離散多音頻調製系統最優功率分配的綜合比特位加載方法

2023-06-10 00:43:31 3

專利名稱：離散多音頻調製系統最優功率分配的綜合比特位加載方法
技術領域：
用於DMT即離散多音頻調製系統最優功率分配的綜合比特位加載方法屬於離散多音頻調製通信系統的資源分配技術。
背景技術：
隨著網際網路的發展和用戶對於多媒體寬帶數字業務需求的增加，要求下一代寬帶通信系統不僅能夠可靠地進行高速率數據傳輸，而且能夠靈活地分配系統資源，以滿足不同業務類型的不同需求。
離散多音頻調製(DMT)是多載波調製技術的一種特殊形式。DMT將通信信道劃分為足夠多的窄帶子信道，每個子載波都進行獨立的QAM調製，利用IDFT和DFT對信號進行調製和解調，具有實現簡單，頻譜利用率高，抗脈衝噪聲能力強等特點，尤其適合於在符號間幹擾(ISI)嚴重的信道環境如電話雙絞線和存在多徑衰落的無線信道中進行高速率數據傳輸，因此被美國和歐洲的標準化組織及國際電信聯盟選為多種數字用戶線(xDSL)包括非對稱數字用戶線(ADSL)和甚高速數字用戶線(VDSL)的調製標準(見B.Nowrouzian，L.Wang，and W.Agha，「An overview of discrete multitone modulation/demodulation systems in xDSLapplications」，Conference Record of the Thirty-Fifth Asilomar Conference on Signals，Systems and Computers，vol.1，pp.31-35，Nov.，2001.)。DMT系統設計中的一個關鍵問題就是如何在系統本身各種限制條件下，根據各子信道的衰減特性和噪聲、幹擾分布狀況進行資源分配，以優化系統性能。其中一個典型的優化問題是在系統總平均功率一定和目標比特率一定的情況下，如何調整各子載波的發送功率和比特數，使系統的信噪比(SNR)裕量即系統總平均功率與實際使用的總發送功率的差值最大化，等效於使系統實際使用的總發送功率最小化，這個問題也稱為裕量自適應(MA)問題。
最基本的MA問題受系統總比特率約束，相應的最優加載方法為注水算法。由於注水算法的最優解非整數，要求星座量化度可以無限小，在實際系統中使難以實現。因此又增加了各子載波比特數為整數的約束條件，相應的兩種加載方法是Hughes-Hartog提出的最優加載方法(見Hughes-Hartog，「Ensemble modem structure for imperfect transmission media」，USPatent，Patent Number4833706，1989.)和Chow提出的次優加載方法(見P.S.Chow，「Bandwidth optimized digital transmission techniques for spectrally shaped channelswith impulse noise」，Stanford University，1993-05.)。Hughes-Hartog方法是一種貪婪算法，該算法逐個比特地選擇當前最適合傳輸下一比特的子載波，直到總比特率或總發送功率滿足系統設計指標為止。由於實際DMT系統如ADSL要求的目標比特率很高，採用貪婪算法運算量太大，並不實用。Chow方法是對近似注水解四捨五入來進行比特分配的，由於Chow方法所需運算量幾乎與注水解運算量相等甚至更大，因此也不實用。J.Campello和H.Levin針對貪婪算法的缺點，建立了一套完備並在數學上可行的最優離散分配方法，稱為LC算法，性能有很大提高(見J.M.Cioffi，「Advanced Digital Communication」，EE379C CourseTextbook，Stanford University，2002.和J.Campello，「Optimal discrete bit loadingfor multicarrier modulation systems」，International Symposium on Information Theory，p.193，August 16-12，1998.)。LC算法首先任意選擇一種初始離散比特分布，然後用有效化(EF)算法使得初始比特分配有效——比特分配有效性的定義為將任一信息比特從一個子載波轉移到另一子載波都不再能降低系統發送功率時，則這種比特分配是有效的；最後逐個比特進行分配，直到滿足目標比特率要求。但因為初始比特分布的選擇具有盲目性，選擇不合適時，有效化所需運算量較大，而且，當初始比特率於目標比特率差值較大時，逐個比特分配的運算量也很大。
此後的研究考慮到各種DSL業務如綜合業務數字網(ISDN)、高速率數字用戶線(HDSL)等與ADSL之間的頻譜兼容問題，需要增加對各種DSL電路發射功率譜密度(PSD)的限制條件(見John A.C.Bingham，「ADSL，VDSL，and Multicarrier Modulation」，John Wiley Sons，2000.)，此外，考慮到同步錯誤或信道噪聲、幹擾狀況惡化對系統性能的影響，需要給系統留出一定的裕量，還應考慮到最大QAM星座尺寸的限制(見R.V.Sonalkar andR.R.Shively，「An efficient bit-loading algorithm for DMT applications」，IEEE GlobalTelecommunications Conference，vol.5，pp.2683-2688，Nov.，1998.)。針對這些約束條件，Fasano從擬陣論角度提出從零開始的貪婪比特增加方法和從系統最大比特率開始的貪婪比特刪除方法(見A.Fasano，G.D.Blasio，E.Baccarelli和M.Biagi，「Optimal discrete bitloading for DMT based constrained multicarrier sytems」，ISIT 2002，Lausanne，Switzerland，June 30-July 5，2002)，並提出在系統最大PSD和最大QAM星座尺寸的限制下，貪婪比特刪除方法比貪婪比特增加方法更加實用有效(見A.Fasano，「On the optimaldiscrete bit loading for multicarrier systems with constraints」，V57th IEEESemiannual ehicular Technology Conference，vol.2，pp.915-919，April，2003.)。Sonalkar和Shively進一步對各子載波最少分配的比特數進行限制，提出基於貪婪比特刪除的最優加載方法(見R.V.Sonalkar and R.R.Shively，「An efficient bit-loadingalgorithm for DMT applications」，IEEE Communications Letters，vol.4，no.3，pp.80-82，2000.)。上述貪婪加載方法仍存在與LC算法同樣的問題，即初始加載速率與目標比特率相差較大時，運算量很大。Papandreou和Antonakopoulos等人針對這一問題提出採用多比特加載方法加速目標比特率收斂速率(見N.Papandreou and T.Antonakopoulos，「A newcomputationally efficient discrete bit-loading algorithm for DMT application」，IEEETransactions on Communications，vol.53，no.5，pp.785-789，2005.)。這種方法先利用各子信道增益噪聲比(CNR)的差異給出一種有效的比特分配，由有效比特分配和系統最大速率比特分布求出初始比特率和初始比特分布，然後根據初始比特率與目標比特率的差值用多比特加載方法逼近最優解，最後再利用貪婪比特增加或刪除方法以取得目標比特率。這種加載方法適用於目標比特率不要求很高的系統，在高目標比特率時其運算量明顯增大，運算效率下降。對於有高目標比特率要求的DMT系統，目前尚無高效的最優功率分配比特加載方法。由於用戶對圖形、圖像等多媒體業務的需求日益增加，要求未來通信系統具有很高的數據傳輸速率，即高目標比特率，相應的需要高效的比特加載方法進行支持。
本發明為高目標比特率DMT系統提出一種基於並行比特刪除的多種比特加載方法相結合的綜合最優離散比特加載方法。通過引入加載參數，該方法可以根據目標比特率的不同，分別採用貪婪比特刪除或並行比特刪除、貪婪比特增刪和比特微調相結合的加載方法進行比特和功率分配，以保證各種高目標比特率下的高運算效率。該方法的主要特點在於，初始階段不需要計算有效比特分布，在高目標比特率情況下通常只需執行一次並行比特刪除即可快速收斂到目標比特率，再通過比特微調使得最終比特分配所需發送功率最小。其優點是靈活性大，而且算法簡單，易於實現。在絕大多數情況下，達到目標比特率時的比特分配已經是最小功率比特分配，即使個別情況下比特分布未滿足有效性要求，只需少數幾次比特微調便可實現最優分配，不需要在付出大的運算開銷計算初始有效比特分配。在目標比特率為環路最大比特率的60％-99％範圍內，本方法的運算效率明顯高於現有的最優離散比特加載方法，尤其適用於需要進行高數據速率傳輸的DMT系統。

發明內容
本發明的目的是提供一種用於離散多音頻調製系統最優功率分配的綜合比特位加載方法，在目標比特率為系統最大比特率的60％-90％的高目標比特率範圍內，實現高運算效率最優功率比特分配。
本發明所述方法的特徵在於
(1)首先對系統進行最大比特率加載，根據信噪比差額Γ、子載波n所在子信道增益噪聲比CNRn、系統最大功率譜密度Φ和子信道帶寬F，按下式計算由Φ決定的各子載波n的比特位數bn，n＝1，2，...，M， 所述CNRn、Φ和F為設定值，Γ由設定的目標符號錯誤概率Pe、信噪比裕量γm和編碼增益γc共同確定，由下式給出=10log10([Q-1(Pe/2)]23)+m-c---(2)]]>其中，Q-1(x)表示Q(x)的逆函數，函數Q(x)由下式給出Q(x)=12xe-t2/2dt,x=Pe/2;---(3)]]>然後，按下式計算各子載波的比特位數bn共M個，n＝1，2，...，M，bn＝min(bmax，bn)， (4)其中，bmax為設定的最大QAM星座尺寸決定的比特位數。按下式確定系統比特率BB=n=1Mbn,---(5)]]>此時B為系統最大比特率。若B≤BT，則比特位加載結束；否則，按下式計算最大比特率與目標比特率的差值BdiffBdiff＝B-BT. (6)(2)根據Bdiff和bn與bmax之間的關係求加載參數u，n＝1，2，...，M，利用並行比特刪除加速比特分配速率。首先，根據最大比特率分配階段各子載波比特位數bn是否超過bmax，把子載波序號分為兩類，分別放在集合 和 中，其中，N~={n:bn>bmax,n=1,2,...,M}]]>是子載波比特位數bn超過bmax的子載波序號的集合，N~={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>是子載波比特位數bn不超過bmax的子載波序號的集合，集合 和 中元素的個數即 和 的基數分別為 和 按以下方法求加載參數u的值若L~=0,]]>u由下式確定
若L~0,]]>u由下式確定 其中，v=maxnN(bn-bmax)]]>為bn與bmax之差的最大值，nN~.]]>根據u的大小，按以下方法執行並行比特刪除先將序號為集合 中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn；若u＞1，還需將序號為集合N~s1={n:bmaxbnbmax+u,nN~}]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u-(bn-bmax)比特，即序號為 中元素的子載波比特數減少至bn-u，得到新的比特位數bn。並行比特刪除可能使得某些子載波比特數為負，將bn＜0對應的子載波n的比特位數置零，得到新的比特位數bn，然後按下式計算系統新的比特率BB=n=1Mbn,---(9)]]>並按(6)式計算新的Bdiff。若Bdiff＝0，則比特加載過程結束；若Bdiff＜0，則執行貪婪比特增加；若Bdiff＞0，先將加載參數u的原值存放在Δ中，即Δ＝u，然後按以下方法計算加載參數u的新值設並行比特刪除後比特位數bn為正的子載波序號的集合為N~s+={n:0bn,nN~},]]> 的基數為 按下式計算u的新值 若u＝0，則執行貪婪比特刪除；否則，按以下方法執行並行比特刪除先將序號為集合N~s+N~s1]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn；若L~-L~a10,]]> 為集合 的基數，則還需將序號為集合N~s2={n:bn=bmax+,nN~}]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn；進一步，若L~-L~s1-L~s20,]]> 為集合 的基數，則還需將序號為集合N~s3={n:bmax+bnbmax++u,nN~}]]>中元素的各子載波比特位數減少至bn-Δ-u，u為新值，得到新的比特位數bn。
將bn＜0對應的各子載波n的比特位置零，得到新的比特位數bn，先後按照(9)式和(6)式計算新的B和新的Bdiff。若Bdiff＝0，則比特加載結束；若Bdiff＜0或u＝0，則分別通過貪婪比特增加或貪婪比特刪除收斂到BT，最後通過比特位微調實現最優功率比特分配。實際上，執行第二次並行比特刪除後，Bdiff已足夠小，由Bdiff＞0可直接進入貪婪比特刪除和比特微調階段，無需再計算u。
貪婪比特增加每次從序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波中尋找增加1比特所需發送功率增量ΔPn+(bn)最小的子載波地址n+，nN~p,]]>即n+=arg{minnN~p[Pn+(bn)]},]]>第一次按照(1)式計算發送功率增量ΔPn+(bn)，將子載波n+的比特位數增加1位，即bn+=bn++1;]]>若bn+bmax,]]>則將ΔPn++(bn+)更新為原值的2倍，否則，將ΔPn++(bn+)的值置為無窮大；重複上述過程，直到Bdiff＝0。
貪婪比特刪除每次從序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波中尋找減少1比特所需發送功率遞減量ΔPn-(bn)最大的子載波地址n-，nN~p,]]>即n-=arg.{maxnN~p[Pn-(bn)]},]]>第一次按下式計算發送功率遞減量ΔPn-(bn)Pn-(bn)=2(bn-1)CNRn,0bnbmax;---(11)]]>將子載波n-的比特位數減少1位，即bn-=bn--1;]]>若0bn-,]]>則將ΔPn--(bn-)更新為原值的1/2；否則，將ΔPn++(bn+)的值置為零；重複上述過程，直到Bdiff＝0。
比特微調時，先確定序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波的比特位數分別增加1比特所需發送功率增量ΔPn+(bn)，1≤n≤M，最小的子載波地址n+，即n+=arg{minnN~p[Pn+(bn)]},]]>以及序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波的比特位數分別減少1比特所需發送功率遞減量ΔPn-(bn)，1≤n≤M，最大的子載波地址n-，即n-=arg{maxnN~p[Pn-(bn)]},]]>若Pn++(bn+)Pn--(bn-),]]>則比特分配結束；否則，將子載波n+的比特位數增加1位，即bn+=bn++1,]]>將子載波n-的比特位數減少1位，即bn-=bn--1.]]>若bn+bmax,]]>則將ΔPn++(bn+)更新為原值的2倍，否則，將ΔPn++(bn+)的值置為無窮大；若0bn-,]]>則將ΔPn--(bn-)更新為原值的1/2；否則，將ΔPn++(bn+)的值置為零。然後重複上述過程，直到Pn++(bn+)Pn--(bn-).]]>效果分析不考慮最大速率比特加載(各種最優加載方法中都需要)，在現有的最優比特加載方法中，多載波加載方法的開銷除加減法、除法、比較、賦值和邏輯操作等基本類型外，還包括更複雜的求對數運算，而本加載方法所需開銷均為基本操作，因此，本方法比多比特加載方法更易於實現。在絕大多數情況下，本方法在完成貪婪比特增刪後就已經實現最優功率分配，並不需要在初始加載時計算有效比特分布，不僅省去了複雜的求對數操作，還避免了多比特加載方法中因線路各子載波所在子信道增益噪聲比(CNR)相差較大時出現的動態範圍過大問題，具有更大的靈活性。
以包含220個子載波的5種不同類型ADSL系統標準測試環路為例，當環路工作在高目標比特率情況下時(目標比特率為環路最高比特率的60％-99％)，對貪婪比特刪除、多比特加載方法和本方法的主要運算量進行了對比。貪婪比特刪除方法的運算量與目標比特率和環路最大比特率的差值成正比，當目標比特率接近環路最高比特率時(如最高比特率的99％)，貪婪比特刪除方法與本方法所需主要運算量相同，但在其他高目標比特率情況下，貪婪比特刪除方法的運算量則明顯高於本方法的運算量，尤其是在目標比特率與環路最大比特率的差值較大時，貪婪比特刪除方法的運算效率明顯下降。多比特加載方法在目標比特率約為環路最大比特率的90％以下時運算效率高於貪婪比特刪除方法，但在在目標比特率約為最大比特率的90％以上運算效率低於貪婪比特刪除方法。而本方法除極個別情況外(目標比特率為最大比特率70％的環路mid-CSA)，在各種高目標比特率情況下所需主要運算量均顯著低於多比特加載方法的運算量。因此，從整個高目標比特率範圍內的總的運算效率(包括運算量和魯棒性)而言，本方法是三種最優加載方法中運算效率最高的，比現有最優加載方法更適合於有高速率數據傳輸要求的DMT系統。


圖1是DMT系統發送和接收原理框圖。
圖2是DMT系統發送端功能模塊示意圖。
圖3是DMT系統最優功率分配綜合比特位加載方法示意圖。
圖4-圖8是DMT系統最優功率分配的綜合比特位加載方法實施流程圖。
具體實施例方式DMT系統最優功率分配的綜合比特位加載方法是在DMT系統發送端作為比特分配電路的數字集成電路晶片上實現的。附圖1為DMT系統發送和接收原理框圖。附圖2為DMT系統發送端功能模塊示意圖。發送端輸入比特流經過緩衝和串並變換後，利用低速反向信道傳回的信道特性參數信息，完成子載波比特分配，然後經編碼映射、卷積和IFFT變換後，加入循環前綴(CP)，將並串變換後的比特流經數模轉換後送到線路中。接收端用發送端的逆過程恢復數據比特率。信道特性參數可通過初始化訓練得到。在標準的ADSL測試環境中，信道特性參數是已知的，本發明在實現時利用了ADSL標準測試環路。DMT系統最優功率分配的綜合比特位加載方法示意圖見附圖3。DMT系統最優功率分配的綜合比特位加載方法實施流程圖見附圖4-附圖8。下面給出一個具體的應用實例。考慮ADSL標準測試環路T1.601#9環(見龍騰，Cioffi J.M.和劉峰，xDSL技術與應用，電子工業出版社，2002.)下行鏈路(155kHz～1.1MHz頻段)，DMT符號長度為250us，子信道帶寬為4.3125kHz，採樣率為2.208MHz。下行鏈路實際加載子載波數為M＝220。環路工作在有10個HDSL和10個ADSL串音幹擾的環境下，背景加性高斯白噪聲(AWGN)的PSD為-140dBm/Hz。系統採用頻分雙工技術，總功率為100mW，各子信道最大允許的PSD為-40dBm/Hz，SNR裕量為6dB，編碼增益為2dB，目標比特錯誤率BER＝10-7所對應的SNR差額約為Γ＝9.5-2+6＝13.5(dB)，bmax＝8。測試環路最大比特率B為1584比特/符號，目標比特率BT分別選擇為最大比特率的95％、80％和60％，即1505、1267和950(單位比特/符號，略)。
首先根據附圖4最大比特率加載，計算系統最大比特率B以及B與BT的差值Biff。然後確定加載參數u。根據bn(nN~)]]>與bmax的關係可求得集合 的長度為L~=67,]]>集合 的長度為L~=153,]]>bn(nN~)]]>與bmax之差的最大值為v＝3。當BT＝1505時，Bdiff＝79，加載參數u＝0，因此可按照附圖7進行貪婪比特刪除，需要進行79次發送功率增量比較和減法。當BT＝1267時，u＝2，按照附圖4和附圖5執行並行比特刪除，共刪除184比特，然後更新B，求得Bdiff＝-20，根據附圖6完成剩餘的比特分配，然後按照附圖8進行比特微調，比特位調整次數為0，表明達到BT時的比特分配已為最小功率比特分配。當BT取950時，加載參數u＝v＝3，按照附圖4和附圖5執行並行比特刪除，共刪除208比特，剩餘比特數Bdiff＝89，根據附圖7完成剩餘的比特分配，然後按照附圖8進行比特微調，比特位調整次數也都為0，表明已實現最優功率比特分配。
仿真實驗針對5種ADSL標準測試環路T1.601#9、T1.601#13、CSA#7、CSA#8和mid-CSA，分別採用貪婪比特刪除、多比特加載和本方法進行了最優功率比特加載，各種方法得到的比特分布相同，並具有相同的發送功率，但運算量有所不同。仿真結果中給出的所有數據均表示對M歸一化後的運算量級。
表1為目標比特率分別取環路最大比特率的99％、90％、80％、70％和60％時三種最優加載方法的主要運算量比較，並給出了多比特加載方法用於多比特增刪和貪婪比特增刪的運算量以及本方法用於並行比特刪除和貪婪比特增刪的運算量。由於多比特加載方法中所用的求對數運算不是基本操作類型，表1中關於多比特加載方法和本方法的主要運算量並未將加載開銷計入在內。若考慮到加載開銷，則本方法所需操作類型更簡單，更易於實現。從表1中可以看出，多比特增刪和並行比特刪除所需運算量與貪婪比特增刪相比可忽略，不計入加載開銷時，主要運算量為貪婪比特增刪所需運算量。由表1可知，除極個別情況外(目標比特率為最大比特率70％的環路mid-CSA)，本方法在各種高目標比特率情況下所需主要運算量顯著低於多比特加載方法的運算量；在目標比特率接近環路最大比特率(最大比特率的99％)時，其主要運算量與貪婪比特刪除方法相同，而在目標比特率為最大比特率的60％-90％時，其主要運算量遠遠低於貪婪比特刪除方法。多比特加載方法在目標比特率接近環路最大比特率(約為最大比特率的90％以上)時，主要運算量高於貪婪比特刪除方法；而當目標比特率與環路最大比特率的差值增大時，貪婪比特刪除方法的運算量迅速增大。綜上所述，本加載方法在高目標比特率情況下(環路最大比特率的60％-99％)的運算效率明顯優於現有最優比特加載方法。由於實際DMT系統大多要求高速率數據傳輸，因此，本方法是一種非常實用的DMT系統最優功率比特分配方法。

表1目標比特率分別取環路最大比特率的99％、90％、80％、70％和60％時本方法與多比特加載方法和貪婪比特刪除方法的主要運算量比較
權利要求
1.離散多音頻調製系統最優功率分配的綜合比特位加載方法，針對目標比特率為系統最大比特率的60％-90％的離散多音頻調製系統，其特徵在於所述方法是在該系統發送端作為比特分配電路的數字集成電路晶片上實現的，依次包含以下步驟步驟(1)，最大比特率加載，依次含有以下步驟步驟(11)，根據信噪比差額Γ、子載波n所在子信道增益噪聲比CNRn、系統最大功率譜密度Φ和子信道帶寬F，按下式計算由Φ決定的各子載波，n的比特位數bn，n＝1，2，...，M， 所述CNRn、Φ和F為設定值，Γ由設定的目標符號錯誤概率Pe、信噪比裕量γm和編碼增益γc共同確定，由下式給出=10log10([Q-1(Pe/2)]23)+m-c;Q(x)=12xe-t2/2dt]]>，Q-1(x)為Q(x)的逆函數，x＝Pe/2；步驟(12)，按下式計算各子載波n的比特位數bn，共M個，n＝1，2，...，M，bn＝min(bmax，bn)；bmax為設定的最大QAM星座尺寸決定的比特位數；步驟(13)，計算系統比特率B=n=1Mbn]]>，此時B為系統最大比特率若B≤BT，則比特位加載結束；否則，計算最大比特率與目標比特率的差值Bdiff＝B-BT，再執行步驟(2)；步驟(2)，比特分配加速，所述比特率加速收斂過程依次含有以下步驟步驟(21)，根據最大速率比特位加載階段各子載波比特位數bn是否超過bmax，把子載波的序號分為兩類，分別放在集合 和 中，求集合 和 中元素的個數，即集合 和 的基數，其中N~={n:bn>bmax,n=1,2,...,M}]]>為最大速率比特位加載階段子載波比特位數bn超過bmax的子載波序號的集合；N~={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>，為最大速率比特位加載階段子載波比特位數bn不超過bmax且大於零的子載波序號的集合； 表示集合 的基數； 表示集合 的基數；按如下步驟求加載參數u的值步驟(211)，若L~=0]]>，按下式計算u的值 步驟(212)，若L~0]]>，按下式計算u值 v=maxnN~(bn-bmax)]]>為bn與bmax之差的最大值，nN~;]]>步驟(22)，按以下步驟執行並行比特刪除，得到新的比特位數bn步驟(221)，根據步驟(211)或(212)的結果，將序號為集合 中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn，n＝1，2，...，M；步驟(222)，步驟(221)中，若u＞1，將序號為集合N~s1={n:bmaxbnbmax+u,nN~}]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u-(bn-bmax)比特，即序號為 中元素的子載波比特位數減少至bn-u，得到新的比特位數bn；步驟(23)，將bn＜0對應的子載波n的比特位置零，得到新的比特位數bn，並計算系統新的比特率B=n=1Mbn;]]>步驟(24)，計算新的Bdiff＝B-BT，若Bdiff＝0，比特加載過程結束；若Bdiff＜0，則執行步驟(3)；若Bdiff＞0，先將加載參數u的原值存放在Δ中，即Δ＝u，然後按以下步驟求加載參數u的新值步驟(241)，求並行比特刪除後新的比特位數bn為正整數的子載波序號的集合N~s+={n:0bn,nN~}]]>及其基數 步驟(242)，按下式求u的新值 步驟(25)，若u≠0，執行並行比特刪除，否則執行步驟(4)；並行比特刪除依次含有以下步驟步驟(251)，若u≠0，將序號為集合N~s+N~s1]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn；步驟(252)，若u≠0且L~-L~s10,]]> 為集合 的基數，將序號為集合N~s2={n:bn=bmax+,nN~}]]>中元素的各子載波的比特位數刪除u比特，得到新的比特位數bn；否則，執行步驟(26)；步驟(253)，若u≠0，L~-L~s10,]]>L~-L~s1-L~s20,]]> 為集合 的基數，將序號為集合N~s3={n:bmax+bnbmax++u,nN~}]]>中元素的各子載波的比特位數減少至bn-Δ-u，所述u為新值，得到新的比特位數bn；否則，執行步驟(26)；步驟(26)，將bn＜0對應的各子載波n的比特位數置零，得到新的比特位數bn，計算新的B=n=1Mbn]]>和新的Bdiff＝B-BT，若Bdiff＝0，則比特加載結束；若Bdiff＜0，則執行步驟(3)；否則，按步驟(241)-(242)更新加載參數u的值，一般有u＝0，因此也可直接執行步驟(4)；步驟(3)，在序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的子載波之間執行|Bdiff|次貪婪比特增加，然後執行步驟(5)，所述貪婪比特增加依次含有以下步驟步驟(31)，確定增加1比特所需發送功率增量ΔPn+(bn)最小的子載波序號n+，nN~p,]]>即n+=arg{minnN~p[Pn+(bn)]}]]>；arg表示函數的自變量，arg{minnX[f(n)]}]]>表示函數f(n)，n∈X，的最小值對應的自變量；第一次按下式計算所述發送功率增量ΔPn+(bn)Pn+(bn)=2bnCNRn,]]>0≤bn＜bmax；步驟(32)，將第n+個子載波的比特位增加1位，即bn+=bn++1;]]>步驟(33)，若bn+bmax]]>，則將 更新為原值的2倍；否則，將 的值置為無窮大；然後返回步驟(31)；步驟(4)，在序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的子載波之間執行Bdiff次貪婪比特刪除，然後執行步驟(5)，所述貪婪比特刪除依次含有以下步驟步驟(41)，確定減少1比特所需發送功率遞減量ΔPn-(bn)，nN~p]]>，最大的子載波序號n-，即n-=arg{maxnN~p[Pn-(bn)]};]]>第一次按下式計算所述發送功率遞減量ΔPn-(bn)Pn-(bn)=2(bn-1)CNRn,]]>0＜bn≤bmax；步驟(42)，將第n-個子載波的比特位減少1位，即bn-=bn--1;]]>步驟(43)，若0bn-]]>，則將ΔPn--(bn-)更新為原值的1/2；否則，將ΔPn++(bn+)的值置為零；然後返回步驟(41)；步驟(5)，比特微調階段，實現最小發送功率比特分配，所述比特微調依次含有以下步驟步驟(51)，確定序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波的比特位數分別增加1比特所需發送功率增量ΔPn+(bn)，1≤n≤M，最小的子載波序號n+，即n+=arg{minnN~p[Pn+(bn)]};]]>步驟(52)，確定序號為集合N~p={n:0bnbmax,n=1,2,...,M}]]>中元素的各子載波的比特位數分別減少1比特所需發送功率遞減量ΔPn-(bn)，1≤n≤M，最大的子載波序號n-，即n-=arg{maxnN~p[Pn-(bn)]};]]>步驟(53)，若Pn++(bn+)Pn--(bn-)]]>，則依次執行所述步驟(531)-(534)；否則，比特分配結束；步驟(531)，將第n+個子載波的比特位數增加1位，即bn+=bn++1;]]>步驟(532)，將第n-個子載波的比特位數減少1位，即bn-=bn--1;]]>步驟(533)，若bn+bmax]]>，則將ΔPn++(bn+)更新為原值的2倍；否則，將ΔPn++(bn+)的值置為無窮大；步驟(534)，若0bn-]]>，則將ΔPn--(bn-)更新為原值的1/2；否則，將的值置為零；並返回步驟(51)。
全文摘要
本發明屬於離散多音頻調製系統資源分配領域，針對目標比特率為系統最大比特率的60％－90％的高目標比特率離散多音頻調製系統，其特徵在於首先對系統進行最大速率比特位加載，若最大比特率不超過目標比特率，則加載過程結束；否則，求加載參數的值，若加載參數的值為零，則利用貪婪比特刪除方法完成比特分配，若加載參數的值不為零，採用並行比特刪除方法加速比特分配速率，並更新系統比特率和加載參數，當加載參數的值為零或系統當前比特率低於目標比特率時，分別利用貪婪比特刪除或增加方法收斂到目標比特率，並通過比特位微調實現最小功率比特位分配。它的靈活性大，魯棒性強，在各種高目標比特率下的運算量低，易於實現。
文檔編號H04L27/26GK1889551SQ200610089630
公開日2007年1月3日 申請日期2006年7月7日 優先權日2006年7月7日
發明者朱麗平, 姚彥, 周世東, 朱義勝 申請人:清華大學, 大連海事大學