單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法
2023-06-10 02:07:01
專利名稱：單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法
技術領域：
本發明涉及通信領域中檢測兩個或多個輸入信號之間相位差的一種單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法，它特別適合於在天線跟蹤技術中製作單通道單脈衝跟蹤接收機，也可以用於其它需要檢測精確相位差的設備中。
背景技術：
在當前輸入信號信噪比較低、信號頻率範圍較大時的相位差檢測主要有兩種方法一是鎖相環檢測相位差方法，二是在雙通道採樣之後通過快速傅立葉變換(簡稱FFT)檢測相位差或採用互相關檢測相位差的方法。採用鎖相環技術對輸入信號跟蹤濾波以提高輸入信號信噪比，而後進行鑑相以得到信號相位差的方法，它可以採用單通道方案，但存在入鎖較慢、設備較複雜、調試和製造困難、成本較高、環路為近似線性等諸多缺點。在雙通道或多通道採樣之後檢測相位差的方法存在硬體複雜、通道匹配困難、通道間漂移造成相位差不準確、需要整周期採樣等缺點。
發明內容
本發明的目的在於避免上述背景技術中的不足之處而提供一種採用單通道傳輸信號、基於FFT數位訊號處理技術、不需要整周期採樣、具有低信噪比工作特性的一種單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法。本發明具有可適應信號頻段跨度大、檢測精度高、算法簡單等特點。本發明製造的設備還具有集成化程度高、性能穩定可靠、使用方便等特點。
本發明的目的是通過以下步驟實現的①由調製器對信號的次信號進行抑制載波調製後與主信號合成單通道；②將合成的單通道信號混頻及濾波、放大，進行模數轉換為數位訊號；③數位訊號採用桌球數據接收處理結構連續接收數據，對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，2n為快速傅立葉變換的點數；④調製器的調製信號由加窗和快速傅立葉變換的數據同步信號進行同步各個計數分頻器，通過設置各個計數分頻器的分頻比Ri產小於45°；第i路次信號為m路次信號中的任意一路，i路計數分頻生調製信號，設置初始計數值使調製信號初始相位為0°或其絕對值器的分頻比Ri的設置關係為Ri×Mi＝2n，式中Ri、Mi、n為正整數，Mi為在快速傅立葉變換結果中次信號兩個基波譜線相距主信號對應譜線的採樣點數，Mi≥8；⑤對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，在快速傅立葉變換結果中尋找連續三點功率之和值最大以確定信號最大譜線點，再根據次信號的基波功率譜相距為2Mi、主信號在次信號的調製後兩個基波功率譜中間、次信號調製後的兩個基波功率譜幅度相同的特性確定主信號最大譜線點k，算出各個次信號的最大譜線k+Mi、k-Mi兩點；⑥採用計算複數相角的方法求出主信號對應最大譜線點k的初始相位，採用計算複數相角的方法求出各次信號對應兩個基波調製譜線最大點k+Mi、k-Mi兩點的初始相位；⑦通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的複數實部與實部相加，虛部與虛部相加，求出相加後複數的相角即為本次傅立葉變換的次信號對應初始相位；或通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的初始相位值相加後除以2求出本次傅立葉變換的本路次信號對應初始相位，計算時去除相位以2π為周期的跳變；⑧i路次信號對應的初始相位減去主信號對應譜線的初始相位得到i路次信號合路時相對主信號的相位差，低信噪比時採用加權平均法求出i路次信號合路時相對主信號的相位差，加權平均的權值採用主信號對應三個譜線k、k+1、k-1的功率值；i路次信號合路時相對主信號的相位差與i路次信號的通道校正相位相加獲得i路次信號相對主信號的初始相位差；⑨由k、k+1、k-1三點功率之和獲得主信號功率Pm；通過i路次信號的k-Mi、k-Mi+1、k-Mi-1三點功率之和為Pik-，i路次信號的k+Mi、k+Mi+1、k+Mi-1三點功率之和為Pik+，根據Pik-、Pik+計算獲得次信號功率Pi、i路次信號與主信號的相對幅度；完成單通道檢測輸入信號的相位差與相對幅度。
本發明與背景技術相比具有如下優點1.本發明採用由加窗和快速傅立葉變換的數據同步信號進行同步各個計數分頻器，通過設置各個計數分頻器的分頻比Ri產生調製信號以調製輸入信號，合路成單通道傳輸，從而避免雙通道或多通道時下變頻器造成相對幅度、相位差的變化和波動，可提高檢測精度、使設備性能穩定可靠。
2.本發明採用FFT為核心的數位訊號處理解調出相位差和信號幅度的方法具有可工作信噪比低、不需要整周期採樣、算法簡單可靠、可快速確定信號及處理信號的顯著特點。
3.本發明製造的設備具有集成化程度高、體積小、結構簡單、可靠性高、可適應信號頻段跨度大、使用方便等優點。
圖1是本發明實施例的電原理方框圖。圖1中，1為信號調製合路單元，2為信號變換單元，3為FFT處理單元，4為計算處理單元，5為計數分頻陣列單元，1-1.1至1-1.m為1至m路次信號的m個調製器，1-2為合路器。
圖2是本發明實施例在兩路輸入信號時經過FFT後信號的頻率採樣點功率局部分布圖。
圖3是本發明實施例在三路輸入信號時經過FFT後信號的頻率採樣點功率局部分布圖。
圖2或圖3中的k為主信號FFT採樣點的功率譜最大點，k-1為主信號功率譜中比功率譜最大點低一個FFT採樣點的採樣點，k+1為主信號功率譜中比主信號功率譜最大點高一個FFT採樣點的採樣點，y為主信號頻率連續時所在位置，k+M點是次信號調製後高頻率基波的FFT採樣功率譜最大點，k-M點是次信號調製後低頻率基波的FFT採樣功率譜最大點，y+M是次信號調製後高頻率基波頻率連續時所在位置，y-M是次信號調製後低頻率基波頻率連續時所在位置，k+3M點是次信號調製後高頻率三次諧波的FFT採樣功率譜最大點，k-3M點是次信號調製後低頻率三次諧波的FFT採樣功率譜最大點，y+3M是次信號調製後高頻率三次諧波頻率連續時所在位置，y-3M是次信號調製後低頻率三次諧波頻率連續時所在位置。k+M1點是另一路次信號調製後高頻率基波的FFT採樣功率譜最大點，k-M1點是另一路次信號調製後低頻率基波的FFT採樣功率譜最大點，y+M1是另一路次信號調製後高頻率基波頻率連續時所在位置，y-M是另一路次信號調製後低頻率基波頻率連續時所在位置。
具體實施例方式
本發明實施步驟①由調製器對信號的次信號進行抑制載波調製後與主信號合成單通道。
實施例參照圖1、圖2、圖3，其中信號調製合路單元1在多路輸入信號中選擇一路信號作為主信號A直接進入合路器2，主信號A為參考信號或功率最大的輸入信號，其餘m路輸入信號B1至Bm作為次信號分別經過抑制載波調製器1-1.1至1-1.m被不同調製信號頻率的信號調製後與主信號在合路器1-2合成為一路，在此輸入信號頻率可以為從幾十kHz到幾十GHz的任一正弦信號，調製信號為不同頻率的低頻方波信號或正弦信號。
設主信號產生單元輸出信號為u1(t)u1(t)＝Acos(ωt)第i路次信號產生單元輸出信號ui(t)ui(t)＝μiAcos(ωt+i+γi)其中A為主信號振幅，μi為第i路歸一化次信號振幅，ω為信號角頻率，i為原始相位差，γi為在合路器前第i路次信號相對於主信號的通道附加相移。
設第i路調製信號ci(t)為方波ci(t)=+102n-/2it2n+/2-12n+/2it2n+3/2---(1)]]>
式中n為0，1，2，3，4，……等正整數，Ωi為方波信號的角頻率。
②將合成的單通道信號混頻及濾波、放大，進行模數轉換為數位訊號。
實施例參照圖1，信號變換單元2將輸入合路信號進行變頻、濾波、放大和進行模數轉換、數字選頻、濾波、降採樣，其中濾波、模數轉換為必需，其它處理根據不同應用選用，本單元輸出離散的數位訊號與每個離散數位訊號對應的數據同步信號。
③數位訊號採用桌球數據接收處理結構連續接收數據，對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，2n為快速傅立葉變換的點數。
實施例參照圖1，FFT變換處理單元3分為兩個都為2n點的數據區C和D，在數據同步信號同步下進行桌球數據接收存儲，設當前存儲新收到的數據到2n點數據接收區C，同時對2n點數據處理區D的數據進行加窗、FFT變換操作，區D完成數據處理後，等待當前數據接收區C收滿2n點；一旦接收區C收滿2n點後立即轉為數據處理區，對收到的數據進行加窗、FFT變換操作，同時數據處理區D轉為數據接收區接收新輸入數據，如此區C、區D輪流作為數據接收區、數據處理區循環，不間斷接收輸入數據，同時處理接收到的一段2n點數據，輸出經過加窗、FFT變換的數據到計算處理單元4。
以下步驟由計算處理單元4對經過加窗、FFT變換的2n點數據進行搜索、判斷找到主信號、次信號譜線，對主信號、次信號譜線進行計算處理，得到輸入信號的相位差、歸一化幅度值。
④調製器的調製信號由加窗和快速傅立葉變換的數據同步信號進行同步各個計數分頻器，通過設置各個計數分頻器的分頻比Ri產生調製信號，設置初始計數值使調製信號初始相位為0°或其絕對值小於45°；第i路次信號為m路次信號中的任意一路，i路計數分頻器的分頻比Ri的設置關係為Ri×Mi＝2n，式中Ri、Mi、n為正整數，Mi為在快速傅立葉變換結果中次信號兩個基波譜線相距主信號對應譜線的採樣點數，Mi≥8。
實施例參照圖1，計數分頻陣列單元5在進行FFT變換的數據同步信號下進行分頻計數，通過預置起始計數值使各路調製信號起始相位為零度或其絕對值小於45°，產生各路不同頻率的低頻調製信號。
設進行FFT的信號採樣角頻率為F，第i次信號的調整方波角頻率Ωi滿足下兩式Ri=Fi,RiMi=2n---(2)]]>其中Ri、Mi為正整數，並且滿足Mi≥8。在輸入信號頻率較低的應用中調製信號ci(t)也可為正弦波ci(t)＝cos(Ωit+vi)，vi為初始相位，此時也需滿足上式(2)，以下都按照採用方波調製信號。
採用調製信號ci(t)與i路輸入信號相乘，容易得出調製後次信號不含載波頻率分量，因此由合路器1-2可以與主信號A合為一路，合成後的信號為 在信號變換單元2變頻放大、A/D轉換、數字預處理後主、次信號的幅度增益設為b，頻率變為低中頻設為λ，採樣頻率為F，信號形式為 對每次採樣得到的2n點數據進行加漢寧窗、然後進行2n點快速付立葉變換(FFT)，並保持ci(t)滿足(1)式和(2)式，根據FFT的性質，可以得到只有一路次信號的簡略功率譜圖(未繪出次信號五次以上高次分量)如圖2示，只有兩路次信號的簡略功率譜圖(僅繪出次信號基波分量)如圖3示，圖中實線點代表FFT後功率譜的採樣點，虛線代表實際信號位置和相對功率，不難得出y=F2n,]]>對y四捨五入後為k，加窗後頻譜洩漏取上下各一項得到圖2或圖3中的k-1、k+1。
⑤對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，在快速傅立葉變換結果中尋找連續三點功率之和值最大以確定信號最大譜線點，再根據次信號的基波功率譜相距為2Mi、主信號在次信號的調製後兩個基波功率譜中間、次信號調製後的兩個基波功率譜幅度相同的特性確定主信號最大譜線點k，算出各個次信號的最大譜線k+Mi、k-Mi兩點。
實施例參照圖2和圖3，採用在信號頻率可能存在的範圍內尋找連續三點功率和最大譜線點，再根據次信號兩個基波譜線與主信號譜線相距為-Mi、+Mi的特性、次信號的調製後兩個基波功率譜幅度相同的特性可找到主信號最大譜線k，算出第i路次信號最大譜線k+Mi、k-Mi兩點。
⑥採用計算複數相角的方法求出主信號對應最大譜線點k的初始相位，採用計算複數相角的方法求出各次信號對應兩個基波調製譜線最大點k+Mi、k-Mi兩點的初始相位。
實施例分別求出k、k+Mi、k-Mi各條譜線的相位ψ、ψi+、ψi-。得到表達式ψ＝mod[λt1+ρ] (4.1)ψi+＝mod[λt1+ρ+i+γi+vi](4.2)ψi-＝mod[λt1+ρ+i+γi-vi](4.3)在式(4)的三個表達式中，t1表示本次FFT的初始採樣時刻，ρ為譜線y與k的相差，mod為以2π取模。在採用(1)式表示方波調製時具有初始相位0°，合理設置計數分頻陣列單元5的初始計數值可使方波調製時具有初始相位0°，在此統一設為vi。
在下一次FFT分析時，時間過去T＝2π/F秒，因此求得k、k-Mi、k+Mi三點相位分別為ψ′＝mod[λ(t1+T)+ρ](5.1)ψi+′＝mod[λ(t1+T)+ρ+i+γi+ΩiT+vi]ψi-′＝mod[λ(t1+T)+ρ+i+γi-ΩiT-vi]由於ΩiT＝Ri×2π所以ψi+′＝mod[λ(t1+T)+ρ+i+γi+vi] (5.2)ψi-′＝mod[λ(t1+T)+ρ+i+γi-vi] (5.3)
⑦通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的複數實部與實部相加，虛部與虛部相加，求出相加後複數的相角即為本次傅立葉變換的次信號對應初始相位；或通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的初始相位值相加後除以2求出本次傅立葉變換的本路次信號對應初始相位，計算時去除相位以2π為周期的跳變。
實施例在設置調製信號初始相位值為0度或較小時，每次FFT後直接採用k-Mi、k+Mi兩點複數相加，然後求相加後複數的相位即可得i路次信號相位ψi。
第i路次信號的初始相位ψi為 在下一次FFT分析時，時間過去T＝2π/F秒，第i路次信號初始相位ψi′為 ⑧i路次信號對應的初始相位減去主信號對應譜線的初始相位得到i路次信號合路時相對主信號的相位差，低信噪比時採用加權平均法求出i路次信號合路時相對主信號的相位差，加權平均的權值採用主信號對應三個譜線k、k+1、k-1的功率值；i路次信號合路時相對主信號的相位差與i路次信號通道校正相位相加獲得i路次信號相對主信號的初始相位差。
實施例合路時第i路次信號與主信號合路時相位差βi為βi＝ψi-ψ＝i+γi(7.1)在下一次FFT分析時，時間過去T＝2π/F秒，合路時第i路次信號相對主信號相位差βi′為βi′＝ψi′-ψ′＝i+γi(7.2)顯然βi′＝βi，合路時相位差βi′減去固定相差γi得到所求相差i，如此每次隔時間T計算下去，都可以得到正確相位差。
在高信噪比時一組k、k-Mi、k+Mi三點即可求出準確相位差。在信噪比較差時，可進一步求出k+1、k+Mi+1、k-Mi+1三點相位，和k-1、k+Mi-1、k-Mi-1三點相位，利用同樣方法分別得到相位差βi-1、βi+1，再得到三個點k、k+1、k-1的功率pk、p+1、p-1，k、k+1、k-1三個點相位差分別以k、k+1、k-1點功率作按照下式(8)作加權平均可以提高相位差的估計精度。
i=ipk+i-1p-1+i+1p+1pk+p-1+p+1---(8)]]>第i路次信號與任意第x路次信號的相位差可通過簡單運算獲得，第x路次信號為不同於第i路次信號的任意另一路次信號。
⑨由k、k+1、k-1三點功率之和獲得主信號功率Pm；通過i路次信號的k-Mi、k-Mi+1、k-Mi-1三點功率之和為Pik-，i路次信號的k+Mi、k+Mi+1、k+Mi-1三點功率之和為Pik+，根據Pik-、Pik+計算獲得次信號功率Pi、i路次信號與主信號的相對幅度。
實施例由k、k+1、k-1三點功率之和Pk可得主信號功率PmPm＝cPk(9)c為固定值，是加窗與FFT後的功率恢復係數。
由第i路次信號的k-Mi、k-Mi+1、k-Mi-1三點功率之和為Pik-，k+Mi、k+Mi+1、k+Mi-1三點功率之和為Pik+，則次信號功率為Pi=c28(Pik++Pik-)---(10)]]>次信號和主信號的振幅比μi為i=PiPm=2Pik-+Pik+2Pk---(11)]]>在高信噪比時，次信號和主信號的振幅比計算可以如下i=2pk-Mipk=2pk+Mipk---(12)]]>pk-Mi、pk+Mi分別為k-Mi、k+Mi點功率。
同理第x路次信號和第i路次信號的振幅比μix為ix=PxPi=Pxk-+Pxk+Pik-+Pik+=pk-Mxpk-Mi=pk+Mxpk+Mi---(13)]]>
以上(13)式中，Px為第x路次信號的功率，Pxk-為x路次信號的k-Mx、k-Mx+1、k-Mx-1三點功率之和，Pxk+為x路次信號的k+Mx、k+Mx+1、k+Mx-1三點功率之和，pk-Mx、pk+Mx分別為k-Mx、k+Mx點功率。
完成單通道檢測輸入信號的相位差與相對幅度。
權利要求
1.一種單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法，它包括步驟①由調製器對信號的次信號進行抑制載波調製後與主信號合成單通道；②將合成的單通道信號混頻及濾波、放大，進行模數轉換為數位訊號；③數位訊號採用桌球數據接收處理結構連續接收數據，對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，2n為快速傅立葉變換的點數；其特徵在於還包括步驟④調製器的調製信號由加窗和快速傅立葉變換的數據同步信號進行同步各個計數分頻器，通過設置各個計數分頻器的分頻比Ri產生調製信號，設置初始計數值使調製信號初始相位為0°或其絕對值小於45°；第i路次信號為m路次信號中的任意一路，i路計數分頻器的分頻比Ri的設置關係為Ri×Mi＝2n，式中Ri、Mi、n為正整數，Mi為在快速傅立葉變換結果中次信號兩個基波譜線相距主信號對應譜線的採樣點數，Mi≥8；⑤對已接收到的2n點接收數據加窗、快速傅立葉變換，在快速傅立葉變換結果中尋找連續三點功率之和值最大以確定信號最大譜線點，再根據次信號的基波功率譜相距為2Mi、主信號在次信號的調製後兩個基波功率譜中間、次信號調製後的兩個基波功率譜幅度相同的特性確定主信號最大譜線點k，算出各個次信號的最大譜線k+Mi、k-Mi兩點；⑥採用計算複數相角的方法求出主信號對應最大譜線點k的初始相位，採用計算複數相角的方法求出各次信號對應兩個基波調製譜線最大點k+Mi、k-Mi兩點的初始相位；⑦通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的複數實部與實部相加，虛部與虛部相加，求出相加後複數的相角即為本次傅立葉變換的次信號對應初始相位；或通過各次信號對應k+Mi、k-Mi兩點的初始相位值相加後除以2求出本次傅立葉變換的本路次信號對應初始相位，計算時去除相位以2π為周期的跳變；⑧i路次信號對應的初始相位減去主信號對應譜線的初始相位得到i路次信號合路時相對主信號的相位差，低信噪比時採用加權平均法求出i路次信號合路時相對主信號的相位差，加權平均的權值採用主信號對應三個譜線k、k+1、k-1的功率值；i路次信號合路時相對主信號的相位差與i路次信號的通道校正相位相加獲得i路次信號相對主信號的初始相位差；⑨由k、k+1、k-1三點功率之和獲得主信號功率Pm；通過i路次信號的k-Mi、k-Mi+1、k-Mi-1三點功率之和為Pik-，i路次信號的k+Mi、k+Mi+1、k+Mi-1三點功率之和為Pik+，根據Pik-、Pik+計算獲得次信號功率Pi、i路次信號與主信號的相對幅度；完成單通道檢測輸入信號的相位差與相對幅度。
全文摘要
本發明公開了一種單通道檢測輸入信號相位差與相對幅度的方法，它涉及通信領域中的一種可在一個通道內實時求出多路信號之間相位差與相對幅度的方法。它通過控制分頻器產生調製信號，用調製信號調製輸入信號後合路形成單通道傳輸，合路信號再通過變換、採樣、加窗、快速傅立葉變換(FFT)等信號處理，由FFT的輸出數據經過計算獲得相位差、幅度、相對幅度信息。本發明相對傳統的檢測方法具有單通道傳輸、不需鎖相環、不需要整周期採樣、處理信號頻率範圍寬、工作信噪比低、響應速度快、檢測精度高等特點，另外具有集成化程度高、硬體簡單、性能可靠的優點，特別適合用來製作天線自跟蹤技術中的單通道單脈衝跟蹤接收機。
文檔編號H04B17/00GK1946071SQ20061010207
公開日2007年4月11日 申請日期2006年10月25日 優先權日2006年10月25日
發明者李強, 閔潔 申請人:中國電子科技集團公司第五十四研究所