一種提高直流精度的示波器前端處理電路的製作方法

2023-06-09 13:20:11 1

本發明涉及一種提高直流精度的示波器前端處理電路。

背景技術：

示波器作為一種寬帶測量儀器，要求其對較寬頻率範圍的信號都能有等同的處理能力。帶寬作為示波器的第一指標，意味著示波器的模擬前端處理電路能對最大帶寬的高頻信號進行放大衰減而沒有失真，同時示波器還應保證低頻信號甚至直流分量都能保持一定精度，而且在從直流到高頻的整個同頻帶內的幅頻響應都較平坦。通常的寬帶測量儀器，如示波器、數據採集卡等都要求信號處理電路在滿足帶寬要求的同時還能保證較高的直流精度，而且從直流到帶寬範圍內的高頻帶的幅頻響應都要平坦。

這就給設計帶來了較大的問題，如本領域技術人員所公知，高帶寬與高直流精度是兩個相互矛盾的指標。工程師不得不選擇優化處理電路的高頻性能或者優化低頻直流性能，放大器的高頻特性做了優化後，其直流特性就不得不面臨溫漂等問題，很難做到兩者兼顧。

技術實現要素：

本發明的首要目的在於解決寬帶信號處理裝置中普遍存在的高帶寬與高直流精度之間相互矛盾的問題，在保證信號處理電路高頻性能的同時提高其溫漂等直流特性，並且信號的高頻增益與低頻增益都可根據信號幅度與需要的增益進行調節，同時保持較好的幅頻響應平坦度。為解決上述技術問題，本發明提供了一種提高直流精度的示波器前端處理電路。

為實現上述目的本發明的具體方案如下：

一種提高直流精度的示波器前端處理電路，包括：

高頻信號耦合單元，用於濾除輸入信號的低頻和直流分量，將高頻信號分量耦合到高頻信號通路；

誤差放大單元，用於對輸入信號的低頻成分進行衰減，將衰減後的輸入信號的低頻分量與輸出反饋回來的低頻分量進行比較，並對誤差信號進行積分放大並調節其靜態工作點，以保持直流穩定；

高頻信號緩衝單元，對輸入的高頻信號提供緩衝，隔離前後級的影響；當輸出信號直流電平與輸入信號直流電平不一致時，對輸出偏置電流進行調節，使得輸出信號直流電平與輸入信號直流電平誤差趨於零；

高頻增益調節單元，對所述高頻信號緩衝單元的輸出信號進行放大，增益為K1，以根據示波器垂直檔位要求設置合適的高頻增益；同時將所述高頻信號緩衝單元輸出的單端信號轉換成差分信號，以滿足後級的輸入要求；

低頻反饋係數調節單元，將輸出的差分信號轉換成單端並將其中的低頻成分反饋到輸入，在所述誤差放大單元中與輸入信號中的低頻成分進行比較得到誤差信號，其反饋係數為差分轉單端的轉換增益K4與乘法型數模轉換器增益係數K3的乘積，在調節高頻信號增益K1的同時，反饋係數也應同時調節，以使高低頻增益保持一致。

優選的，所述誤差放大單元還包括補償調節單元，用於調節低頻與高頻分離處的幅頻響應的平坦度。

優選的，所述誤差放大單元還包括反饋係數調節單元，用於調節誤差放大單元的低頻反饋係數，使得低頻增益能與高頻增益保持一致，同時還提供對直流偏移電壓的耦合。

優選的，所述誤差放大單元包括兩個衰減分壓電阻R1、R2，一個誤差放大器U1、一個積分電容C2、兩個補償調節電阻R4、R5，兩個反饋係數調節電阻R6、R7，一個偏移電壓調節信號輸入端202；

所述衰減分壓電阻R1一端接到輸入端201，另一端接到誤差放大器U1的同相端，並通過衰減分壓電阻R2接地；所述誤差放大器U1的同相端接衰減分壓電阻R1、R2的公共端，反相端接反饋係數調節電阻R6、R7與積分電容C2的公共端，輸出端接補償調節電阻R4的一端並與高頻信號緩衝單元中的電晶體Q2的基極連接；所述積分電容C2一端接誤差放大器U1的反相端，一端接補償調節電阻R4、R5的公共端；所述補償調節電阻R4一端接誤差放大器U1的輸出，一端接補償調節電阻R5與積分電容C2，補償調節電阻R5另一端接地；所述反饋係數調節電阻R6的一端與所述偏移電壓調節信號輸入端連接，另一端接誤差放大器U1的反相端，反饋係數調節電阻R7的一端接誤差放大器U1的反相端，另一端接所述低頻反饋係數調節單元的輸出端。

優選的，所述高頻信號緩衝單元包括一個場效應電晶體Q1、一個雙極性電晶體Q2、一個自偏置電阻R3、一個偏置電阻R8；

所述場效應電晶體Q1的漏極接正電源VCC，柵極接高頻信號耦合單元，源極接所述高頻信號增益調節單元的輸入；所述雙極性電晶體Q2發射極通過所述偏置電阻R8接到負電源VEE，基極接所述誤差放大單元的誤差放大器U1的輸出端，集電極接所述場效應管Q1的源極；所述自偏置電阻R3跨接在所述場效應管Q1的柵極與源極。

優選的，所述低頻反饋係數調節單元包括一個運放U4、四個增益電阻R9、R10、R11、R12，一個乘法型數模轉換器U3、一個運放U2；

所述運放U4將輸出的差分信號轉換成單端信號方便乘法型數模轉換器U3調理，轉換增益由所述四個增益電阻R9、R10、R11、R12決定；所述乘法型數模轉換器U3對反饋轉換得到的單端信號進行增益調節，增益係數K3與乘法型數模轉換器U3的解析度有關；所述運放U2將所述乘法型數模轉換器U3的輸出電流轉換成電壓，並通過電阻R7耦合到誤差放大器U1。

優選的，所述誤差放大單元還包括交直流耦合單元，所述交直流耦合單元包括衰並聯的R2A與R2B以替換衰減分壓電阻R2，在並聯的R2A與R2B中間加入隔直電容C3與交直流選擇開關S1的並聯，以通過所述直流選擇開關S1的閉合與斷開，使低頻信號成分完整的進入誤差放大器U1，或低頻信號成分中的直流分量被所述隔直電容C3去除，僅交流分量通過電容C3進入誤差放大器U1。

優選的，所述乘法型數模轉換器U3採用ADI公司生產的AD5429、AD5439或AD5449晶片。

優選的，所述高頻增益調節單元是集成可變增益放大器晶片，或是衰減器與固定增益放大器的組合，是分立元件組成的可變增益放大器，或是具有增益可變特性的高頻放大器。

優選的，所述低頻反饋係數調節單元採用可變增益放大器實現反饋係數調節。

本發明提供的一種提高直流精度的示波器前端處理電路通過使用高低頻分離單獨調理技術，實現了寬帶信號處理電路在滿足高帶寬的同時保證具有優良的直流精度。本發明解決了現有技術中只針對示波器信號調理電路中的某一部分改善直流精度的問題，將高低頻信號分離思想擴展到整個信號調理通路，使得待處理信號在從信號輸入端到信號輸出端的整個信號通路內都能保證較高的直流精度，而且高低頻增益都可單獨調節，可以根據示波器垂直靈敏度的要求靈活調節增益，並且保證高低頻增益一致，幅頻響應平坦。

附圖說明

此處所說明的附圖用來提供對本發明的進一步理解，構成本申請的一部分，並不構成對本發明的不當限定，在附圖中：

圖1為本發明實施例電路原理圖；

圖2為本發明實施例低頻直流增益的校準步驟；

圖3為本發明實施例高頻增益的校準步驟；

圖4為本發明實施例改進方案電路原理圖；

圖5為本發明實施例在示波器中的具體應用實例。

具體實施方式

下面將結合附圖以及具體實施例來詳細說明本發明，在此本發明的示意性實施例以及說明用來解釋本發明，但並不作為對本發明的限定。

實施例

如圖1所示，一種提高直流精度的示波器前端處理電路。該示波器前端處理電路200包括一個輸入信號端201、直流偏移信號設置輸入端202、一對差分信號輸出端203/204、一個高頻信號耦合單元205、一個誤差放大單元206、一個高頻信號緩衝單元207、一個高頻增益調節單元208和一個低頻反饋係數調節單元209。

所述高頻信號耦合單元205包括一個電容C1，用於濾除輸入信號的低頻和直流分量，將高頻信號分量耦合到高頻信號通路。

所述的誤差放大單元206包括兩個衰減分壓電阻R1、R2，一個誤差放大器U1、一個積分電容C2、兩個補償調節電阻R4、R5，兩個反饋係數調節電阻R6、R7，一個偏移電壓調節信號輸入端202。所述衰減分壓電阻R1一端接到輸入端201，另一端接到誤差放大器U1的同相端，並通過衰減分壓電阻R2接地；所述誤差放大器U1的同相端接衰減分壓電阻R1、R2的公共端，反相端接電阻R6、電阻R7、積分電容C2的公共端，輸出端接電阻R4的一端並與電晶體Q2的基極連接；所述積分電容C2一端接誤差放大器U1的反相端，一端接補償調節電阻R4、R5的公共端；所述補償調節電阻R4一端接誤差放大器U1的輸出，一端接補償調節電阻R5與積分電容C2，補償調節電阻R5另一端接地；所述反饋係數調節電阻R6的一端與所述偏移電壓調節信號輸入端202連接，另一端接誤差放大器U1的反相端，反饋係數調節電阻R7的一端接誤差放大器U1的反相端，另一端接所述低頻反饋係數調節單元209的輸出。

所述衰減分壓電阻R1、R2用於對輸入信號的低頻成分進行衰減，防止信號過大損壞誤差放大器U1，同時為輸入信號提供合適的輸入阻抗；所述誤差放大器U1將衰減後的輸入信號的低頻分量與輸出反饋回來的低頻分量進行比較，並對誤差信號進行積分放大，放大後的誤差信號通過電晶體Q2在場效應管Q1的源極進行疊加，並調節其靜態工作點，以保持直流穩定；所述補償調節電阻R4、R5用於調節低頻與高頻分離處的幅頻響應的平坦度；所述反饋係數調節電阻R6、R7用於調節誤差放大單元的低頻反饋係數，使得低頻增益能與高頻增益保持一致，同時還提供對直流偏移電壓的耦合。

所述高頻信號緩衝單元207包括一個場效應電晶體Q1、一個雙極性電晶體Q2、一個自偏置電阻R3、一個偏置電阻R8。所述場效應電晶體Q1的漏極接正電源VCC，柵極接高頻耦合電容C1，源極接所述高頻信號增益調節單元208的輸入；所述雙極性電晶體Q2發射極通過所述偏置電阻R8接到負電源VEE，基極接所述誤差放大單元206的誤差放大器U1的輸出，集電極接所述場效應管Q1的源極；所述自偏置電阻R3跨接在所述場效應管Q1的柵極與源極。

所述場效應管Q1以源極跟隨器的方式工作，其輸入阻抗高達109～1012Ω，輸出阻抗卻只有數十歐姆，所以也稱為阻抗變換器。場效應管Q1對輸入的高頻信號提供緩衝，隔離前後級的影響。所述自偏置電阻R3用於保證所述場效應管Q1的柵極與源極等電位，使得VGS＝0V。所述雙極性電晶體Q2與偏置電阻R8組成偏置恆流源為所述場效應管Q1提供零柵源電壓時所需的偏置電流。當輸出信號直流電平與輸入信號直流電平不一致時，誤差放大單元206將誤差信號放大並通過誤差放大器U1對雙極性電晶體Q2的輸出偏置電流進行調節，使得誤差趨於零，保持所述場效應電晶體Q1的柵源電壓為0V。

所述高頻增益調節單元208對所述高頻信號緩衝單元207的輸出信號進行放大，增益為K1，可以根據示波器垂直檔位要求設置合適的高頻增益。同時將所述高頻信號緩衝單元207輸出的單端信號轉換成差分信號，以滿足後級模數轉換器的輸入要求。

所述低頻反饋係數調節單元209包括一個運放U4、四個電阻R9、R10、R11、R12，一個乘法型數模轉換器MDACU3、一個運放U2。所述運放U4將輸出的差分信號轉換成單端信號方便MDAC調理，轉換增益由所述四個增益電阻R9、R10、R11、R12決定，為保證差分信號兩端的平衡，四個增益電阻需滿足R9＝R10，R11＝R12，則轉換增益為K4＝R11/R9；所述乘法型數模轉換器MDACU3對反饋轉換得到的單端信號進行增益調節，增益係數K3與MDAC的解析度有關，比如解析度為8位的MDAC可以實現28級的增益範圍調節；所述運放U2將所述MDAC的輸出電流轉換成電壓，並通過電阻R7耦合到誤差放大器U1。

所述低頻反饋係數調節單元209將輸出的差分信號轉換成單端並將其中的低頻成分反饋到輸入，在誤差放大單元206中與輸入信號中的低頻成分進行比較得到誤差信號。其反饋係數為差分轉單端的轉換增益K4與乘法型數模轉換器增益係數K3的乘積，在調節高頻信號增益K1的同時，反饋係數也應同時調節，以使高低頻增益保持一致。

下面對該電路原理進行詳細推導：

待調理信號從信號輸入端201輸入，通過高頻耦合電容C1信號中的高低頻成分分成兩個信號處理路徑，高頻信號成分由電容C1耦合到場效應電晶體Q1構成的高頻緩衝電路，低頻信號成分則通過分壓電阻R1、R2耦合到誤差放大器U1，高低頻分離點的截止頻率由電容C1決定：

為了獲得較平坦的幅頻響應曲線，低頻增益必須與高頻增益一致。

令高頻緩衝電路的增益為KB，輸入電容與各寄生電容的總和為Cs。高頻耦合電容與寄生電容的分壓、緩衝電路以及高頻增益調節放大器共同決定了信號處理裝置的高頻增益：

對於低頻與直流信號，高頻耦合電容C1近似開路，信號經過衰減分壓電阻進入低頻通路，令直流偏移電壓為0V。根據負反饋原理，當反饋穩定時運放表現為虛短和虛斷，可以得到該電路的低頻增益：

除了需要滿足高頻增益與低頻反饋增益一致以外，誤差放大器U1也必須滿足增益條件，以補償電阻R1、R2和反饋通路的衰減：

所以當滿足以下條件時信號處理裝置的幅頻響應就是平坦的，高低頻增益一致。

所述直流偏移信號設置輸入端202輸入一直流電平Voffset，經過低頻反饋通路放大後在輸出端得到輸出信號疊加的直流偏移為Vofs_out，放大倍數由低頻反饋係數決定：

為使本發明的示波器前端處理電路的幅頻響應平坦，高低頻增益保持一致，需要在出廠校準時對不同增益檔位下的高低頻增益都做單獨校準。

參考圖2、圖3是本發明提高直流精度的示波器前端處理電路的校準方法示意圖，該校準方案針對前端處理電路的高低頻增益分開單獨校準，當高頻增益精度與低頻增益精度分別校準到允許的誤差範圍內，此時高低頻增益也自然會保持一致，幅頻響應平坦。而且針對示波器的每一個垂直靈敏度檔位都需要校準，最大程度的保證示波器前端處理電路的精度。

參考圖2是低頻直流增益的校準步驟：

步驟1：根據當前垂直靈敏度檔位設置，載入初始校準參數。

步驟2：分別輸入電壓值相當於當前檔位+3div與-3div的直流信號，比如當前校準的垂直靈敏度檔位為1V/div時，則分別輸入+3V與-3V直流信號。示波器採集得到兩輸入信號的特徵參數值，比如平均值。

步驟3：將採集得到的兩輸入信號特徵參數值相減，並與理論值6div進行比較。

步驟4：判斷誤差是否在允許的誤差範圍內，比如預設的誤差精度範圍為1％，則計算得到的兩個特徵參數值差應該在5.94div～6.06div範圍內。若要求更高的精度，則誤差允許範圍可以設置的更小。

步驟5：若誤差在允許的精度範圍內，則保存當前的低頻反饋係數。提示校準成功。若誤差超出範圍，則判斷是否校準超時。

步驟6：若校準超時，則將低頻反饋係數恢復至當前檔位的初始值。提示校準失敗。

步驟7：若校準未超時，則調節低頻反饋係數K3，即MDAC的值，然後重複步驟2。

參考圖3是高頻增益的校準步驟：

步驟1：根據當前垂直靈敏度檔位設置，載入初始校準參數。

步驟2：輸入幅值相當於當前檔位6div的高頻正弦信號，比如當前校準的垂直靈敏度檔位為1V/div時，則輸入幅度為6V的高頻正弦信號。示波器採集得到輸入信號的特徵參數值。

步驟3：將採集得到的輸入信號特徵參數值與理論值6div進行比較。

步驟4：判斷誤差是否在允許的誤差範圍內，比如預設的誤差精度範圍為1％，則計算得到特徵參數值應該在5.94div～6.06div範圍內。若要求更高的精度，則誤差允許範圍可以設置的更小。

步驟5：若誤差在允許的精度範圍內，則保存當前的高頻增益係數。提示校準成功。若誤差超出範圍，則判斷是否校準超時。

步驟6：若校準超時，則將高頻增益係數恢復至當前檔位的初始值。提示校準失敗。

步驟7：若校準未超時，則調節高頻增益係數K1，然後重複步驟2。

作為上述實施例方案改進，本發明的低頻信號通路中還可以包含一個交直流耦合單元2061。結合參考圖4，所述交直流耦合單元2061將原有衰減分壓電阻R2分成R2A與R2B的並聯，在並聯電阻中間加入隔直電容C3與交直流選擇開關S1的並聯。當選擇直流耦合時，所述交直流選擇開關S1閉合，低頻信號成分完整的通過R1、R2進入誤差放大器U1；當選擇交流耦合時，所述交直流選擇開關S1斷開，低頻信號成分中的直流分量被所述隔直電容C3去除，僅交流分量通過電容C3進入誤差放大器U1。

作為上述實施例方案的部分優選方案，所述低頻反饋係數調節單元209中的乘法型數模轉換器U3可以是ADI公司生產的AD5429、AD5439或AD5449晶片，以AD5429晶片為例：該MDAC晶片具有8位解析度、雙通道、成本低等特點，兩個示波器通道前端電路可以共用一片AD5429。對於精度要求更高的場合，可以使用更高解析度的MDAC，比如16位解析度。

作為上述實施例方案的部分優選方案，所述高頻增益調節單元208可以是集成可變增益放大器晶片，也可以是衰減器與固定增益放大器的組合，也可以是分立元件組成的可變增益放大器，也可以是乘法器等等具有增益可變特性的高頻放大器。

作為上述實施例方案的部分優選方案，所述高頻增益調節單元208的輸出可以是差分信號也可以是單端信號，同時低頻反饋的輸入級根據輸出放大器的類型可以是差分或者單端。

作為上述實施例方案的部分優選方案，反饋係數調節單元可以選擇乘法器，也可以選擇可變增益放大器等方式實現反饋係數調節。

參考圖5是所述前端處理電路在示波器中的具體應用實例，該示波器還包括一個信號輸入端601、一個衰減切換單元602、一個模數轉換單元603和一個控制處理單元604。待測信號從信號輸入端601輸入示波器，所述衰減切換單元602根據輸入信號幅度與示波器垂直靈敏度設置選擇衰減或者直通，衰減倍數可以是50倍，也可以是20倍，也可以是多個不同衰減倍數的衰減電路級聯等等；衰減之後的信號輸入所述提高直流精度的示波器前端處理電路分成高頻分量、低頻分量兩部分單獨處理，根據示波器當前的垂直靈敏度檔位設置相對應的高頻增益與低頻增益，且高頻增益與低頻增益相等，同時還要根據示波器設置的垂直偏移設置對應的偏移電壓以及根據示波器通道設置選擇交流耦合或者直流耦合；所述前端處理電路輸出調理後差分信號給模數轉換單元603；所述模數轉換單元603對模擬信號進行採樣量化，轉換成數位訊號，並傳輸給控制處理單元604；所述控制處理單元604對採樣量化的數位訊號進行波形重構並顯示，同時根據用戶設置對模擬通道相關部件進行控制。

所述控制處理單元604輸出控制信號6041用於控制所述前端處理電路的高頻增益；控制信號6042用於控制所述前端處理電路的低頻增益；控制信號6043用於控制所述前端處理電路的交直流耦合選擇；控制信號6044用於控制所述前端處理電路的垂直偏移；控制信號6045用於控制所述衰減切換單元602的衰減檔位。

可見應用本發明的示波器，待測信號從輸入到模數轉換單元的整個信號通路內，除了衰減電路因為是無源器件幾乎不存在直流溫漂等問題，信號都被分成了高頻分量與低頻分量，分開兩個信號路徑。示波器模擬前端的整體直流精度只與低頻信號路徑有關，高頻路徑只需關注帶寬等高頻性能，低頻路徑也可以專注於調理直流溫漂等相關的特性參數。選擇低溫漂、低失調等直流特性好的器件就能提升示波器整體的直流精度。而且使用乘法型數模轉換器調節低頻增益，調節步進小，低頻增益調節精細，能較好的保證高低頻增益的一致性，使得幅頻響應平坦。

以上對本發明實施例所提供的技術方案進行了詳細介紹，本文中應用了具體個例對本發明實施例的原理以及實施方式進行了闡述，以上實施例的說明只適用於幫助理解本發明實施例的原理；同時，對於本領域的一般技術人員，依據本發明實施例，在具體實施方式以及應用範圍上均會有改變之處，綜上所述，本說明書內容不應理解為對本發明的限制。