利用復指數調製濾波器組的混疊減小的製作方法

2023-06-10 04:31:21 1

專利名稱：利用復指數調製濾波器組的混疊減小的製作方法
技術領域：
本發明涉及二次抽樣數字濾波器組領域，並提供一種用於大大減小從修正，例如量化或衰減，數字濾波器組的頻譜係數或子帶信號出現的損失的方法和裝置。本發明可應用於數字均衡器〔「高效20頻帶數字音頻均衡器」A.J.S.Ferreira，J.M.N.Viera，AES preprint，98thConvention 1995 February 25-28 Paris，N.Y.，USA〕，自適應濾波器〔「具有臨界抽樣的子帶自適應濾波分析、實驗和應用於回聲消除」A.Gilloire，M.Vetterli，IEEE Transactions on Signal Processing，vol.40，no.8，August，1992〕，多頻帶信號壓擴器，以及使用高頻再現(HFR)的音頻編碼系統，在這些系統中數字濾波器組用於頻譜包絡的自適應調整，如頻譜帶複製(SBR)系統〔WO 98/57436〕。
背景技術：
數字濾波器組是兩個或多個並行數字濾波器的集合。分析濾波器組將輸入信號分割為多個獨立信號，稱為子帶信號(或頻譜係數)。當每個單位時間子帶的抽樣總數與輸入信號的抽樣總數相同時，濾波器組被臨界抽樣(或最高抽樣)。合成濾波器組將這些子帶信號組合為輸出信號。一種普及型的臨界抽樣濾波器組是餘弦調製濾波器組。在餘弦調製系統中濾波器是通過餘弦調製低通濾波器獲得的，即所謂的原型濾波器。餘弦調製器組提供非常有效的實現，而且經常用於自然語音編解碼器〔「感覺編碼的介紹」K.Brandenburg，AES，CollectedPapers on Digital Audio Bitrate Reduction，1996〕。然而，通過應用均衡增益曲線或量化抽樣修改子帶抽樣或頻譜係數的任何嘗試，導致輸出信號中出現嚴重的混疊非自然信號。

發明內容
本發明顯示，通過用虛正弦調製部分擴展餘弦調製濾波器組，形成復指數調製濾波器組，可大大降低從修正子帶信號出現的損傷。正弦擴展消除了在餘弦調製濾波器組中出現的主混疊項。此外，本發明提供一種用於優化原型濾波器的方法，稱之為混疊項最小化(ATM)。復指數調製產生複數值的子帶信號，這種信號可被解釋為從濾波器組的實數部分獲得的信號的分析信號，即，基礎餘弦調製濾波器組。這種功能提供了對子帶信號的瞬時能量的固有測量。
根據本發明的一個方面，提供了一種用於濾波實數或者複數值時域信號的分析濾波器組，或者用於濾波複數值子帶信號的分析濾波器組，包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
根據本發明的再一個方面，提供了一種分析/合成濾波器設備，包括分析濾波器組，用於濾波實數或者虛數值時域信號，以得到複數值子帶信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數；合成濾波器組，用於濾波複數值子帶信號而得到複數值時域信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
根據本發明的再一個方面，提供了一種用於濾波實數或虛數值時域信號或者濾波複數值子帶新好的方法，包括
使用多個濾波器組係數，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
根據本發明的再一個方面，提供了一種用於分析/合成濾波器設備的方法，包括利用多個濾波器組信道，濾波實數或者虛數值時域信號，以得到複數值子帶信號，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數；利用多個濾波器組信道，濾波複數值子帶信號而得到複數值時域信號，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
根據本發明的復指數調製濾波器組的操作的主要步驟是設計截止頻率為π/2M的對稱的低通濾波器，其優化用於所希望的混疊抑制和通帶平坦性；通過復指數調製經優化的原型濾波器構成一個M-道濾波器組；通濾波波器組的分析部分濾波實數值的時域信號；根據希望的、可能時變的均衡器設置修正複數值的子帶信號；通濾波波器組的合成部分濾波經修正的複數值的子帶抽樣；以及計算從濾波器組的合成部分獲得的複數值時域輸出信號的實數部分。
本發明最吸引人的應用是改進各種數字均衡器、自適應濾波器、多頻帶壓擴器和用於HFR系統的自適應包絡調整濾波器組。


現在藉助不限制本發明的範圍和精神的示例，參考附圖描述本發明，其中圖1示意了數字濾波器組的分析和合成部分；圖2是餘弦調製濾波器組的複合混疊分量矩陣的大小；圖3是復指數調製濾波器組的複合混疊分量矩陣的大小；圖4示意了在為帶通濾波器響應調整的餘弦調製濾波器組中所想要的項和主混疊項；圖5示意了對於復指數調製濾波器組的不同實現的混疊增益項的衰減；圖6示意了根據本發明的復指數調製濾波器組系統的分析部分；以及圖7示意了根據本發明的復指數調製濾波器組系統的合成部分。
具體實施例方式
應理解的是，本發明可應用於結合除本專利明確提到之外的數字濾波器組的一系列實現。
數字濾波器組數字濾波器組是共用公共輸入端或公共輸出端的兩個或多個並行數字濾波器的集合〔「多速率系統和濾波器組」P.P.VaidyanathanPrentice HallEnglewood Cliffs，NJ，1993〕。當公用公共輸入端時，濾波器組被稱為分析濾波器組。分析組將輸入信號分割為M個稱為子帶信號的獨立信號。分析濾波器表示為Hk(z)，其中k＝0...M-1。當子帶信號的抽樣因子為M時分析濾波器被臨界抽樣(或最高抽樣)。每單位時間子帶抽樣的總數就等於輸入信號每單位時間的抽樣數。合成組將這些子帶信號組合為公共的輸出信號。合成濾波器表示為Fk(z)，其中k＝0...M-1。圖1示意了具有M個通道(子帶)的最高抽樣濾波器組。分析部分101產生信號Vk(z)，其構成從將輸入信號X(z)發送、存儲或修正的信號。合成部分102重組信號Vk(z)為輸出信號 重組Vk(z)以獲得原信號X(z)的近似值 容易出現多個差錯。其中一個誤差就是混疊，這是因抽樣和插入子帶造成的。其它誤差為相位和幅度失真。
按照圖1的符號表示法，分析濾波器Hk(z)103的輸出為Xk(z)＝Hk(z)X(z) (1)其中k＝0...M-1。抽樣器104給出以下輸出Vk(z)=1Ml=0M-1Xk(z1/MWl)=1Ml=0M-1Hk(z1/MWl)X(z1/MWl)(2)]]>
其中W＝e-i2π/M。內插器105的輸出由以下公式給出Uk(z)=Vk(zM)=1Ml=0M-1Hk(zWl)X(zWl)(3)]]>而從合成濾波器106獲得的信號之和可書寫為X^(z)=k=0M-1Fk(z)Uk(z)=k=0M-1Fk(z)1Ml=0M-1Hk(zWl)X(zWl)=]]>=1Ml=0M-1X(zWl)k=0M-1Hk(zWl)Fk(z)=1Ml=0M-1X(zWl)Al(z)]]>(4)其中Al(z)=k=0M-1Hk(zWl)Fk(z)(5)]]>是第l個混疊項X(zWl)的增益。公式(4)可書寫為X^(z)=1M{X(z)A0(z)+l-1M-1X(zWl)Al(z)}(6)]]>右手邊(RHS)的最後和構成所有不想要的混疊項之和。消除所有混疊，即，藉助正確選擇Hk(z)和Fk(z)使這個和為0，給出以下公式X^(z)=1MX(z)A0(z)=1MX(z)k=0M-1Hk(z)Fk(z)=X(z)T(z)(7)]]>其中T(z)=1Mk=0M-1Hk(z)Fk(z)(8)]]>為總的傳輸函數或失真函數。選擇合成濾波器Fk(z)，以便Fk(z)＝z-NHk(z)(9)其中N為分析濾波器的級數，導致產生以下述傳輸函數T(z)=1Mk=0M-1Hk(z)Fk(z)=z-NMk=0M-1Hk(z)Hk(z)(10)]]>符號H(z)是時間反轉和複數卷積的序列hk(n)的Z變換。公式(10)在單位圓上求值得到T(ejw)=e-jwNMk=0M-1Hk(ejw)Hk*(e-jw)=e-jwNMk=0M-1|Hk(ejw)|2(11)]]>公式(11)表示T(z)具有線性相位，因此沒有相位失真。此外，如果RHS上的最後和為常數，則沒有幅度失真。總的傳輸函數在此情況下只是具有常比例因子c的延遲，即T(z)＝cz-N(12)
將其代入公式(7)得到X^(z)=cz-NX(z)]]>(13)滿足公式(13)的濾波器的類型就稱為具有完全再現(PR)特性。
餘弦調製濾波器組在餘弦調製濾波器組中，分析濾波器hk(n)為對稱的低通原型濾波器p0(n)的餘弦調製模型hk(n)=2p0(n)cos{2M(2k+1)(n-N2-M2)}(14)]]>其中M為通道數，k＝0...M-1，N為原型濾波器級數，且n＝0...N。實數值的原型濾波器係數之和假設為1n=0Np02(n)=1(15)]]>按照相同符號，合成濾波器由以下公式給出fk(n)=2p0(N-n)cos{2M(2k+1)(n-N2+M2)}(16)]]>分析濾波器組為實數值的輸入信號產生實數值的子帶抽樣。子帶抽樣向下抽樣的係數為M，這使得系統被臨界抽樣。根據原型濾波器的選擇，濾波器組可構成接近完全的再現系統，即所謂的偽QMF組〔US5436940〕，或完全再現(PR)系統。PR系統的一個例子是調製lapped變換(MLT)〔「用於高效變換/子帶編碼的lapped變換」H.S.Malvar，IEEE Trans ASSP，vol.38，no.6，1990〕。選擇調製的一個固有特性是每個濾波器具有兩個通帶；一個在正頻率範圍，而一個對應通帶在負頻率範圍。
公式(5)以矩陣形式可書寫為a＝Hf (17)或具體為
矩陣H稱為混疊分量(AC)矩陣。為更好地分析這個公式，f可書寫為F0(z)F1(z)FM-1(z)=F0(z)000F1(z)000FM-1(z)111(19)]]>或壓縮為f＝Fe (20)將公式(20)代入公式(17)，混疊增益可書寫為a＝HFe，其中乘積HF＝U (21)為M×M矩陣，在此稱為複合混疊分量矩陣。
對於餘弦調製系統來說，在複合混疊分量矩陣中最重要的項為第一行和四個對角線。圖2的三維圖示意了在這個矩陣中各個分量的大小。第一行擁有來自傳輸函數的項，公式(8)，而四個對角線主要包括主混疊項，即，因濾波器和它們最近的鄰居之間的重疊導致的混疊。很容易看到，主混疊項是從具有正通帶的頻率調製形式的濾波器正通帶，或相對，具有負通帶的頻率調製形式的濾波器負通帶之間的頻率重疊出現的。將複合混疊分量矩陣中各行的項累加，即，計算混疊增益，結果能消除主混疊項。混疊是以成對方式被消除的，其中第一主混疊項被同一行中的第二主混疊項消除。在主混疊項上疊加的是其它較小的混疊項。如果原型濾波器的特性使得濾波器的過渡帶和阻帶與它們的調製模型有大量重疊，則這些混疊項將很大。舉例來說，第二和最後一行包括因濾波器與它們最近的調製模型重疊導致的混疊項。對於PR系統來說，當累加各項求混疊增益時這些較小的混疊項也完全消除。然而在偽QMF系統中，這些項仍然存在。
復指數調製濾波器組根據本發明擴展餘弦調製為復指數調製產生以下分析濾波器hk(n)hk(n)=p0(n)exp{i2M(2k+1)(n-N2-M2)}(22)]]>利用與之前相同的符號，這可視為向實數值濾波器組添加一個虛數部分，其中虛數部分由同一原型濾波器的正弦調製模型構成。考慮實數值的輸入信號，從濾波器組的輸出可被解釋為一組子帶信號，其中實數和虛數部分為相互之間的希耳伯特(Hilbert)變換。所產生的子帶因此為從餘弦調製濾波器組獲得的實數值輸出的分析信號。因此，由於用複數值表示，子帶信號過抽樣(oversample)係數為2。
合成濾波器以下述的相同方式被擴展fk(n)=p0(N-n)exp{i2M(2k+1)(n-N2+M2)}(23)]]>公式(22)和(23)暗示，從合成組的輸出為複數值。利用矩陣符號，其中Ca為具有來自公式(14)的分析濾波器的矩陣，而Sa為具有以下濾波器的矩陣hk(n)=p0(n)sin{2M(2k+1)(n-N2-M2)}(24)]]>獲得公式(22)的濾波器為Ca+jSa。在這些矩陣中，k為行索引，而n為列索引。類似地，矩陣Cs具有來自公式(16)的合成濾波器，而Ss是具有以下濾波器的矩陣。
fk(n)=p0(N-n)sin{2M(2k+1)(n-N2+M2)}(25)]]>公式(23)因此可寫為Cs+jSs，其中k為列索引，而n為行索引。為表示輸入信號x，從以下公式找到輸出信號yy＝(Cs+jSs)(Ca+jSa)x＝(CsCa-SsSa)x+j(CsSa+SsCa)x (26)從公式(26)可看出，實數部分包括兩項從普通的餘弦調製濾波器組的輸出，以及從正弦調製濾波器組的輸出。很容易驗證，如果餘弦調製濾波器組具有PR特性，則其正弦調製模型，在改變符號後，也構成PR系統。因此，通過採用輸出的實數部分，復指數調製系統提供與對應的餘弦調製模型相同的再現精度。
復指數調製系統可擴展為也能處理複數值的輸入信號。通過擴展通道數為2M，即，增加濾波器的負頻率，並保持輸出信號的虛數部分，可獲得用於複數值信號的偽QMF或PR系統。
分析來自公式(21)的複合混疊分量矩陣，對於復指數調製濾波器組主混疊對角線變為零。這很容易理解，因為復指數調製濾波器組對每個濾波器只有一個通帶。換言之，濾波器組沒有主混疊項，並且不依賴上述的成對混疊消除．複合混疊分量矩陣僅在第一行有重要項。圖3示出了在所產生的矩陣中分量的大小。根據原型濾波器的特性，行1至行M-1的項或多或少被衰減。沒有主混疊項使得混疊消除受復指數調製模型中廢棄的餘弦(或正弦)調製濾波器組的約束。因此分析和合成濾波器均可從以下找到hk(n)=fk(n)=p0(n)exp{i2M(2k+1)(n-N2)}(27)]]>由於對於對稱原型濾波器，，p0(n)＝p0(N-n)。如同前面一樣，M為通道數，k＝0...M-1，N為原型濾波器級數，且n＝0...N。
參考公式(4)，輸出信號 的實數部分的Z變換為Z{Re(x^(n))}=X^R(z)=X^(z)+X^*(z)2(28)]]>符號 是複數卷積序列 的Z變換。從公式(4)可得到，輸出信號的實數部分的變換為2MX^R(z)=i=0M-1(X(zWl)Al(z)+X(zW-l)Al*(z))(29)]]>其中輸入信號x(n)通常為實數值。公式(29)在處理後可書寫為2MX^R(z)=X(z){A0(z)+A0*(z)}+]]>+X(-z){AM/2(z)+AM/2*(z)}+]]>+l=1M/2-1X(zWl){Al(z)+AM-l*(z)}+]]>+l=1M/2-1X(zW-l){AM-l(z)+Al*(z)}]]>(30)通過檢查公式(30)，以及再調用公式(28)的變換，顯然a0(n)的實數部分對PR系統必須為狄拉克(dirac)脈衝。此外，aM/2(n)的實數部分必須為0，而且混疊增益，l＝1...M/2-1，必須滿足AM-l(z)＝-Al*(z)(31)在偽QMF系統中，公式(31)僅大致適用。此外，a0(n)的實數部分並不完全為狄拉克(dirac)脈衝，aM/2(n)的實數部分也不完全為0。
修正子帶信號改變餘弦調製濾波器組中通道的增益，即，利用分析/合成系統作為均衡器，導致因主混疊項產生的嚴重失真。假定我們的目的是為帶通響應調整八道濾波器組，其中除了第二和第三通道所有子帶信號被設置為0。來自公式(21)的複合混疊分量矩陣於是為8×8矩陣，其中除了第二和第三列的元素，所有元素為0(圖4)。如圖所示，還剩下7個大的混疊項。來自行三和行五的混疊將被消除，因為在這些行中主混疊項具有相同增益，即，成對消除是有意安排的。然而在行二、四和六，只有一個混疊項，因為它們對應的混疊項具有零增益。混疊消除因此不是有意安排的，而且輸出信號中的混疊將很大。
從這個例子顯然可看出，當利用復指數調製的濾波器組作為均衡器時能實現很大改進。圖4描繪的8道系統具有128級的原型濾波器。在上面的均衡器例子中總的混疊衰減只是16dB。轉到復指數調製得到95dB的混疊衰減。由於不存在主混疊項，所產生的混疊只依賴於從濾波器和它們的調製模型之間的重疊產生的混疊項的抑制。因此設計原型濾波器以最大化抑制混疊增益項非常重要。在單位圓上計算的公式(30)的RHS第一項給出傳輸函數的誤差能量et為et=14-(|A0(ejw)+A0*(e-jw)|2M-1)2dw---(32)]]>通過在單位圓上計算公式(30)的RHS所有剩餘項可計算總混疊能量ea為
ea=18M2-|AM/2(ejw)+AM/2*(e-jw)|2dw+]]>+18M2l=1M/2-1-{|Al(ejw)+AM-l*(e-jw)|2+]]>+|AM-l(ejw)+Al*(e-jw)|2}dw]]>(33)由於對稱，公式(9)而且P0(z)＝z-NP0(z)(34)在公式(33)求和的花括號內的項相等。總混疊能量因此具有M/2-1項ea=18M2-|AM/2(ejw)+AM/2*(e-jw)|2dw+]]>+14M2l=1M/2-1-|Al(ejw)+AM-l*(e-jw)|2dw]]>(35)最小化混疊增益項是通過優化原型濾波器實現的。這是優選通過利用標準非線性優化算法最小化複合目標函數實現的，例如Downhill Simplex方法〔「在C的數字方法，計算科學技術第二版」，W.H.Press，S.A.Teukolsky，W.T.Vetterling，B.P.Flannery，CambridgeUniversity Press，NY，1992〕。對於根據本發明的原型濾波器的混疊項最小化(ATM)，目標函數像以下公式εtot(a)＝aεt+(1-a)εa(36)在優化期間，當計算εa時將隨機量化曲線應用於濾波器組，即分析和合成濾波器乘以增益係數gkHk(eq)(z)=gkHk(z)andFk(eq)(z)=gkFk(z)(37)]]>並且在計算混疊增益項Al(z)時，l＝1...M-1，利用所得到的濾波器Hk(eq)和Fk(eq)，k＝0...M-1。
在圖5中，比較五個不同復指數調製系統的混疊增益。其中4個為8通道系統，而1個為64通道系統。所有這些系統都具有128的原型濾波器長度。點線和帶星號的實線示意兩個偽QMF系統的混疊分量，其中一個被混疊項最小化。短劃線和短劃-點線為兩個8通道完全再現系統的分量，其中一個系統也被混疊項最小化。實線是復指數調製lapped變換(MLT)的混疊分量。根據上面的例子為帶通響應調整所有這些系統，結果如表1所示。總混疊的抑制可計算為公式(33)的逆。通帶平坦性可計算為公式(32)的逆，其具有為帶通響應調整的積分間隔。
表1

從表1的數字可看出，當從64通道MLT移動到8通道PR系統時可實現很大改進。MLT是完全再現系統，而且每個多相分量只具有(N+1)/2M＝1個係數。8通道PR系統的係數數為128/16＝8。這使得濾波器具有較高的阻帶衰減和較高的混疊項抑制。此外，可看出，PR系統的混疊項最小化能抑制混疊並大大提高通帶平坦性。比較偽QMF系統和PR系統，顯然在幾乎保持帶通平坦性的同時混疊抑制提高40dB。當最小化混疊項時，另外抑制混疊大約20dB，提高通帶平坦性10dB。因此，顯然完全再現約束對在均衡系統中使用的濾波器加以限制。偽QMF系統總是能設計用於足夠的再現精度，因為所有實際的數字實現在數字表示中只有有限的解析度。對於偽QMF和PR系統來說，顯然最佳系統是建立在大量抑制阻帶的原型濾波器上的。這加強了相對長度比MLT中使用的窗口更長的原型濾波器的使用。
復指數調製系統的最大優點是，由於子帶信號構成從餘弦調製濾波器組獲得的實數值子帶信號的分析信號，因此很容易計算瞬時能量。這在例如自適應濾波器，自動增益控制(AGC)，在多頻帶壓擴器以及在頻帶複製系統(SBR)中是很有價值的特徵，在此濾波器組用於頻譜包絡調整。子帶k內的平均能量可計算為Ek(m)=n=-L+1L-1|vk(mL+n)|2w(n)(38)]]>其中vk(n)是通道k的子帶抽樣，而w(n)是以n＝0為中心長2L-1的窗口。這種測量接著可用作自適應或增益計算算法的輸入參數。
實際實現利用標準PC或DSP，可實現復指數調製濾波器組的實時操作。濾波器組也可被硬編碼到定製晶片上。圖6示意了復指數調製濾波器組系統的分析部分的有效實現的結構。模擬輸入信號首先被送入A/D變換器601。數字時域信號被送入移位寄存器602，其每次保存2M個抽樣移位M個抽樣。來自移位寄存器的信號接著被原型濾波器603的多相係數濾波。經濾波的信號被隨後組合604，並被DCT-IV 605和DST-IV 606變換並行變換。從正弦和餘弦變換的輸出分別構成子帶抽樣的實數和虛數部分。子帶抽樣的增益根據當前頻譜包絡調整器設置607被修正。
圖7示意了復指數調製系統的合成部分的有效實現。子帶抽樣首先乘以復指數旋轉係數701，實數部分用DVT-IV 702調製，而虛數部分用DST-IV 703變換調製。從變換器的輸出被組合704，並通過原型濾波器705的多相組件饋送。從移位寄存器706獲得時域輸出信號。最後，數字輸出信號被轉換回模擬波形707。
上述的實施例僅僅示意根據本發明的復指數調製濾波器組系統的原理。應理解的是，本領域的技術人員清楚在此描述的方案和細節的修改和變化。因此，本發明僅受隨後的專利權利要求書的範圍限制，而不受藉助在此對實施例的說明和解釋所提供的特定細節的限制。
權利要求
1.一種用於濾波實數或者複數值時域信號的分析濾波器組，或者用於濾波複數值子帶信號的分析濾波器組，包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
2.根據權利要求1所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道由形成所述復指數調製的虛數正弦調製部分擴展餘弦調製濾波器組而產生，其中所述正弦擴展消除了所述餘弦調製濾波器組中出現的主混疊項。
3.根據權利要求1或2所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道通過將虛數部分添加到實數值濾波器組而確定，其中所述虛數部分由所述對稱低通原型濾波器的正弦調製版本構成。
4.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通原型濾波器被優化用於所需的混疊抑制以及帶通平坦性。
5.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中所述低通原型濾波器具有π/2M的截止頻率。
6.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中根據以下公式得到用於分析(hk(n))和合成濾波器(fk(n))的濾波器係數hk(n)=fk(n)=p0(n)exp{i2M(2k+1)(n-N2)}]]>其中p0(n)是具有濾波器級數N的對稱低通原型濾波器，M是濾波器組信道的數量，n＝0，1，…，N，當時域信號為實數值時，k＝0，1，…，M-1，當時域信號為虛數值時，k＝0，1，…，2M-1。
7.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中由於利用複數值表示而使子帶信號由係數2進行過抽樣。
8.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通濾波器組被設計用於接近的完全再現分析濾波器組，或者用於接近的完全再現合成濾波器組。
9.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中所述對稱低通濾波器組的濾波器級數為N，其中N大於2M-1，M是濾波器組信道的數量。
10.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，其中被輸入所述分析濾波器組的時域輸入信號是實數值，並且所述濾波器組用於從所述合成濾波器中提取複數值時域輸出信號，用以得到實數值時域輸出信號。
11.根據權利要求10所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道被設置成在濾波所述實數值輸入信號時，所產生的複數值子帶信號的實數部分和虛數部分具有相互之間的希耳伯特變換。
12.根據權利要求10或11所述的濾波器組，其中所述濾波器組信道被設置成這樣，即通過濾波實數值輸入信號而得到的子帶信號是從對應的餘弦調製分析濾波器組所得到的實數值子帶信號的分析信號。
13.根據權利要求10或11所述的濾波器組，被用於數字均衡器、自適應濾波器、多頻帶壓擴器和/或在高頻再現系統中使用的自適應包絡調整濾波器組。
14.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，還包括用於在所述濾波器組中改變子帶信號的增益的裝置。
15.根據上述任何一個權利要求所述的濾波器組，包括用於保持2M個樣本，並且每次移位M個樣本的裝置(602)；用於利用原型濾波器的多相係數而濾波2M個樣本的裝置(603)；用於組合所述濾波後的樣本的裝置(604)；用於利用DCT-IV以及DST-IV變換，並行地變換所述組合後的樣本，以便得到子帶信號的裝置(605)。
16.根據權利要求15所述的濾波器組，還包括用於根據頻譜包絡調整器設置而調整子帶樣本的增益的頻譜包絡調整器(607)。
17.根據權利要求1到14中任何一個所述的濾波器組，包括用於將複數值子帶樣本乘以複數值旋轉因子的裝置(701)。
18.根據權利要求17所述的濾波器組，還包括用於將實數部分乘以DCT-IV變換，並且利用DST-IV變換來調製虛數部分的裝置(702)；用於組合所述變換的輸出的裝置(704)；用於通過所述原型濾波器組的多相分量饋送組合後的輸出的裝置(705)；用於得到時域輸出信號的裝置(706)。
19.一種分析/合成濾波器設備，包括分析濾波器組，用於濾波實數或者虛數值時域信號，以得到複數值子帶信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數；合成濾波器組，用於濾波複數值子帶信號而得到複數值時域信號，所述分析濾波器組包括多個濾波器組信道，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
20.根據權利要求19所述的分析/合成濾波器設備，還包括用於改變所述複數值子帶信號的增益的增益改變裝置。
21.根據權利要求19或者20所述的分析/合成濾波器設備，還被用於提取所述複數值時域信號的實數部分，以便得到實數值時域信號。
22.一種用於濾波實數或虛數值時域信號或者濾波複數值子帶新好的方法，包括使用多個濾波器組係數，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
23.一種用於分析/合成濾波器設備的方法，包括利用多個濾波器組信道，濾波實數或者虛數值時域信號，以得到複數值子帶信號，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數；利用多個濾波器組信道，濾波複數值子帶信號而得到複數值時域信號，其中所述濾波器組信道具有由於對對稱低通原型濾波器進行復指數調製而產生的濾波器係數。
全文摘要
本發明提出一種用於通過複數擴展餘弦調製數字濾波器組改進數字濾波器組的新方法和裝置。本發明採用復指數調製低通原型濾波器以及一種用於優化這個濾波器的特性的新方法。本發明大大降低從獨立修正子帶信號出現的混疊造成的非自然信號，例如在利用濾波器組作為頻譜均衡器時。本發明優選以軟體實現，在標準PC或數位訊號處理器(DSP)上運行，但也可硬編碼到定製晶片上。本發明對各種數字均衡器、自適應濾波器、多頻帶壓擴器以及在高頻再現(HFR)系統中使用的頻譜包絡調整濾波器組提供本質改進。
文檔編號H03M7/30GK1801616SQ20061005134
公開日2006年7月12日 申請日期2002年3月28日 優先權日2001年4月2日
發明者佩爾·埃克斯特蘭德 申請人:編碼技術股份公司