。
即，作為第一個問題，這種切換電源設備具有一種電路構造，它包括具有提供多個恆定電平的輸出電壓的功能的電源電路部分。另外，該電路構造包括一種單獨高壓發生電路部分，用於獲得高度精確的高壓負載特性。因此，不可避免的是，切換電路部分形成了兩系統構造。在此，以這樣的方式分別地提供高壓發生電路，在特性上肯定是非常有利的。然而，產生了一個缺點，即電路構造變得複雜，且切換電路部分的電力損失增大。
另外，作為第二個問題，這種切換電源設備的電源電路部分中帶有一種絕緣式轉換器變壓器，用於使其與接地的地相絕緣。且它還帶有其高壓發生電路部分中的非絕緣型高壓變壓器-諸如回掃變壓器。因此，輸出轉換器變壓器不得不具有使其被雙重設置的構造。因此，在其中高電平輸出電壓利用切換裝置而取出以進行切換操作並把從可商業獲得的交流電源獲得的整流/平波的電壓用作操作電源的構造中，直流至直流的轉換效率降低。因此，這種設備在節省電力方面有問題。
本發明就是考慮到上述問題而作出的，且在上述傳統的切換電源設備中的所要解決的問題包括，第一，切換電路部分的電力損失的問題，以及第二，切換轉換器輸出變壓器部分的轉換效率的問題。
由於上述原因，在本發明中，採用了減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了控制裝置，該控制裝置使得切換輸出電路進行其切換操作的操作的電力損失能夠比較小，且它與進行其切換操作的切換輸出電路相連以進行能夠以小的電力損失進行切換頻率控制和電感控制。根據這種構造，可以提供能夠投入實用的切換電源設備。
圖1是構造圖，顯示了根據本發明的切換電源設備的第一實施例；圖2是說明其主要部分的視圖；圖3是顯示其整個構造的框圖；圖4是顯示根據本發明的切換電源設備的第二實施例的構造圖；圖5是顯示根據本發明的切換電源設備的第三實施例的構造；圖6用於說明其主要部分；圖7是顯示根據本發明的切換電源設備的第四實施例的構造圖；圖8A和8B用於說明其構造；圖9是顯示傳統切換電源設備的構造圖；圖10A至10C用於說明其操作；圖11A至11C是用於說明其的波形圖；圖12是用於說明其的特性圖；圖13是顯示該轉換設備的整個構造的框圖。
本發明的切換電源設備包括切換裝置，用於利用直流電壓作為其工作電源執行切換操作；振蕩驅動裝置，它與切換裝置相連從而使切換操作以給定的頻率進行；一個初級繞組，它在諧振狀態下受到切換裝置的切換操作的驅動；第一控制裝置，它利用從一個第一整流電路的輸出獲得的控制信號控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率，該第一整流電路與相對於該初級繞組的一個第一次級繞組相連；一個可飽和電抗器，它與相對於該初級繞組的一個第二次級繞組相連；以及，第二控制裝置，用於利用從與可飽和電抗器相連的一個第二整流電路的輸出獲得的控制信號控制可飽和電抗器的電感。
另外，本發明的切換電源設備包括切換裝置，用於利用一個直流電壓作為其工作電源執行切換操作；振蕩驅動裝置，它與該切換裝置相連從而使切換操作以給定的頻率值進行；一個第一初級繞組，它受到切換裝置的切換操作的諧振驅動，從而構成了一個第一轉換器變壓器；第一控制裝置，它利用從一個第一整流電路的輸出獲得的控制信號控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率，該第一整流電路與相對於該第一初級繞組的一個第一次級繞組相連；一個第二初級繞組，它與第一初級繞組平行設置以構成一個第二轉換器變壓器；一個可飽和電抗器，它與一個第二初級繞組串聯；以及，第二控制裝置，用於利用從一個第二整流電路的輸出獲得的一個控制信號來控制可飽和電抗器的電感，該第二整流電路與相對於第二初級繞組的一個第二次級繞組相連。
現在結合附圖描述本發明。圖1是框圖，顯示了本發明所應用於的切換電源設備的第一實施例的構造。
在圖1中，一個商業可獲得的交流電源(AC)10通過一個二極體橋整流電路11與一個平波電容器12相連。電容器12的一個負極性端接地且其正極性端通過一個電阻13與一個振蕩驅動電路14相連。同時，電容器12的正極性端通過一個切換電路部分15接地，該切換電路部分15由例如包括諸如功率MOS-FET電晶體的切換元件Q1和Q2構成的串聯電路構成。且這些切換元件Q1和Q2受到振蕩驅動電路14的驅動而變為以預定的頻率交替導通。
進一步地，這種切換電路部分15構成了一個半橋電路。電容器12的正極性端與切換元件Q1的漏極相連，且切換元件Q2的源極接地。另外，切換元件Q1和Q2分別並聯有緩衝二極體D1和D2。且切換元件Q1的源極與切換元件Q2的漏極之間的連接點通過一個諧振電容器16、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級繞組L1而接地。
其結果，一個諧振電流流入了轉換器變壓器18的初級繞組L1，該諧振電流的極性按照振蕩驅動電路14的振蕩頻率而被倒相。因而，構造了所謂的轉換器電源電路的電流諧振類型的所謂「單獨激勵類型」。如上構成的電源電路的切換操作如下。首先，在商業可獲得的交流電源10被閉合時，一個正驅動脈衝從振蕩驅動電路14被提供給切換元件Q1，因而被置於「導通」。隨後，一個正諧振電流經過切換元件Q1而被提供給諧振電容器16、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級側的初級繞組L1。
隨後，一個負驅動脈衝被提供給切換元件Q1，且與此相反地，一個正驅動脈衝被提供給切換元件Q2。因此，切換元件Q1立即被置於「關斷」且切換元件Q2被置於「導通」。其結果，一個負極性的諧振電流經過切換元件Q2被提供給諧振電容器16、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級繞組L1。這種操作被重複進行。因此，轉換器變壓器18受到串行諧振電流的激勵，從而從轉換器變壓器18的次級側上的每一個相應的繞組取出交流輸出電壓。
進一步地，使轉換器變壓器18具有一種絕緣型構造。且在其初級側，如上所述地，提供了初級繞組L1，而激勵電流被提供給該初級繞組L1。在轉換器變壓器18的次級側，提供了用於獲得主要用作水平偏轉電路的電源電壓的一個+B電壓的一個次級繞組L2、用於獲得其他電壓(電壓值E2至E4)的次級繞組L3至L5、用作次級繞組的高壓繞組L6至L14、以及用於獲得用作用於一個保護電路的探測電壓的電壓E1的一個次級繞組L15，其中在高壓繞組L6至L14中提供了整流電路以獲得用於提供陰極射線管的陽極電壓的高壓輸出電壓EHT。
在此，為了對正和負交流電壓進行全波整流，高壓繞組L6至L14的構造如下。繞組L11至L14和二極體D11至D14彼此串聯，而繞組L6至L9且二極體D6至D10彼此串聯，從而使繞組L6至L9可具有與繞組L11至L14相反的極性。隨後，兩組繞組彼此相連。另外，該連接點與一端開放的一個繞組L10相連。因而，與提供一個平波電容器等價地，從繞組L6至L9和繞組L11至L14獲得的整流電壓被串行累積，從而經過輸出電容器19而獲得了高壓輸出電壓EHT。
從這些高壓繞組獲得的高電平輸出電壓EHT至恆定電壓的轉換如下進行。假定例如商業可獲得的交流電源10的輸入電壓值減小，或者顯示在陰極射線管上的圖象的亮度增大了且高壓負載因而發生波動而增大。在此情況下，高電平輸出電壓EHT發生波動而減小。此時，這種電壓波動被一個由電阻20和21構成的電壓探測電路取出。隨後，從而一個控制電路22獲得的一個控制信號通過一個用於隔離該轉換-至-恆定電壓系統的光電耦合器23而被提供給振蕩驅動電路14。
控制是這樣進行的，即使得來自振蕩驅動電路14的驅動脈衝輸出的工作頻率可響應於該控制信號而減小。結果，在fsw2代表構成切換電路部分15的切換元件Q1、Q2的切換頻率的假定下，這種切換頻率fsw2減小。在此，在上述電路中，以下的設定被預先進行。即，由半橋式轉換器構成的切換電路部分15的切換頻率fsw2被設定為高於由諧振電容器16、扼流圈17以及轉換器變壓器18的初級繞組L1構成的串聯諧振電路的諧振頻率。
因此，在上述情況下，當顯示在陰極射線管上的圖象的亮度增大且高壓負載因而增大時，高電平輸出電壓EHT發生波動而減小。其結果，控制被這樣進行，即使得切換頻率fsw2可減小。然而，假定f02代表串聯諧振電路的諧振頻率，此時，切換頻率fsw2趨向於該諧振頻率f02。其結果，流過轉換器變壓器18的初級繞組L1的激勵電流增大，從而實現至從高壓繞組獲得的高電平輸出電壓EHT的恆定電壓的轉換。
相反地，假定商業可獲得交流輸入電壓增大了，或者顯示在陰極射線管上的圖象的亮度減小了且高壓負載因而發生了波動而減小了。在此情況下，高電平輸出電壓EHT發生波動從而增大。且由於電壓的這種波動而產生的控制信號通過如上所述的光電耦合器23而被送到振蕩驅動電路14。且控制被如此進行，即使得來自振蕩驅動電路14的驅動脈衝輸出的工作頻率能夠與波動電壓相應地增大。結果，切換元件Q1、Q2的切換頻率fsw2增大。
即，在顯示在陰極射線管上的圖象的亮度已經減小且高壓負載因而發生波動而減小的情況下，高電平輸出電壓EHT發生波動而增大。因此，控制被這樣進行，即使得切換頻率fsw2可增大，從而使切換頻率fsw2離開串聯諧振電路的諧振頻率f02。其結果，流過轉換器變壓器18的初級繞組L1的激勵電流受到抑制。因此，實現了至從高壓繞組獲得的高電平輸出電壓EHT的恆定電壓的轉換。
進一步地，整流電路(二極體)24、25、26和27與用於從它們相應的交流輸出電壓取出直流電壓的次級繞組L2、L3、L4和L5和平波電路(電容器)28、29、30和31相連。以此方式，從轉換器變壓器18的次級繞組L2、L3、L4和L5取出了變成水平偏轉電路或高壓發生電路的電源電壓的所謂+B電壓(電壓值E0)和分別用作各個信號工作電路的電源電壓的其他電壓(電壓值E2、E3和E4)。
至從轉換器變壓器18的次級繞組L2取出的+B電壓(電壓值E0)的恆定電壓的轉換的進行如下。即，一個可飽和電抗器32與轉換器變壓器18的次級繞組L2相串聯，用於進行進行恆定電壓控制的轉換。且採用了一種方法，以通過控制這種可飽和電抗器32的電感來控制從次級繞組L2取出的+B電壓。
為此，可飽和電抗器32由具有一個控制繞組NC和一個受控繞組NR的一個正交交叉式可飽和電抗器構成，如圖2所示。且可飽和電抗器32的受控繞組NR與轉換器變壓器18的次級繞組L2串聯，同時使得與通過探測+B電壓的波動而獲得的控制信號相應的一個控制電流流入控制繞組NC。因而，與次級繞組L2串聯的受控繞組NR的電感受到控制。
即，在圖1中輸出電壓E0例如增大的情況下，這種輸出電壓E0被探測電阻33、34探測到。隨後，當探測電壓進一步增大到大體一個基準電壓35時，一個倒相比較放大器36的輸出減小，從而使一個控制電晶體37的集電極電流減小。這種集電極電流被作為控制電流，從而控制著可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感。在此情況下，該集電極電流使得受控繞組NR的電感能夠增大。其結果，輸出電壓E0被這種電感控制所抑制。
相反地，在輸出電壓E0已經減小的情況下，輸出電壓E0的探測電壓減小至基準電壓35以下。因此，倒相比較放大器36的輸出增大。其結果，控制電晶體37的集電極電流增大。這種集電極電流作為控制電流從而控制著可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感。在此情況下，該集電極電流使得受控繞組NR的電感可減小。因此，輸出電壓E0通過這種電感控制而被增大。因此，實現了至從次級繞組L2取出的+B電壓的恆定電壓的轉換。
以此方式，至高電平輸出電壓EHT和+B電壓(電壓值E0)的轉換得到進行。另外，此時，從轉換器變壓器18的次級繞組L3、L4、和L5取出的其他電壓(電壓值E2、E3和E4)也類似地基本上受到通過所謂「交叉調整」至恆定電壓的轉換。進一步地，從轉換器變壓器18的次級繞組L15取出的交流輸出電壓通過整流二極體D15被提供給平波電容器38。因而，被用作用於保護電路的探測電壓的電壓E1被取出。
進一步地，在圖3中，以框圖的形式顯示了包括上述絕緣式切換電源電路、水平偏轉電路和高壓發生電路的整個切換電源設備的構造。在圖3中，通過用一種交流整流/平波電路401對商業可獲得交流電源進行整流而獲得一個整流電流。利用該整流電流作為充電電流，在平波電容器上獲得一個整流和平波的電壓。利用該整流和平波的電壓作為工作電源，並利用從一個振蕩驅動電路402獲得的一個驅動脈衝，一個轉換器電路403進行其切換操作，從而激勵一個轉換器變壓器404。
其結果，從轉換器變壓器404取出了高電平輸出電壓EHT、+B電壓和其他輸出電壓。且從轉換器變壓器404產生的高壓被提供給陰極射線管405的陽極和控制電路406。因此，來自該控制電路406的一個控制信號被提供給振蕩驅動電路402，從而使來自轉換器變壓器404的高電平輸出電壓EHT得到穩定。
進一步地，來自轉換器變壓器404的輸出電壓被提供給包括上述可飽和電抗器32的一個控制電路407，從而使來自該控制電路407的控制信號被提供給轉換器變壓器404。因此，來自它的輸出電壓得到穩定。利用如此得到穩定的輸出電壓，並利用從水平振蕩驅動電路408獲得的驅動脈衝，一個水平輸出電路409進行其切換操作。其結果，一個偏轉電流被提供給一個水平偏轉軛410。
因此，在這種切換電源設備中，採用了用於減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了使切換輸出電路進行其切換以便以小的電力損失進行工作的控制裝置，且該控制裝置與進行其切換操作的切換輸出電路相連，從而進行能夠以小的電力損失進行的切換頻率控制和電感控制。根據這種構造，可以提供一種能夠被投入實際使用的切換電源設備。
其結果，傳統的切換電源設備的第一個缺點是切換電路部分中的電力損失的問題，且其第二個缺點是切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率的問題，而本發明能夠方便地解決這些問題。
以下結合圖4描述本發明的第二實施例。應該注意的是，在此第二實施例中，轉換器變壓器由多個絕緣式轉換器變壓器構成。
即在圖4中，轉換器變壓器18a、18b各自構成了圖1中顯示的上述轉換器變壓器18的一部分。且第一轉換器變壓器18a由提供有激勵電流的一個初級繞組L1a、作為次級繞組並用於獲得提供給例如陰極射線管的陽極的高電平輸出電壓EHT的高壓繞組L6至L14、以及用於獲得被用作用於保護電路的一個探測電壓的電壓E1的次級繞組L15構成。
另外，第二轉換器變壓器18b由以下部分構成一個初級繞組L1b，它被提供有激勵電流；以及一個次級繞組L2、L3、L4和L5，它們主要用於獲得被用作水平偏轉電路的電源電壓的一個+B電壓(電壓值E0)和其他電壓(電壓值E2、E3和E4)。在此實施例中，用於進行其至恆定電壓轉換控制的一個可飽和電抗器32與第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b串聯。其餘部分的構造如圖1中的情況，且與圖1中的相同的部分用相同的標號表示。
且在圖4中，諧振電容器16的一端與切換元件Q1的源極與切換元件Q2的漏極之間的連接點串聯，從而使構成切換電路部分15的兩個切換元件Q1和Q2可構成半橋電路。該諧振電容器16的另一端經過扼流圈17而與第一轉換器變壓器18a的初級繞組L1a的一端相連，且初級繞組L1a的另一端與地相連。
另外，諧振電容器16的另一端與可飽和電抗器32相連，而可飽和電抗器32與第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b的一端相連，且初級繞組L1b的另一端接地。其結果，扼流圈17和第一轉換器變壓器18a的初級繞組L1a以及可飽和電抗器32和第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b形成了一個並聯電路。
在此，如上構造的電源電路的切換操作進行如下。首先，在商業可獲得的交流電源10閉合時，一個正驅動脈衝從振蕩驅動電路14被提供給切換元件Q1，從而使該切換元件Q1變成「導通」。因此，一個正極性的諧振電流經過切換元件Q1被提供給諧振電容器16和第一和第二轉換器變壓器18a和18b的初級繞組L1a和L1b，該諧振電流對應於形成該串聯諧振電路的複合電感的電感值。
隨後，一個負驅動脈衝和一個正驅動脈衝分別被提供給切換元件Q1和切換元件Q2。因此，切換元件Q1被置於「關斷」且切換元件Q2被置於「導通」。結果，與上述操作相反地，一個負極性的諧振電流經過切換元件Q2被提供給諧振電容器16和第一和第二轉換器變壓器18a和18b的初級繞組L1a和L1b。通過重複進行這種操作，輸出變壓器通過正/負極性的諧振電流而受到激勵。因此，從第一和第二轉換器變壓器18a和18b的次級繞組取出了交流輸出電壓。
且在此設備中，至從第一轉換器變壓器18a的次級繞組L6至L14取出的高電平輸出電壓EHT的恆定電壓的轉換的進行如下。假定例如商業可獲得交流電壓10減小了，或者顯示在陰極射線管上的圖象的亮度增大了，且高壓負載因而波動而增大了。在此情況下，高電平輸出電壓EHT發生波動而減小。
此時，這種電壓波動被電阻20和21構成的一個電壓探測電路取出。隨後，從控制電路22獲得的控制信號通過用於隔離恆定電壓轉換控制系統的光電耦合器23而被提供給振蕩驅動電路14。控制是這樣進行的，即使得來自振蕩驅動電路14的驅動脈衝輸出的工作頻率能夠與這種電壓相應地減小。結果，在fsw3表示切換元件Q1、Q2的切換頻率的假定下，這種切換頻率fsw3減小了。
相反地，假定商業可獲得交流輸入電壓10增大了，或者顯示在陰極射線管上的圖象的亮度減小了且高壓負載因而發生了波動而減小了。在此情況下，高電平輸出電壓EHT發生波動從而增大。且在前述狀態下，這種電壓波動通過光電耦合器23而被提供給振蕩驅動電路14。且控制被如此進行，即使得從振蕩驅動電路14輸出的驅動脈衝的工作頻率能夠與該電壓相應地增大。結果，切換元件Q1、Q2的切換頻率fsw3增大。
在此，在上述電源電路中，預先進行了以下的設定。即，由半橋型轉換器構成的切換電路部分15的切換頻率fsw3始終被置於高於由諧振電容器16、扼流圈17和第一轉換器變壓器18a的初級繞組L1a構成的諧振電路、可飽和電抗器32、以及第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b的諧振頻率f03。
因此，在此電路中，當顯示在陰極射線管上的圖象的亮度增大且高壓負載因而發生波動而增大時，高電平輸出電壓EHT發生波動而減小。結果，控制被如此進行，即使得切換頻率fsw3可減小。結果，切換頻率fsw3趨向於串聯諧振電路的諧振頻率f03。結果，流過初級繞組L1a的激勵電流增大，從而實現了至恆定電壓的轉換。
相反地，假定顯示在陰極射線管上的圖象的亮度減小了且高壓負載因而發生波動而減小。此時，高電平輸出電壓EHT發生波動而增大。因此，控制被如此進行，即使得切換頻率fsw3可增大，從而使切換頻率fsw3離開串聯諧振電路的諧振頻率f03。結果，流過初級繞組L1a的激勵電流受到抑制，從而實現了至恆定電壓的轉換。
與此相反地，從第二轉換器變壓器18b的次級繞組L2取出的輸出電壓E0至恆定電壓的轉換的進行如下。即，第二轉換器變壓器18b包括初級繞組L1b，它被提供有激勵電流、次級繞組L2，用於獲得被用作例如水平偏轉電路的電源電壓的+B電壓；以及，次級繞組L3、L4和L5，用於獲得其他的電壓。另一方面，用於進行其至恆定電壓轉換控制的可飽和電抗器32與第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b相連。
在此，可飽和電抗器32由控制繞組NC和受控繞組NR構成。可飽和電抗器32以這樣的隔離形式構成，即其中控制繞組NC處於距受控繞組NR足夠的空間距離。且這種受控繞組NR與第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b串聯。與該控制信號相應並取決於從次級繞組L2取出的輸出電壓E0的波動的控制電流流入控制繞組NC。其結果，受控繞組NR的電感受到控制。
而且，在此設備中，從次級繞組L2取出的輸出電壓E通過進行以下的操作而受到至恆定電壓的轉換。即，在輸出電壓E例如已經增大的情況下，這種輸出電壓E0被探測電阻33、34所探測。隨後，當探測的電壓增大至超過基準電壓35時，倒相比較放大器36的輸出減小，從而使控制電晶體37的集電極電流減小。這種集電極電流被用作控制電流，從而控制可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感。在此情況下，該集電極電流使得受控繞組NR的電感能夠被增大。
結果，通過這種電感控制，流過第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b的激勵電流受到抑制。因而，輸出電壓E0被轉換成恆定電壓。即，在此情況下，當輸出電壓E增大時，倒相比較放大器36的輸出減小，從而使控制電晶體37的集電極電流減小。因此，可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感增大。結果，流過第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b的激勵電流，通過這種電感控制，而受到抑制。因此，輸出電壓E0被轉換成恆定電壓。
相反地，在輸出電壓E0減小了的情況下，電阻33、34探測到的探測電壓減小至低於基準電壓35。因此，倒相比較放大器36的輸出增大。其結果，控制電晶體37的集電極電流增大。此時，該集電極電流對可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感進行控制，從而減小該電感。其結果，流過第二轉換器變壓器18b的初級繞組L1b的激勵電流通過這種電感控制而被增大。因此，實現了輸出電壓E0至恆定電壓的轉換。應該注意的是，其餘的操作的進行方式與上述第一實施例中的相同。
因此，在此設備中，至採用了用於減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了使切換輸出電路以小的電力損失進行其切換操作的控制裝置，且該控制裝置與該切換輸出電路相連以進行其切換操作從而進行能夠進行電力損失小的切換頻率控制和電感控制。根據這種構造，可以提供一種能夠被投入實用的切換電源設備。
其結果，傳統的切換電源設備的第一個缺點是切換電路部分中的電力損失的問題，且其第二個缺點是切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率的問題，而本發明能夠方便地解決這些問題。
以下結合圖5描述本發明的第三實施例。應該注意的是，在此實施例中，振蕩驅動電路部分具有自激式構造。
即，在圖5中，切換電路部分15利用例如電晶體Qx1和Qx2的雙極電晶體設置而構成。諧振電容器16與電晶體Qx1的發射極和電晶體Qx2的集電極之間的連接點相連。進一步地，將要在後面描述的驅動變壓器40的激勵繞組ND、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級繞組L1彼此串聯。因此，形成了具有半橋式串聯諧振電路的自激式電流諧振轉換器。
另一方面，在此實施例中，提供了驅動變壓器40，用於驅動構成切換電路部分15的雙極電晶體Qx1和Qx2。在此，在驅動變壓器40中，採用了例如一種正交-交叉式可飽和電抗器，該可飽和電抗器如例如圖6所示地由驅動繞組NB1、NB2和激勵繞組ND以及進行這些繞組的電感控制的控制繞組NC構成，且這些繞組被卷繞在該正交-交叉式可飽和電抗器周圍。應該注意的是，這種驅動變壓器40不限於這種正交-交叉式可飽和電抗器，而是可以由例如所謂的EI式構成。
一個電阻41和一個諧振電容器42與驅動變壓器40的一個驅動繞組NB1的一端相連，從而形成一個串聯諧振電路。且驅動變壓器40通過這種串聯諧振電路與構成切換電路部分15的電晶體Qx1的基極相連。另外，驅動繞組NB1的另一端與電晶體Qx1的發射極相連。進一步地，在電晶體Qx的基極與發射極之間，提供了用作緩衝的二極體43。
而且，驅動變壓器40的另一驅動繞組NB2的極性與驅動繞組NB1的相反。一個電阻44和一個諧振電容器45與該驅動繞組NB2的一端相連，從而形成一個串聯諧振電路。且通過這種串聯諧振電路，這種驅動繞組NB2的一端與構成切換電路部分15的電晶體Qx2的基極相連。另一端與地相連。進一步地，在電晶體Qx2的基極與發射極之間，提供了一個用作緩衝器的二極體46。
其結果，根據驅動變壓器40的驅動繞組NB1、NB2的輸出，構成切換電路部分15的電晶體Qx1、Qx2受到驅動。藉助後面描述的、用於驅動受到可變控制的電晶體Qx1和Qx2的切換頻率fsw4，通過後級的倒相變壓器18而獲得的輸出電壓受到恆定電壓轉換控制。即，構成了一種自激式頻率控制電路，從而進行這種恆定電壓轉換控制。
此時，根據上述構造的電流諧振式電源電路的切換操作以如下方式進行。首先，在商業可獲得交流電源10閉合時，一個啟動電流通過一個電阻47被提供給電晶體Qx1的基極，以實現啟動。在此假定電晶體Qx1已經變為「導通」。隨後，利用來自電容器12的整流輸出電壓作為直流電源，通過電晶體Qx1，一個正極性的諧振電流流過諧振電容器16、驅動繞組ND、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級繞組L1。
進一步地，當這種諧振電流變為零時，在驅動變壓器40的驅動繞組NB2中產生一個正脈衝，從而使電晶體Qx2處於「導通」。相反地，在驅動變壓器40的驅動繞組NB1中產生一個負脈衝，從而使電晶體Qx1處於「關斷」。結果，電晶體Qx1立即變為「關斷」且電晶體Qx2成為「導通」。其結果，通過電晶體Qx2，一個負極性的諧振電流流過諧振電容器16、驅動繞組ND、扼流圈17、以及轉換器變壓器18的初級繞組L1。
以此方式，構成切換電路部分15的電晶體Qx1和Qx2按照切換頻率fsw4重複地交替變為「導通」和「關斷」。因此，正/負極性的激勵電流被提供給轉換器變壓器18的初級繞組L1。其結果，從轉換器變壓器18的次級側繞組取出了所希望的交流輸出。
在此，轉換器變壓器18由提供有上述激勵電流的初級繞組L1、用於獲得高電平輸出電壓的次級繞組L20、以及用於獲得其他電壓的次級繞組L2至L5和次級繞組L15構成。可飽和電抗器32與次級繞組L2相連，該可飽和電抗器32被用作進行與如上所述的相同的+B電壓E0的恆定電壓轉換控制的裝置。另外，一個諸如Cockcroft-Walton電路的多倍電壓增大整流電路與次級繞組L20相連，該整流電路由二極體D21至D28和平波電容器C21至C28構成。進行了相應的構造以獲得高電平輸出電壓EHT。
且在此設備中，高電平輸出電壓EHT的恆定電壓轉換控制是以如下方式進行的。即，假定例如已經從由次級繞組L20、二極體D21至D28、以及平波電容器C21至C28構成的8倍電壓增大Cockcroft-Walton電路取出的高電平輸出電壓EHT發生波動而增大。此時，這種電壓波動被由電阻20和21構成的電壓探測電路所探測。隨後，轉換器變壓器48的集電極電流受到控制從而通過從控制電路22獲得的控制信號而增大。
在此，上述驅動變壓器40的控制繞組NC的一端與電晶體48的集電極相連，而其另一端與一個電壓源49相連。因此，這種集電極電流起著控制電流的作用，從而控制流過由可飽和電抗器構成的驅動變壓器40的控制繞組NC的電流，從而使這種控制電流增大。因此，驅動變壓器40趨向飽和，因而造成驅動繞組NB1和NB2的電感的減小。結果，自激式振蕩電路的振蕩頻率變高，從而使切換頻率fsw4得到控制而增大。
另一方面，假定f04表示上述諧振電容器16、扼流圈17、和轉換器變壓器18的初級繞組L1形成的諧振頻率，由於切換頻率fsw4被置於比在上述電路的情況下的諧振頻率f04高的範圍中，切換頻率的增大造成切換頻率離開切換頻率fsw4。因此，提供給初級繞組L1的激勵電流受到抑制。因此，實現了從次級繞組L20取出的高電平輸出電壓EHT的恆定電壓轉換。
進一步地，從轉換器變壓器18的次級繞組L2取出的輸出電壓E0的恆定電壓轉換是以如下方式進行的。可飽和電抗器32連接到次級繞組L2，以進行恆定電壓轉換控制。這種可飽和電抗器32由控制繞組NC和受控繞組NR構成。受控繞組NR與次級繞組L2串聯。在此狀態下，與該控制信號相應的控制電流與輸出電壓E0的波動相應地流入控制繞組NC。因此，受控繞組NR的電感受到控制。
即，假定輸出電壓E0已經由於該輸出電壓E0的負載條件的改變等而發生波動而增大。此時，如上所述，流入控制繞組NC的控制電流受到控制，從而通過與該電壓的波動相應的控制信號而減小。結果，該控制電流使得可飽和電抗器32的受控繞組NR的電感可以增大。因此，流過轉換器變壓器18的初級繞組L2的激勵電流通過該電感的控制而受到抑制，從而實現恆定電壓轉換。應該注意的是，其餘的操作進行的方式與在上述第一實施例中的相同。
因此，在此設備中，也採用了減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了使切換輸出電路以小的電力損失進行其切換操作的控制裝置，且該控制裝置與進行上述切換操作的切換輸出電路相連從而以小的電力損失進行切換頻率控制和電感控制。根據這種構造，可以提供一種能夠被投入實際使用的切換電源設備。
其結果，傳統的切換電源設備的第一個缺點是切換電路部分中的電力損失的問題，且其第二個缺點是切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率的問題，而本發明能夠方便地解決這些問題。
以下結合圖7描述本發明的第四實施例。應該注意的是，在此實施例中構造了一種並聯諧振電路，從而利用電壓諧振式切換轉換器電路實現了與在上述各個實施例中進行的操作等價的電路操作。
即，在圖7中，切換電路部分15利用單件的切換元件構成。且一個諧振電容器51和一個緩衝二極體52被並聯至切換電路部分15的切換元件。商業可獲得的交流電源10的整流輸出電壓通過扼流圈17被提供給轉換器變壓器18的初級繞組L1的一端。轉換器變壓器18的初級繞組L1的另一端與切換電路部分15的切換元件的集電極相連。
進一步地，通過電阻13，一個電源電壓被提供給振蕩驅動電路14，且從振蕩驅動電路14，一個驅動脈衝被提供給切換電路部分15的切換元件的基極。提供這種驅動脈衝，進行了切換電路部分15的切換元件的「導通」/「關斷」控制，從而在切換電路部分15的切換元件的集電極中產生一個諧振電壓。同時，該諧振電流被提供給轉換器變壓器18的初級繞組L1。其餘的構造方式與圖5中的上述實施例的相同。
而且，在此設備中，輸出電壓的恆定電壓轉換控制是通過與在圖1所示的第一實施例中的相同的操作進行的。以此方式，在此第四實施例中，構成了並聯的諧振電路，從而能夠利用電壓諧振式切換轉換器電路實現與在各個上述實施例中進行的電路操作等價的電路操作。
因此，在這種切換電源設備中，也採用了用於減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了使切換輸出電路進行其切換以便以小的電力損失進行工作的控制裝置，且該控制裝置與進行其切換操作的切換輸出電路相連，從而進行能夠以小的電力損失進行的切換頻率控制電感控制。根據這種構造，可以提供一種能夠被投入實際使用的切換電源設備。
其結果，傳統的切換電源設備的第一個缺點是切換電路部分中的電力損失的問題，且其第二個缺點是切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率的問題，而本發明能夠方便地解決這些問題。
如上所述，根據上述的切換電源設備，這種設備包括用於利用一種直流電壓作為工作電源進行其切換操作的切換裝置；與該切換裝置相連從而以給定的頻率驅動切換操作的振蕩驅動裝置；一個初級繞組，它受到切換裝置的切換操作的諧振驅動；第一控制裝置，它通過利用從與相對於初級繞組設置的一個第一次級繞組相連的一個第一整流電路輸出獲得的一個控制信號，控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率；一個可飽和電抗器，它與相對於第一繞組設置的一個第二次級繞組相連；以及，第二控制裝置，它通過利用從與可飽和電抗器相連的一個第二整流電路輸出獲得的一個控制信號，控制可飽和電抗器的電感。其結果，可以提供一種切換電源設備，它能夠通過解決切換電路部分中的電力損失問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率的問題，而被投入實用。
另外，根據上述切換電源設備，這種設備包括切換裝置，用於利用一個直流電壓作為其工作電源來進行其切換操作；振蕩驅動裝置，它與該切換裝置相連，從而以一個給定的頻率值驅動切換操作；一個第一初級繞組，它受到切換裝置的切換操作的諧振驅動，從而構造了一個第一轉換器變壓器；第一控制裝置，它通過利用從與相對於第一初級繞組設置的一個第一次級繞組相連的一個第一整流電路輸出獲得的一個控制信號，控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率；一個第二初級繞組，它與第一初級繞組並聯設置，從而構成了一個第二轉換器變壓器；一個可飽和電抗器，它與第二初級繞組串聯；以及，第二控制裝置，它通過利用從與相對於第二初級繞組設置的一個第二次級繞組相連的一個第二整流電路輸出獲得的一個控制信號，控制可飽和電抗器的電感。其結果，可以提供一種切換電源設備，它能夠通過解決切換電路部分中的電力損失問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率的問題，而被投入實用。
另外，本發明不限於上述實施例的構造。諧振式轉換器的系統可具有被適當改變的構造。進一步地，高壓發生電路的高壓整流電路不限於上述實施例的構造。高壓整流電路可具有與多倍電壓增大電路相同的構造，或者可具有從由高壓變壓器的兩或多個分割的次級繞組和兩個或更多整流二極體和電容器構成的高壓整流系統的構造適當改變的構造，如圖8A或圖8B所示。
另外，根據本發明，除了這種設置，即轉換器變壓器為非隔離式，還提供了整流/平波裝置，該裝置利用通過對商業可獲得的交流電源進行整流而獲得的整流電流作為其充電電流，產生出整流和平波的電壓，即使當構成其中提供了用於從外界提供直流電壓從而提供利用這種直流電壓作為工作電源進行其切換操作的切換裝置時，也獲得了相同的效果。
如上所述，根據本發明，通過採用能夠具有高頻切換操作性能並具有使切換輸出電流的波形和切換輸出電壓的波形平波地變化的特徵的諧振式轉換器，從而使切換噪音和切換損耗的幅度減小，形成了一個轉換器輸出電路系統。利用這種轉換器輸出電路，主電壓至恆定電壓的轉換利用頻率控制裝置而進行。同時，還提供了電感控制裝置，它利用了可飽和電抗器並具有切換噪音和切換損耗幅度小的特徵。而且，利用這種電感控制裝置，實現了其他主電壓的恆定電壓轉換控制。這使得能夠通過構造大大簡化的切換電路，進行各有大的負載波動的多個輸出電壓至恆定電壓的轉換。本發明提供了在此方面非常有效的解決手段。
其結果，產生了以下的效果。即，其輸出電壓電平高且由於負載電平的波動而有大的波動的高壓發生電路和用於提供其他電壓的電源電路分別同時具有利用諧振式轉換器的頻率控制裝置和利用其中操作損失小的可飽和電抗器的控制裝置，在該諧振式轉換器中切換噪音和切換損耗的幅度小。進一步地藉助簡化的電路構造，高壓發生電路和用於提供其他電壓的電源電路在工作上得到統一。本發明因而能夠直接從電源電路部分的轉換器變壓器獲得高壓輸出。其結果，本發明具有實現直流/直流轉換的構造，這種轉換被雙重地進行以利用從轉換器變壓器獲得並受到恆定電壓轉換的電源電壓+B電壓，通過如上述地進行了一次的直流/直流轉換，來獲得一種高壓輸出。本發明因而能夠大大地改善轉換效率。
以此方式，本發明具有這樣的電源電路構造，即它包括諧振式轉換器和控制到恆定電壓可飽和電抗器，從而集成絕緣式恆定電壓電源電路和高壓發生電路。因此，本發明的切換電源設備通過高頻切換操作，有利地降低了噪音和成本，並能夠小型化和減輕重量。另外，通過簡化切換電路和變壓器的構造，本發明能夠大大地改善轉換效率，從而提供了節省產品所需的電力的優點。
進一步地，根據本發明，採用了用於減小切換電源部分的電力損失並改善轉換效率的裝置。換言之，採用了使切換輸出電路進行其切換操作的操作能夠以小的電力損失進行的控制裝置，且該控制裝置與該切換輸出電路相連以進行其切換操作，從而能夠以小的電力損失進行切換頻率控制和電感控制。因而，它有利地解決了切換電路部分中的電力損失的問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率的問題，從而提供了能夠被投入實用的切換電源設備。
另外，根據本發明，初級繞組和第一和第二次級繞組被提供在單個的轉換器變壓器中。因此，可以有利地解決切換電路部分中的電力損失的問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率的問題，從而提供了能夠被投入實用的切換電源設備。
另外，根據本發明，在振蕩驅動裝置中，提供了一種單獨激勵的頻率控制電路。因此，可以有利地解決切換電路部分中的電力損失的問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率的問題，從而提供了一種能夠被投入實用的切換電源設備。
而且，根據本發明，通過切換裝置的切換而進行的驅動通過與初級繞組串聯的諧振電容器而進行，從而使切換裝置作為電流諧振型而進行其切換操作。因此，可以有利地解決切換電路部分中的電力損失問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率問題，從而提供了能夠被投入實用的切換電源設備。
另外，根據本發明，第一整流電路由一個多倍電壓增大整流電路構成，且第一控制裝置利用從所述多倍電壓增大整流電路獲得的一個控制信號來控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率。因此，可以有利地解決切換電路部分中的電力損失問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率問題，從而提供了能夠被投入實用的切換電源設備。
另外，根據本發明，作為工作電源，採用了從一種整流/平波電源電路獲得的電源，用於利用通過對商業可獲得的交流電源進行整流而獲得的一種整流電流作為其充電電流產生一種整流和平波的電壓，和/或採用了具有從外部提供給其的直流電壓的直流電源電路。因此，可以有利地解決切換電路部分中的電力損失問題和切換轉換器輸出變壓器部分中的轉換效率問題，從而提供了能夠被投入實用的切換電源設備。
其結果，傳統的切換電源設備的第一個缺點是切換電路部分中的電力損失的問題，且其第二個缺點是切換轉換器輸出變壓器中的轉換效率的問題，而本發明能夠方便地解決這些問題。
以上結合附圖描述了本發明的最佳實施例，但應該理解的是，本發明不限於上述的實施例，且在不脫離如所附的權利要求書限定的本發明的精神和範圍的前提下，本領域的技術人員可以對本發明進行各種改變和修正。
權利要求
1．一種切換電源設備，包括切換裝置，用於利用一個直流電壓作為其工作電源進行其切換操作；振蕩驅動裝置，它與切換裝置相連，從而以給定的頻率值進行切換操作；一個初級繞組，它在一種諧振狀態下受到切換裝置的切換操作的驅動；第一控制裝置，它利用從與相對於初級繞組的一個第一次級繞組相連的一個第一整流電路的輸出獲得的控制信號，控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率；一個可飽和電抗器，它與相對於第一繞組的一個第二次級繞組相連；以及第二控制裝置，它利用從與可飽和電抗器相連的一個第二整流電路的輸出獲得的控制信號，控制可飽和電抗器的電感。
2．根據權利要求1的切換電源設備，其中初級繞組和第一和第二次級繞組被設置在一個單個的轉換器變壓器中。
3．根據權利要求1的切換電源設備，其中在振蕩驅動裝置中設置了一個單獨受到激勵的頻率控制電路。
4．根據權利要求1的切換電源設備，其中將用切換裝置的切換而進行的驅動是藉助與初級繞組串聯的諧振電容器而進行的，從而使切換裝置以電流諧振的方式進行其切換操作。
5．根據權利要求1的切換電源設備，其中第一整流電路被做成多倍電壓增大整流電路，且第一控制裝置利用從該多倍電壓增大整流電路的一個輸出獲得的一種控制信號來控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率。
6．根據權利要求1的切換電源設備，其中作為工作電源採用了從一個把通過對商業可獲得的交流電源進行整流而獲得的一種整流電流作為其充電電流以產生整流和平波的電壓的整流/平波電源電路和/或具有從外部提供的直流電壓的直流電源電路獲得的電源。
7．一種切換電源設備，包括切換裝置，用於利用一種直流電壓作為其工作電源來進行其切換操作；振蕩驅動裝置，它與該切換裝置相連，從而以給定的頻率值進行切換操作；一個第一初級繞組，它在諧振狀態下受到切換裝置的切換操作的驅動，從而構成一個第一轉換器變壓器；第一控制裝置，它通過利用從與相對於第一初級繞組的一個第一次級繞組相連的一個第一整流電路的輸出獲得的一個控制信號，控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率；一個第二初級繞組，它與第一初級繞組平行設置，從而構成了一個第二轉換器變壓器；一個可飽和電抗器，它與該第二初級繞組串聯；以及第二控制裝置，它通過利用從與相對於第二初級繞組而設置的一個第二次級繞組相連的一個第二整流電路的輸出獲得的一個控制信號，來控制可飽和電抗器的電感。
8．根據權利要求7的切換電源設備，其中在振蕩驅動裝置中設置了一個受到單獨激勵的頻率控制電路。
9．根據權利要求7的切換電源設備，其中藉助切換裝置的切換進行的驅動是利用與初級繞組串聯的諧振電容器進行的，從而使切換裝置以電流諧振的方式進行其切換操作。
10．根據權利要求7的切換電源設備，其中第一整流電路由一個多倍電壓增大整流電路構成，且第一控制裝置利用從該多倍電壓增大整流電路的一個輸出獲得的一種控制信號來控制振蕩驅動裝置的振蕩頻率。
全文摘要
一種切換電源設備,用於實現電力損耗的減小和切換電源部分的轉換效率的改善。通過對交流電源進行整流和平波而獲得的電壓被提供給一個振蕩驅動電路和一個切換電路部分。該切換電路部分的一個輸出點經過諧振電容器、扼流圈、以及絕緣式轉換器變壓器的初級繞組而接地。這種轉換器變壓器中設置了用於獲得+B電壓的次級繞組、用於獲得高電平輸出電壓的高壓繞組等。一個可飽和電抗器與次級繞組相連。
文檔編號H02M3/28GK1295376SQ00131629
公開日2001年5月16日 申請日期2000年10月20日 優先權日1999年10月21日
發明者坂本博, 巖井賢次 申請人:索尼株式會社