具有過流保護的開關模式電源的製作方法

2023-05-27 09:26:41

專利名稱：具有過流保護的開關模式電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及一個開關模式電源。
一個典型的開關模式電源(SMPS)含有一個連接到輸入電源電壓端子以用於接收輸入電源電壓的由一個電感和一個雙向可控開關組成的串聯裝置。該開關是通過由一個電晶體和一個續流二極體組成的並聯裝置組成的。一個驅動或者控制電路提供了切換脈衝以將該開關交替地切換到導通和關斷狀態，根據該開關在關斷時的周期期間所產生的諧振的整流輸出電壓，該開關的導通狀態的周期是可控的。
在一些現有技術SMPS中的調節控制電路中的調節器是相對於在一個錯誤放大器中的一個錯誤信號進行響應以當雙向開關導通時變化間隔的長度。在電感中的電流的峰值以此受到控制。以此方式，當雙向開關關斷時被升高的諧振脈衝電壓的幅值受到控制以提供輸出電壓調節。
在逐個電流脈衝控制的基礎上，該SMPS可以運行在電流模式控制中。當電流達到由一個錯誤信號建立的闕值時，流過電晶體開關的電流終止。該錯誤信號實際上控制著電感中的峰值電流，該電感連接到電晶體開關。以此方式，控制電路以前向供給的方式立即修正了輸入電壓的變化而沒有使用錯誤放大器的動態範圍。
如果超出的電流持續的時間是短的，該電晶體開關和連接於其上的變壓器的繞組可以不會通過超出電晶體開關的承受範圍的開關電流受到損壞。例如在使用在視盤機驅動器中的並且由SMPS供電的一個電機的短的啟動間隔。然而在一個錯誤的情況發生時並且額外的電流產生了延長的間隔，該電晶體開關和變壓器繞組可能受到損壞。
因此，需要保護該SMPS以抵抗產生延長的間隔的額外的電流，該電流處於一個電平上，該電平小於由電流模式控制電路建立的電流限制。以此方式，具有較低的最大電流限制的電晶體開關能夠被使用。優選的，具有較低的最大電流限制的電晶體開關是較不昂貴的。
一個實現本發明的一個方面的開關模式電源裝置含有一個輸入電源電壓的電源和耦合到輸入電源電壓的電源的一個電感。一個第一個電晶體開關耦合到該電感並且響應於一個周期的開關控制信號以在電感中產生電流脈衝，該電感被耦合到負載電路以產生電源的輸出。一個調節器響應於一個信號，在逐個電流脈衝的基礎的根據上，該信號表示了一個給出的電流脈衝以產生開關控制信號以控制以電流模式控制方式產生的電源輸出。一個過流保護電路響應於該電流脈衝，該脈衝表示了一個信號，該信號用於在過流情況發生時抑制電源的輸出。一個電流傳感器響應於該給定的電流脈衝以產生電流脈衝，該脈衝表示了一個信號，該信號通過相應的信號路徑被耦合到每一個過流保護電路和調節器。


圖1示出了實現本發明的一個方面的被調諧的SMPS，圖2a，2b和2c示出了用於解釋調諧的圖1的SMPS的波形圖。
圖1示出了實現本發明的一個方面的一個調諧的SMPS。在圖1中，作為一個電晶體開關運行的一個N型的金屬氧化物半導體(MOS)功率電晶體Tr具有一個通過變壓器T1的初級線圈L1耦合到輸入電源，即直流(DC)電壓B+的端子20上的漏極端子。在電路結構中，未示出，該變壓器能夠作為一個隔離變壓器。電壓B+例如是從一個濾波器電容中導出的，該電容耦合到一個橋式整流器，其整流了一個主電源電壓，未示出。
電晶體Tr的一個源極端子通過一個電流傳感器或者一個示範電阻R12耦合到一個接地或者共同的端子。作為一個開關運行的續流二極體D6與電晶體Tr並聯地耦合併且包含在具有電晶體Tr的相同的部分中以形成一個雙向開關22。電容C6與二極體D6並聯連接並且與繞組L1串聯以當開關22不導通時與繞組L1的電感一起形成一個諧振電路21。
變壓器T1的一個次級繞組L2耦合到峰值整流二極體D8的陽極並且耦合到大地以在濾波器電容C10中產生一個輸出電壓VOUT，該電容耦合到二極體D8的陰極。電壓VOUT耦合到負載電路，未示出。相似的，在濾波器電容C9中的輸出電壓VOUT』是由整流二極體D7改善的一個峰值整流電壓。
一個錯誤放大器23是響應於電壓VOUT和一個參考電壓VREF。一個光敏耦合器IC1含有一個發光二極體。光敏耦合器IC1的電晶體的一個發射極通過一個電阻R4耦合到負DC電壓V3。光敏耦合器IC1的電晶體的集電極耦合到電容C3。在一個未示出的電路結構中，該光敏耦合器能夠用於隔離。光敏耦合器IC1的一個錯誤的集電極電流Ie表示了一個結果，以此，電壓VOUT大於參考電壓VREF，並且因此是它們之間的差值。
一個比較器電晶體Q2具有一個基極，其通過一個電阻R11耦合到在電晶體Tr的源極端子和電流傳感器電阻R12之間的連接點。電晶體Q2將電晶體Q2的基極電壓VBQ2與電晶體Q2的發射極上升高的錯誤電壓VEQ2進行比較。電壓VBQ2含有第一部分，其正比於電晶體Tr中的源極-漏極電流ID。DC電壓V2通過電阻R6耦合到電晶體Q2的基極以提高電阻R11上的電壓VBQ2的第二部分。
DC電壓V2通過電阻R5耦合到反饋環路濾波器，其由電容C3形成以構成一個電流源，該電流源對電容C2進行充電。錯誤電流Ie耦合到電容C3以對電容C3進行放電。二極體D5耦合在電晶體Q2的發射極和大地之間。二極體D5限制了到二極體D5的前向電壓VEQ2並且限制了在電晶體Tr中的最大電流。
電晶體Q2的集電極耦合到電晶體Q1的基極，並且電晶體Q1的集電極耦合到電晶體Q2的基極以形成一個再生的開關31。電晶體Tr的控制電壓VG在電晶體Q1的發射極上進行升高以形成再生的開關31的輸出端並且通過電阻R10耦合到電晶體Tr的柵極。
變壓器T1的次級繞組L3通過電阻R9進行耦合以產生一個交流(AC)電壓V1。電壓V1通過到電晶體Q1的發射極的電容C4和電阻R8進行交流耦合以產生電晶體Tr的驅動電壓VG。AC耦合的電壓V1通過集電極電阻R7耦合到電晶體Q2的集電極和電晶體Q1的基極。電壓V1通過二極體D2進行整流以產生電壓V3並且通過二極體D3產生電壓V2。
耦合在電壓源B+和電容C4的遠離繞組L3的一個端子30之間的電阻R3在接通或者啟動時對電容C4進行充電。當電晶體Tr上的柵極的電壓VG超過MOS電晶體Tr的一個闕值電壓時，電晶體Tr導通，引起電晶體Tr的漏極電壓VD下降。結果，電壓V1變成負的並且加強了電壓VG以負反饋方式保持電晶體Tr完全導通。
附圖2a-2c示出了用於解釋圖1的調諧的SMPS100的工作的波形圖。在圖1和圖2a-2c中的相似的標誌和數字表示了相同的部分或者功能。
在圖2c的給定期間T的間隔t0-t1中，圖1的導通的電晶體Tr的電流ID是上傾斜的，因此在繞組L1中的電流IL1的相應的非諧振的電流脈衝部分是上傾斜的並且在變壓器T1的繞組L1的電感中存儲了電磁能量。在圖2c的時刻t1，含有從電阻R12的電壓導出的上傾斜部分的圖1的電壓VBQ2超出了由電壓VEQ2確定的並且導通了電晶體Q2的再生的開關31的觸發電平。電流在電晶體Q1的基極中流動並且再生的開關31在電晶體Tr的柵極上存在低阻抗。因此，圖2a的柵極電壓VG幾乎減小到零並且關斷了圖1中的電晶體Tr。當電晶體Tr關斷時，圖2b的漏極電壓VD升高並且導致從繞組L3耦合的圖1的電壓V1下降。存儲在電容CG中的電荷保持了鎖存模式工作直到圖2a的時刻t2。
當電壓VG小於用於保持在圖1的電晶體Q1足夠的集電極電流時，在電晶體Q2上的基極上的前嚮導通停止，因此在再生的開關31中的鎖存工作模式變為不可能。之後，連續下降的電壓V1導致圖2a的電壓VG的負部分40以保持圖1的電晶體Tr的關斷。
當電晶體Tr關斷時，漏極電壓VD如圖2b中的間隔t1-t2所示的上升。圖1中的電容C6限制了電壓VD的上升率，以致於在電壓VD在零電壓之上升高時電晶體Tr完全地不導通。因此，開關損耗和噪聲被有利的減少。當圖1的電晶體Tr關斷時，在圖2b的間隔t1-t3之間，含有電容C6和繞組L1的諧振電路開始諧振。電容C6限制了電壓VD的幅值。因此，優選的，沒有緩衝二極體和電阻是必需的以致於效率被提高並且開關噪聲降低。
在圖2b的時刻t3之前的電壓VD的下降使圖1的電壓V1變為正電壓。在圖2b的時刻t3，電壓VD接近於零電壓並且稍微為負，使圖1中的緩衝二極體D6導通並且將圖2b的電壓VD箝位在大約為零。因此，圖1的諧振電路21示出了諧振的半周。在圖2b的時刻t3，圖2a的電壓VD上升更為正的，這是因為在圖1中的電壓V1的極性的改變。
優選的，當電壓VD大約為零時，電晶體Tr的下面的導通通過一個延遲時間被延遲直到圖2b的時刻t3，該延遲時間由電阻R8和柵極電容CG的諧振時間所確定。因此，產生了最小的開關損耗並且開關噪聲被減小。
電壓VOUT的負反饋調節通過在濾波電容C3中的變化的電壓VEQ2實現，當電壓VOUT大於電壓VREF時，電流Ie對電容C3減小放電並且減小了電壓VEQ2。因此，比較器電晶體Q2的闕值電平下降。因此，電晶體Tr中的電流ID的幅值和傳輸到負載電路的功率減小，未示出。另外，當電壓VOUT小於電壓VREF時，電流Ie為零並且電阻R5中的電流升高了電壓VEQ2。因此，電晶體Tr中的電流ID的幅值和傳輸到負載電路的功率升高，未示出。因此，含有再生的開關31的電晶體Q3控制電路根據電壓VEQ2提供了在電晶體Q3中的電流ID的周期調節。
調諧的SMPS100在逐個電流脈衝控制的基礎上工作在電流模式控制上。在圖2c的間隔t0-t1期間的電流ID的電流脈衝在圖1電晶體Tr中流動，當它達到由電壓VEQ2確定的並且由形成錯誤信號的錯誤電流Ie建立的圖1的電晶體Q2的闕值電平時，該電流結束在圖2c的時刻t1。該錯誤信號實際控制了在繞組L1的電感中流動的電流ID的電流脈衝的峰值電流。有利的，該控制電路以正反饋的方式立即修正了電壓B+輸入電壓的變化而沒有使用錯誤放大器23的動態範圍。以此方式，得到了電流模式調節和調諧的SMPS的優點。
實現本發明特徵的過電流保護電路200含有一個整流器200a。整流器200a含有一個與整流二極體D19串聯的電阻R18，該二極體耦合在一個節點，其中電壓VR12被升高，和一個積分器電容C11之間。電阻R19與電容C11並聯以提供一個對存儲在電容C11中的電荷的放電路徑。電容C11中的電壓通過一個基極電流限制電阻R20耦合到電晶體Q6的一個基極。電晶體Q6耦合到一個電晶體Q5以形成一個R-S觸發器或者鎖存器200b。電晶體Q5的發射極耦合到電晶體Q1的基極以當電晶體Q5導通時以到不工作的電晶體Q3的方式導通電晶體Q1。
電阻R18和積分電容C11的時間常數確定了電阻R12上的電壓VR12的長時間的峰值。當超出的負載電流在電晶體Q3中產生超出的電流ID時，在足夠長的間隔內，例如幾百微秒，當電容C11中的電壓變為足夠高以導通電晶體Q6，一個重複的動作使電晶體Q5導通時，電容C11以一個到下一個電流ID的循環的方式持續地上升。結果是鎖存器200b作為一個用於切斷從電晶體Q3的柵極的驅動電壓VG的導通開關開始操作。結果，電壓源停止了振蕩並且停止提供功率到負載。
根據本發明的特徵，當過流條件持續超過為了電晶體Q3的安全操作所要求的更長的時間時，例如超過幾百微秒，過流保護電路200關斷了電晶體Q3。相反，當過流條件持續只有更短的時間時，電晶體Q3的操作沒有受到幹擾。
有利的，在一個短的時間間隔內電流ID的峰值電平在間隔的長度相對短的情況下超過了一個預定的安全的值，在該間隔內電流ID是高的。電路200建立了短時間的間隔的長度和電流ID的預定的長時間的安全值。有利的，電晶體Q3的所需要的最大電流承受範圍能夠被放寬，因為當超過的電流的周期是短的時，電晶體Q3可以不受到超過承受範圍的電流ID的損害。例如，使用在視盤驅動器並且由SMPS100供電的電機的短的啟動間隔。然而，當錯誤的條件發生並且潛在的損害的過流持續長時間的間隔時，電晶體Q3相對於這樣的過流條件被保護。
跟隨電源被斷開，電容C11連續地下降。當在電晶體Q5和Q6中的電流低於保持鎖存條件的電平時，導通停止並且電源開始正常的啟動。當異常高的負載出現時該導通和關斷的周期出現相同的時間。電阻R19提供了用於電容C11的放電路徑以允許提供正常的峰值負載電流而不會導致鎖存器200b的導通。
如上所述，DC電壓V2通過電阻R6耦合到電晶體Q2的基極以提高在電阻R11上的第二部分的電壓VBQ2。在圖2c的間隔t0-t1期間，圖1的電壓V2等於電壓B+乘以變壓器T1的繞組L3和L1的導通率。
電晶體Q2的闕值根據電壓V2進行變化，並且因此根據電壓B+進行變化。因此電流ID的峰值也根據電壓B+變化。有利的，該特徵用於保持SMPS100的恆定的功率傳輸容量，以致於超過的過流不能夠在高的AC主電源電壓下進行傳輸，未示出。
根據本發明的其他特徵，電壓VR12被耦合到周期調節器的比較器電晶體Q2的每一個並且通過不包括電晶體Q3的信號路徑耦合到過流保護電路200a。有利的，通過使用電流傳感器電阻R12來產生對於周期調節器和過流保護電路200a所共用的電壓VR12，該電路被簡化。
權利要求
1.一個開關模式電源裝置，含有一個輸入電源電壓(RAW B+)的電源；一個耦合到所述的輸入電源電壓的所述的電源的電感(L1)；一個第一個電晶體開關(Q3)，耦合到所述的電感並且響應於一個周期的開關控制信號(VG)以在所述的電感中產生電流脈衝(IL1)，該電感耦合到一個負載電路以產生所述的電源的輸出(VR12)；一個調節器(Q2)，響應於一個表示給定的電流脈衝的信號(VR12)以產生所述的開關控制信號在逐個電流脈衝的基礎上以電流模式控制的方式控制所述的電源輸出端；一個過流保護電路(200)，響應於所述的電流脈衝，當過流條件發生時，該脈衝表示了用於終止所述的電源輸出的信號；和一個電流傳感器(R12)，響應於所述的給定的電流脈衝以產生表示信號的所述的電流脈衝，該信號通過相應的信號路徑(通過R11，通過R18)被耦合到每一個所述的過流保護電路和所述的調節器。
2.如權利要求1的裝置，其中，每一個所述的信號路徑(通過R11，通過R18)不含有所述的第一個電晶體開關(Q3)。
3.如權利要求1的裝置，其中，所述的過流保護電路(200)含有一個響應於表示信號(VR12)的所述的電流脈衝的一個整流器(D19)並且被耦合到一個濾波電容(C11)以產生一個傾斜的電容電壓，當每一個電流脈衝產生時，該電壓以根據與所述的電容相聯繫的時間常數(R18，C11)所確定的傾斜率進行傾斜，和一個檢測器(Q6)，當所述的傾斜電容電壓達到一個與所述的過流條件相聯繫的闕值電平時，該檢測器用於檢測。
4.如權利要求3的裝置，其中，所述的電容(C11)耦合到一個再生的開關(Q5，Q6)，其耦合到所述的第一電晶體開關的控制端(柵極)以當所述的電容電壓達到所述的再生的開關的觸發電平時斷開所述的第一電晶體開關(Q3)。
5.如權利要求1的裝置，其中，當所述的過流條件持續一個間隔，該間隔遠遠大於所述的給定的電流脈衝(IL1)的周期時，所述的過流保護電路(200)斷開了電源的輸出。
6.如權利要求1的裝置另外含有一個耦合到所述的電感(L1)以形成一個調諧的諧振電路(21)的電容(C6)，其中當所述的第一電晶體開關導通時，所述的開關控制信號以一種方式產生以在所述的第一電晶體開關(Q3)的一對主電流導通端子(源極-漏極)之間保持一基本上的零電壓。
7.如權利要求6的裝置，其中，所述的第一電晶體開關的一個給定的切換周期，在所述的諧振電路(21)中改進的一個諧振脈衝(VD)在所述的諧振電路中形成了諧振的一個半周期。
8.如權利要求6的裝置另外含有一個第二開關(D6)耦合到所述的第一電晶體開關(Q3)以在所述的主電流導通端子(源極-漏極)之間提供一個低阻抗，以當所述的第一電晶體開關導通時在所述的第一電晶體開關的所述的主電流導通端子之間保持基本為零的電壓。
9.如權利要求8的裝置，其中，所述的第二開關(D6)含有一個緩衝二極體，其與所述的第一電晶體開關(Q3)並聯。
10.如權利要求1的裝置，另外含有一個第二信號(23)的源用於根據所述的第二信號控制所述的電源的所述的輸出(VOUT)，其中所述的電流傳感器(R12)含有一個電阻，其與所述的第一電晶體開關(Q3)串聯連接以產生一個傾斜的電壓(VR12)，當所述的給定的電流脈衝超過由所述的第二信號所確定的一個闕值電平時，該傾斜的電壓表示了所述的電流脈衝(IL1)的傾斜的部分並且耦合到所述的調節器(Q2)以使所述的開關控制信號(VG)的狀態在所述的給定的電流脈衝的所述的傾斜期間進行改變。
11.一個開關模式電源裝置，含有一個輸入電源電壓(RAW B+)的電源；一個耦合到所述的輸入電源電壓的所述的電源的電感(L1)；一個第一個電晶體開關(Q3)，耦合到所述的電感並且響應於一個周期的開關控制信號(VG)以在所述的電感中產生電流脈衝(I L1)，該電感耦合到一個負載電路以產生所述的電源的輸出(VR12)；一個調節器(Q2)，響應於一個給定的電流脈衝以產生所述的開關控制信號以電流模式控制的方式在逐個電流脈衝的基礎上控制所述的給定的電流脈衝，以傾斜的方式變化的並且被耦合到第一再生的開關(Q1，Q2)的所述的電流脈衝被耦合到所述的電晶體開關的所述的控制端以當所述的第一再生的開關的闕值電平被超過時在所述的電流脈衝的每一個周期中斷開所述的電晶體開關；和一個過流保護電路(200)，響應於所述的電流脈衝，並且含有一個第二再生的開關(Q5，Q6)用於當過流條件產生時斷開所述的電晶體開關，當所述的電流脈衝的幅值超過第一值並且持續的時間超過第一間隔，該間隔遠遠大於所述的給定的電流脈衝的周期時，該過流條件產生，當所述的電流脈衝的所述的幅值在比所述的第一間隔更短的間隔期間內超過所述的第一值時，所述的電晶體開關的操作沒有受到幹擾。
全文摘要
在一個開關模式電源中在電晶體開關的導通間隔和關斷間隔期間在電晶體開關(Q3)上保持零電壓。該調諧的開關模式電源在逐個的電流脈衝控制的基礎上以電流模式控制的方式進行工作。當過流的條件持續的時間長於第一間隔時,而第一間隔遠遠大於在電晶體開關中的一個給定的電流脈衝的期間,則過電流保護電路(200)斷開該電晶體開關。當過電流的條件持續的時間短於第一間隔時,該電晶體的工作沒有受到幹擾。
文檔編號H02M1/32GK1269064SQ98804270
公開日2000年10月4日 申請日期1998年4月1日 優先權日1997年4月16日
發明者W·V·菲茨格拉爾德 申請人:湯姆森消費電子有限公司