交流旋轉電機的控制裝置及電動助力轉向的控制裝置的製作方法

2023-06-09 15:22:51 1

本發明涉及無需改變控制周期即可提高交流旋轉電機的輸出的交流旋轉電機的控制裝置及電動助力轉向的控制裝置。

背景技術：

在現有的三相pwm逆變器裝置的相電流檢測裝置中，控制周期tsw根據相位指令值θ*及電壓指令值v*來進行長短變化。並且，在與根據相位指令值θ*及電壓指令值v*而設定的零矢量以外的某個基本電壓矢量相對應的開關模式的保持時間(t1或t2)比逆變器主電路的死區時間tdd與霍爾元件ct9進行電流檢測所需的時間tsw之和(tdd+tsw)要長時，選擇固定的較短的控制周期tsw。另一方面，公開了如下示例：在開關模式的保持時間變得比時間(tdd+tsw)短時，控制周期tsw延長，使得保持時間比時間(tdd+tsw)要長(例如參照專利文獻1)。

現有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特開平3-230767號公報

技術實現要素：

發明所要解決的技術問題

然而，現有技術中，存在如下問題。若延長控制周期tsw,則從三相pwm逆變器裝置輸出的pwm的周期(等於控制周期tsw)變長，作為pwm周期的倒數的pwm頻率降低。

若將交流旋轉電機連接到三相pwm逆變器的輸出，則流至交流旋轉電機的電流包含pwm頻率的分量。因此，由於pwm頻率降低，電流所包含的該分量的頻率也降低，從而會產生交流旋轉電機產生噪音的問題。

尤其用於電動助力轉向用的交流旋轉電機要求靜音性，pwm頻率例如被設定為20khz以上(超過可聽區域的頻帶)。此處，若在用於電動助力轉向用的交流旋轉電機中應用專利文獻1中的延長控制周期tsw(降低pwm頻率)的方式，則pwm頻率將小於20khz。其結果是，產生如下問題：由交流旋轉電機產生噪音，會對乘坐搭載有電動助力轉向的車輛的人造成不適感。

本發明是為了解決上述問題點而完成的，其目的在於，提供一種無需變更控制周期即可提高交流旋轉電機的輸出的交流旋轉電機的控制裝置及電動助力轉向的控制裝置。

解決技術問題的技術方案

本發明所涉及的交流旋轉電機的控制裝置包括：包含具有相位差的第1繞組與第2繞組的交流旋轉電機；檢測第1繞組的電流的第1電流檢測器；檢測第2繞組的電流的第2電流檢測器；基於交流旋轉電機的電流指令與電流檢測值，運算第1電壓指令與第2電壓指令的控制部；基於第1電壓指令，向第1繞組施加電壓的第1電壓施加器；基於第2電壓指令，向第2繞組施加電壓的第2電壓施加器；基於第1電壓指令與第2電壓指令的至少一個，來判定能否利用第1電流檢測器檢測第1繞組的電流的第1檢測可否判定器；以及運算第1繞組的電流與第2繞組的電流之和即推定和電流的推定和電流運算器，在第1檢測可否判定器判定為無法利用第1電流檢測器檢測第1繞組的電流的情況下，控制部基於第1繞組的推定電流值來運算第1電壓指令，所述第1繞組的推定電流值通過將由推定和電流運算器輸出的推定和電流減去由第2電流檢測器檢測到的第2繞組的電流而計算得到。

本發明所涉及的電動助力轉向的控制裝置包括本發明的交流旋轉電機的控制裝置，控制部運算第1電壓指令及第2電壓指令，使得交流旋轉電機產生輔助轉向系統的轉向轉矩的轉矩。

發明效果

根據本發明，具備推定和電流運算器，該推定和電流運算器在判定為能檢測第1繞組的電流的情況下，作為推定和電流，輸出由第1電流檢測器檢測到的第1繞組的電流與由第2電流檢測器檢測到的第2繞組的電流之和，在判定為無法檢測第1繞組的電流的情況下，維持作為上一次值來輸出的推定和電流，在判定為無法檢測第1繞組的電流的情況下，基於將由推定和電流運算器輸出的推定和電流減去由第2電流檢測器檢測到的第2繞組的電流而計算得到的第1繞組的推定電流值，來運算針對第1繞組的第1電壓指令。其結果是，起到以下以往所沒有的顯著效果：無需變更控制周期，能夠在降低了交流旋轉電機的噪音的狀態下提高交流旋轉電機的輸出。

附圖說明

圖1表示本發明的實施方式1中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖2是用於說明本發明的實施方式1中作為交流旋轉電機使用的三相交流發電機的結構的圖。

圖3是表示本發明的實施方式1中的半導體開關sup1～swn1的導通斷開狀態所對應的第1電壓矢量v0(1)～v7(1)與idc1之間的關係的圖。

圖4是表示本發明的實施方式1中的半導體開關sup2～swn2的導通斷開狀態所對應的第2電壓矢量v0(2)～v7(2)與等於idc2的電流之間的關係的圖。

圖5是表示本發明的實施方式1中基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』的第1電壓指令矢量v1*、基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』的第2電壓指令矢量v2*的說明圖。

圖6是本發明的實施方式1中的第1電壓指令vu1、vv1、vw1及第2電壓指令vu2、vv2、vw2的波形圖。

圖7是用於說明關於本發明的實施方式1中的第1電壓施加器的電壓指令與各相上側臂元件為導通的比例之間的關係的圖。

圖8是用於說明關於本發明的實施方式1中的第2電壓施加器的電壓指令與各相上側臂元件為導通的比例之間的關係的圖。

圖9關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器中的電流檢測時刻的動作說明圖。

圖10關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器中的電流檢測時刻的不同於圖9的動作說明圖。

圖11關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器中的電流檢測時刻的不同於圖9、圖10的動作說明圖。

圖12是關於本發明的實施方式1中的第1檢測可否判定器及第2檢測可否判定器的功能的說明圖。

圖13是表示本發明的實施方式1中的第1檢測可否判定器的一系列動作的流程圖。

圖14是表示本發明的實施方式1中的第1繞組的電流與第2繞組的電流之間的關係的圖。

圖15表示本發明的實施方式1中的推定和電流運算器所進行的一系列處理的流程圖。

圖16是表示本發明的實施方式1中的推定和電流運算器的內部結構的框圖的一個示例。

圖17是表示本發明的實施方式2中的第1檢測可否判定器的一系列動作的流程圖。

圖18是表示將本發明的實施方式2中的第3規定值vs3設定為0.1vdc時的與之前的圖17的各步驟相對應的波形的圖。

圖19表示本發明的實施方式4的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖20表示本發明的實施方式5的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖21是表示本發明的實施方式5中的半導體開關sup1～swn1的導通斷開狀態所對應的第1電壓矢量v0(1)～v7(1)與第1繞組的電流iu1、iv1、iw1之間的關係的圖。

圖22是表示本發明的實施方式5中的半導體開關sup2～swn2的導通斷開狀態所對應的第2電壓矢量v0(2)～v7(2)與第2繞組的電流iu2、iv2、iw2之間的關係的圖。

圖23關於本發明的實施方式5中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器中的電流檢測時刻的動作說明圖。

圖24是表示本發明的實施方式5中的第1檢測可否判定器的功能的說明圖。

圖25是表示本發明的實施方式5中的第1檢測可否判定器的一系列動作的流程圖。

圖26表示本發明的實施方式6中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖27表示本發明的實施方式7中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖28表示本發明的實施方式8中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖29是表示本發明的實施方式8中的第2檢測可否判定器的一系列動作的流程圖。

圖30表示本發明的實施方式8中的推定和電流運算器所進行的一系列處理的流程圖。

圖31是表示本發明的實施方式8中的推定和電流運算器的內部結構的框圖的一個示例。

圖32表示本發明的實施方式9中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

圖33是表示本發明的實施方式9中、使差電流增益基於第1電壓指令而變動的狀態的圖。

圖34是表示本發明的實施方式9中、使和電流增益基於第1電壓指令而變動的狀態的圖。

圖35表示本發明的實施方式10中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。

具體實施方式

下面，基於附圖對本發明的交流旋轉電機的控制裝置及電動助力轉向的控制裝置的優選實施方式進行說明。

實施方式1.

圖1表示本發明的實施方式1中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。此外，圖2是用於說明本發明的實施方式1中作為交流旋轉電機使用的三相交流發電機的結構的圖。如圖2所示，圖1所示的交流旋轉電機1a是在中性點n1連接的第1三相繞組u1、v1、w1與在中性點n2連接的第2三相繞組u2、v2、w2以不電連接的狀態收納於旋轉電機的定子的三相交流旋轉電機。

另外，u1繞組與u2繞組、v1繞組與v2繞組、w1繞組與w2繞組分別具有30度的相位差。圖2中，作為交流旋轉電機1a示出了第1三相繞組與第2三相繞組均為y接線的情況，但本發明也能應用於δ接線的情況。

直流電源2a向第1電壓施加器3a輸出直流電壓vdc1，直流電源2b向第2電壓施加器3b輸出直流電壓vdc2。作為上述直流電源2a、2b，包含電池、dc-dc轉換器、二極體整流器、pwm整流器等輸出直流電壓的所有設備。使用直流電源2a、2b的任一種來向第1電壓施加器3a及第2電壓施加器3b輸出直流電壓的結構均包含在本發明的範圍內。

第1電壓施加器3a利用逆轉換電路(逆變器)對第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』進行pwm調製，導通或斷開半導體開關sup1、sun1、svp1、svn1、swp1、swn1(以下的說明中，將上述6個半導體開關呈現為半導體開關sup1～swn1)。由此，第1電壓施加器3a將從直流電源2a輸入的直流電壓vdc1進行功率轉換，得到交流，並將交流電壓施加到交流旋轉電機1a的第1三相繞組u1、v1、w1。

此處，作為半導體開關sup1～swn1，使用將igbt、雙極型電晶體、mos功率電晶體等半導體開關與二極體反向並聯連接而構成的結構。

第2電壓施加器3b利用逆轉換電路(逆變器)對第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』進行pwm調製，導通或斷開半導體開關sup2、sun2、svp2、svn2、swp2、swn2(以下的說明中，將上述6個半導體開關呈現為半導體開關sup2～swn2)。由此，第2電壓施加器3b將從直流電源2b輸入的直流電壓vdc2進行功率轉換，得到交流，並將交流電壓施加到交流旋轉電機1a的第2三相繞組u2、v2、w2。

此處，作為半導體開關sup2～swn2，使用將igbt、雙極型電晶體、mos功率電晶體等半導體開關與二極體反向並聯連接而構成的結構。

第1電流檢測器4a利用分流電阻、儀表用變流器(ct)等電流傳感器，來檢測流過第1功率轉換器3a的第1直流母線的電流idc1。圖3是表示本發明的實施方式1中的半導體開關sup1～swn1的導通斷開狀態所對應的第1電壓矢量v0(1)～v7(1)與idc1之間的關係的圖。另外，圖3所示的sup1～swn1中，「1」表示開關導通的狀態，「0」表示開關斷開的狀態。

第1電流檢測器4a基於圖3所示的關係檢測第1三相電流iu1、iv1、iw1。另外，第1電流檢測器4a中，利用idc1檢測第1三相電流iu1、iv1、iw1中的兩相，剩餘的一相可以利用三相電流的和為零的情況，通過運算來求得。

第2電流檢測器4b利用分流電阻、儀表用變流器(ct)等電流傳感器，來檢測流過第2功率轉換器3b的第2直流母線的電流idc2。圖4是表示本發明的實施方式1中的半導體開關sup2～swn2的導通斷開狀態所對應的第2電壓矢量v0(2)～v7(2)與等於idc2的電流之間的關係的圖。另外，圖4所示的sup2～swn2中，「1」表示開關導通的狀態，「0」表示開關斷開的狀態。

第2電流檢測器4b基於圖4所示的關係檢測第2三相電流iu2、iv2、iw2。另外，第2電流檢測器4b中，利用idc2檢測第2三相電流iu2、iv2、iw2中的兩相，剩餘的一相可以利用三相電流的和為零的情況，通過運算來求得。

此外，圖3所示的第1電壓矢量中括號內的數字(1)及圖4所示的第2電壓矢量中括號內的數字(2)用於判定第1電壓矢量和第2電壓矢量，對基於第1電壓指令的第1電壓矢量標記(1)，對基於第2電壓指令的第2電壓矢量標記(2)。

第1檢測可否判定器12a基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』判定能否檢測第1三相電流，輸出第1檢測可否判定信號flag_1。

接著，對控制部5a進行說明。坐標轉換器6a將由第1電流檢測器4a檢測出的第1三相電流iu1、iv1、iw1基於交流旋轉電機1a的旋轉位置θ轉換為旋轉坐標上的電流，運算旋轉兩軸上的第1繞組的電流id1、iq1。

坐標轉換器6b將由第2電流檢測器4b檢測出的第2三相電流iu2、iv2、iw2基於從交流旋轉電機1a的旋轉位置θ減去30度得到的位置θ-30轉換為旋轉坐標上的電流，運算旋轉兩軸上的第2繞組的電流id2、iq2。

推定和電流運算器14根據第1檢測可否判定信號flag_1、第1繞組的電流id1、iq1、第2繞組的電流id2、iq2運算推定和電流idsum_cal、iqsum_cal。

切換器7a在基於第1檢測可否判定信號flag_1判定為能檢測第1三相電流的情況下，將第1繞組的電流id1、iq1分別作為旋轉兩軸坐標上的電流id1』、iq1』進行輸出。

此外，切換器7a在基於第1檢測可否判定信號flag_1判定為不能檢測第1三相電流的情況下，根據第2繞組的電流id2、iq2與推定和電流idsum_cal、iqsum_cal，分別利用下式(1)、(2)計算旋轉兩軸坐標上的電流id1』、iq1』並進行輸出。

id1』＝idsum＿cal-id2(1)

iq1』＝iqsum＿cal-iq2(2)

切換器7a將第2繞組的電流id2、iq2分別作為旋轉兩軸坐標上的電流id2』、iq2』進行輸出。

此處，旋轉兩軸坐標上的電流id1』、iq1』及旋轉兩軸坐標上的電流id2』、iq2』分別相當於用於運算後述的旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd1、vq1及旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd1、vq1的電流檢測值。

減法器8a運算交流旋轉電機1a的d軸電流指令id*與從切換器7a輸出的旋轉兩軸坐標上的電流id1』的偏差did1。

減法器8b運算交流旋轉電機1a的q軸電流指令iq*與從切換器7a輸出的旋轉兩軸坐標上的電流iq1』的偏差diq1。

減法器8c運算交流旋轉電機1a的d軸電流指令id*與從切換器7a輸出的旋轉兩軸坐標上的電流id2』的偏差did2。

減法器8d運算交流旋轉電機1a的q軸電流指令iq*與從切換器7a輸出的旋轉兩軸坐標上的電流iq2』的偏差diq2。

控制器9a利用p控制器、pi控制器以將偏差did1控制為零的方式來運算旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd1。

控制器9b利用p控制器、pi控制器以將偏差diq1控制為零的方式來運算旋轉兩軸坐標上的電壓指令vq1。

控制器9c利用p控制器、pi控制器以將偏差did2控制為零的方式來運算旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd2。

控制器9d利用p控制器、pi控制器以將偏差diq2控制為零的方式來運算旋轉兩軸坐標上的電壓指令vq2。

坐標轉換器10a基於交流旋轉電機1a的旋轉位置θ，將旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd1、vq1坐標轉換為三相交流坐標，運算第1電壓指令vu1、vv1、vw1。

坐標轉換器10b基於從交流旋轉電機1a的旋轉位置θ減去30度得到的位置θ-30，將旋轉兩軸坐標上的電壓指令vd2、vq2坐標轉換為三相交流坐標，運算第2電壓指令vu2、vv2、vw2。

偏移運算器11a如下式(3)～(5)所示對第1電壓指令vu1、vv1、vw1加上偏移電壓voffset1，作為第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』進行輸出。

vu1』＝vu1+voffset1(3)

vv1』＝vv1+voffset1(4)

vw1』＝vw1+voffset1(5)

偏移運算器11b如下式(6)～(8)所示對第2電壓指令vu2、vv2、vw2加上偏移電壓voffset2，作為第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』進行輸出。

vu2』＝vu2+voffset2(6)

vv2』＝vv2+voffset2(7)

vw2』＝vw2+voffset2(8)

第1檢測可否判定器12a基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』判定能否檢測第1三相電流，輸出第1檢測可否判定信號flag_1。

接著，對第1電壓指令、第2電壓指令、第1檢測可否判定器12a的動作進行詳細說明。圖5是表示本發明的實施方式1中基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』的第1電壓指令矢量v1*、基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』的第2電壓指令矢量v2*的說明圖。如圖5所示，第1電壓指令矢量v1*及第2電壓指令矢量v2*分別為使u(1)-v(1)-w(1)軸、u(2)-v(2)-w(2)軸旋轉的矢量。

另外，圖5所示的括號內的數字用於區分表示第1繞組所對應的軸和第2繞組所對應的軸。具體而言，標記有(1)的u(1)、v(1)、w(1)分別表示第1繞組的u相、v相、w相所對應的軸，標記有(2)的u(2)、v(2)、w(2)分別表示第2繞組的u相、v相、w相所對應的軸。此處，以u(1)軸作為基準時的第1電壓指令矢量v1*與第2電壓指令矢量v2*的相位角均為θv，沒有相位差。

圖6是本發明的實施方式1中的第1電壓指令vu1、vv1、vw1及第2電壓指令vu2、vv2、vw2的波形圖。之前的圖5所示的u(2)、v(2)、w(2)軸分別相對於u(1)、v(1)、w(1)軸延遲30度相位。因此，如圖6所示，第2電壓指令vu2、vv2、vw2相比第1電壓指令vu1、vv1、vw1延遲30度相位。

圖6中，橫軸是以u(1)軸作為基準的電壓相位角θv。因此，對於第1繞組與第2繞組具有30度的相位差的交流旋轉電機1a，第1電壓指令與第2電壓指令具有30度的相位差。此外，對於第1繞組與第2繞組具有30+60×n(n：整數)度的相位差的交流旋轉電機，同樣地，第1電壓指令與第2電壓指令具有30+60×n度的相位差。

圖7是用於說明關於本發明的實施方式1中的第1電壓施加器3a的電壓指令與各相上側臂元件為導通的比例之間的關係的圖。圖7(a)是圖6所示的第1電壓指令vu1、vv1、vw1，是坐標轉換器10a的輸出。此外，圖7(b)是偏移運算器11a的輸出即第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，利用上式(3)～(5)來運算。

另外，上式(3)～(5)中的偏移電壓voffset1利用第1電壓指令vu1、vv1、vw1的最大值vmax1、最小值vmin1，由下式(9)來提供。

voffset1＝-0.5(vmin1+vmax1)(9)

其中，第1電壓施加器3a能輸出的相電壓的電壓輸出範圍為0～母線電壓vdc1。因此，電壓輸出範圍的幅度應在第1電壓施加器3a所能輸出的vdc1以內，在第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』小於-0.5vdc1、超過0.5vdc1的情況下，分別以-0.5vdc1、0.5vdc1來限制。

此外，作為voffset1，除了上式(9)以外，也可以利用作為兩相調製方式、三次諧波重疊方式而已知的其他偏移電壓運算方法。

圖7(c)是表示第1電壓施加器3a中、各相上側臂元件(sup1、svp1、swp1)處於導通的比例的導通佔空比(onduty)dsup1、dsvp1、dswp1。這些導通佔空比dsup1、dsvp1、dswp1分別利用vu1』、vv1』、vw1』，由下式求出。

dsxp1＝0.5+vx1』/vdc1

其中，x＝u、v、w。例如，在dsup1為0.6時，第1電壓施加器3a將開關周期tsw中sup1的導通比例設為0.6。

此處，第1電壓施加器3a中，對於每一相，始終使上側臂元件(sup1、svp1、swp1)與下側臂元件(sup1、svp1、swp1)的某一方為導通。因此，各相上側臂元件的導通佔空比(dsup1、dsvp1、dswp1)與下側臂元件的導通佔空比(dsun1、dsvn1、dswn1)之間存在下式(10)～(12)的關係。

dsup1+dsun1＝1(10)

dsvp1+dsvn1＝1(11)

dswp1+dswn1＝1(12)

因此，例如在dsup1為0.6的情況下，利用上式(10)，得到dsun1為0.4。根據以上內容，設定基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』的第1電壓施加器3a中的各開關元件的導通佔空比。

圖8是用於說明關於本發明的實施方式1中的第2電壓施加器3b的電壓指令與各相上側臂元件為導通的比例之間的關係的圖。圖8(a)是圖6所示的第2電壓指令vu2、vv2、vw2，是坐標轉換器10b的輸出。此外，圖8(b)是偏移運算器11b的輸出即第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，利用上式(6)～(8)來運算。

另外，上式(4)～(6)中的偏移電壓voffset2利用第2電壓指令vu2、vv2、vw2的最大值vmax2、最小值vmin2，由下式(13)來提供。

voffset2＝-0.5(vmin2+vmax2)(13)

其中，第2電壓施加器3b能輸出的相電壓的電壓輸出範圍為0～母線電壓vdc2。因此，電壓輸出範圍的幅度應在第2電壓施加器3b所能輸出的vdc2以內，在第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』小於-0.5vdc2、超過0.5vdc2的情況下，分別以-0.5vdc2、0.5vdc2來限制。

此外，作為voffset2，除了上式(13)以外，也可以利用作為兩相調製方式、三次諧波重疊方式而已知的其他偏移電壓運算方法。

圖8(c)是表示第2電壓施加器3b中、各相上側臂元件(sup2、svp2、swp2)處於導通的比例的導通佔空比(onduty)dsup2、dsvp2、dswp2。這些導通佔空比dsup2、dsvp2、dswp2分別利用vu2』、vv2』、vw2』，由下式求出。

dsxp2＝0.5+vx2』/vdc2

此處，第2電壓施加器3b中，對於每一相，始終使上側臂元件(sup2、svp2、swp2)與下側臂元件(sun2、svn2、swn2)的某一方為導通。因此，各相上側臂元件的導通佔空比(dsup2、dsvp2、dswp2)與下側臂元件的導通佔空比(dsun2、dsvn2、dswn2)之間存在下式(14)～(16)的關係。

dsup2+dsun2＝1(14)

dsvp2+dsvn2＝1(15)

dswp2+dswn2＝1(16)

因此，例如在dsup2為0.6的情況下，利用上式(14)，得到dsun2為0.4。根據以上內容，設定基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』的第2電壓施加器3b中的各開關元件的導通佔空比。

圖9關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器4a、4b中的電流檢測時刻的動作說明圖。具體而言，是表示第1電壓施加器3a的半導體開關sup1、svp1、swp1及第2電壓施加器3b的半導體開關sup2、svp2、swp2的導通斷開模式與電流檢測器4a、4b中的開關信號的周期(pwm周期)tsw內的電流檢測時刻之間的關係的圖。

另外，sun1、svn1、swn1及sun2、svn2、swn2分別與sup1、svp1、swp1及sup2、svp2、swp2處於反轉(若前者為1則後者為0，若前者為0則後者為1，其中去除了死區期間)的關係，因此省略圖示。

圖9中，關於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，在按大小順序設為第1最大相電壓emax1、第1中間相電壓emid1、第1最小相電壓emin1時，具有下式(17)～(19)的關係。

emax＝vu1』(17)

emid＝vv1』(18)

emin＝vw1』(19)

同樣，關於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，在按大小順序設為第2最大相電壓emax2、第2中間相電壓emid2、第2最小相電壓emin2時，具有下式(20)～(22)的關係。

emax＝vu2』(20)

emid＝vv2』(21)

emin＝vw2』(22)

時刻t1(n)中，將sup1、sup2設為1，且將svp1、swp1、svp2、swp2設為0，從時刻t1(n)起持續到經過δt1後的時刻t2(n)。根據圖3、圖4，時刻t1(n)～t2(n)中，第1電壓矢量為v1(1)，第2電壓矢量為v1(2)。電流檢測器4a、4b在時刻t1(n)～t2(n)中，在時刻ts1-1(n)檢測idc1、idc2。

在將第1電壓施加器3a、第2電壓施加器3b的死區時間與第1電流檢測器檢測idc1或者第2電流檢測器檢測idc2所需的時間(例如檢測波形所包含的振蕩(ringing)收斂所需時間、採樣保持(samplehold)所需時間)之和設為「第1規定值」的情況下，將錯開時間δt1設定為該「第1規定值」以上。例如δt1＝5μs。

根據圖3，時刻t1(n)～t2(n)中，第1電壓矢量為v1(1)，在時刻ts1-1(n)檢測出的idc1等於iu1。此外，根據圖4，時刻t1(n)～t2(n)中，第2電壓矢量為v1(2)，在時刻ts1-1(n)檢測出的idc2等於iu2。

接著，在時刻t2(n)中，將svp1、svp2設為1，該開關模式持續到時刻t3(n)。根據圖3、圖4，時刻t2(n)～t3(n)中，第1電壓矢量為v2(1)，第2電壓矢量為v2(2)。電流檢測器4a、4b在時刻t2(n)～t3(n)中的時刻ts1-2(n)再次檢測idc1、idc2。錯開時間δt2與錯開時間δt1同樣地被設定為「第1規定值」以上。一般而言，設定為δt1＝δt2。

根據圖3，時刻t2(n)～t3(n)中，第1電壓矢量為v2(1)，在時刻ts1-2(n)檢測出的idc1等於-iw1。此外，根據圖4，時刻t2(n)～t3(n)中，第2電壓矢量為v2(2)，在時刻ts1-2(n)檢測出的idc2等於-iw2。

根據以上內容，能檢測出第1繞組的電流iu1、iw1、第2繞組的電流iu2、iw2，因此若利用三相電流的和為零的情況，則能檢測出第1三相電流iu1、iv1(＝-iu1-iw1)、iw1、第2三相電流iu2、iv2(＝-iu2-iw2)、iw2。

然後，在時刻t3(n)，將swp1、swp2設為1。sup1～swp2的脈衝寬度(「1」持續的時間)由各開關所對應的導通佔空比dsup1、dswp2與開關周期tsw的乘積值來設定。

根據以上內容，本實施方式1中，按第1最大相電壓emax1所對應的相的上側臂元件的開關、第1中間相電壓emid1所對應的相的上側臂元件的開關、第1最小相電壓emin1所對應的相的上側臂元件的開關的順序，依次使時刻錯開被設定為第1規定值以上的δt1、δt2並進行導通。

然後，通過上述開關，形成圖3所示的、能根據idc1檢測出第1三相電流iu1、iv1、iw1中的兩相的兩種第1電壓矢量，且形成圖4所示的、能根據idc2檢測出第2三相電流iu2、iv2、iw2中的兩相的兩種第2電壓矢量。

然而，根據第1中間相電壓emid1所對應的相的電壓指令值的不同，無法形成能根據idc1檢測出第1三相電流iu1、iv1、iw1中的兩相的兩種第1電壓矢量，其結果是，有時無法檢測出第1三相電流iu1、iv1、iw1。

例如，圖10是關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器4a、4b中的電流檢測時刻的不同於圖9的動作說明圖，例示出無法檢測第1三相電流iu1、iv1、iw1的情況。

圖10示出vv1』較小、dsvp1·tsw比δt2要小的狀態。該狀態下，若在時刻t2(n)使svp1導通，則在時刻t3(n)之前斷開，第1電壓矢量v2(1)無法橫跨錯開時間δt2的區間來形成。

此外，圖11是關於本發明的實施方式1中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器4a、4b中的電流檢測時刻的不同於圖9、圖10的動作說明圖，與圖10同樣地例示出無法檢測第1三相電流iu1、iv1、iw1的情況。

圖11示出vv1』較大、dsvp1·tsw比tsw-δt1要大的狀態。該狀態下，即使在開關周期tsw結束的時刻t4(n)使svp1斷開，若不在時刻t2(n)之前使svp1導通，則無法輸出與dsvp1·tsw對應的脈衝寬度。作為其結果，v1(1)無法橫跨錯開時間δt1的區間來形成。

對於第2電壓施加器3b也同樣，在之前的圖9中，在vv2』較小的情況下，v2(2)無法橫跨錯開時間δt2的區間來形成。此外，在vv2』較大的情況下，v1(2)無法橫跨錯開時間δt1的區間來形成。

該問題能通過增大專利文獻1所記載的開關周期(專利文獻1中的控制周期)tsw來解決。若將錯開時間δt1、錯開時間δt2設為固定時間，則通過增大tsw，錯開時間δt1、錯開時間δt2佔tsw的比例降低。因此，在之前闡述的中間相電壓較小、dsvp1較小的情況、中間相電壓較大、dsvp1較大的情況下，也能進行電流檢測。

然而，若增大tsw，使作為tsw的倒數的開關頻率降低，若該頻率進入可聽區域，則產生開關頻率分量的噪音增大的問題。例如，在交流旋轉電機1a是電動助力轉向用電動機的情況下，將開關頻率設定為20khz以上(可聽區域的頻帶外)。

這是由於，人的可聽區域為20hz～20khz，通過設定為20khz以上(可聽區域的頻帶外)，人的耳朵將無法聽到開關頻率分量的聲音。然而，若為了確保錯開時間δt1、錯開時間δt2而使開關頻率低於20khz，則人的耳朵會聽到開關頻率分量的聲音，結果成為噪音。

此外，若為了避免這樣的噪音，限制第1電壓指令的振幅，使得第1中間相電壓emid1處於能確保錯開時間δt1、δt2的範圍內，則會產生下述其它問題：即，施加於交流旋轉電機1a的電壓被限制，交流旋轉電機1a無法產生較高的輸出。

接著，對第1檢測可否判定器12a及第2檢測可否判定器12b進行說明。圖12是關於本發明的實施方式1中的第1檢測可否判定器12a及第2檢測可否判定器12b的功能的說明圖。

具體而言，第1檢測可否判定器12a判別第1中間相電壓emid1所對應的相的電壓指令值是否在第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內，判別第1電流檢測器4a是否能檢測出第1三相電流。同樣，第2檢測可否判定器12b判別第2中間相電壓emid2所對應的相的電壓指令值是否在第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內，判別第2電流檢測器4b是否能檢測出第2三相電流。

此處，若第1中間相電壓emid1、第2中間相電壓emid2等於第1規定值vs1，則表示中間相電壓的上側臂元件的tsw中的導通時間等於tsw-δt1。因此，第1規定值vs1相當於能確保錯開時間δt1的上限值。

另一方面，若第1中間相電壓emid1、第2中間相電壓emid2等於第2規定值vs2，則表示中間相電壓的上側臂元件的tsw中的導通時間能確保δt2。因此，第2規定值vs2相當於能確保錯開時間δt2的下限值。

圖12(a)中，以虛線表示圖7(b)所示的第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，以實線表示第1中間相電壓emid1，以單點劃線表示第1規定值vs1及第2規定值vs2。此處，設定為

vs1＝0.4vdc1

vs2＝-0.4vdc1

圖12(b)是第1檢測可否判定器12a的輸出。第1檢測可否判定器12a通過判別第1中間相電壓emid1是處於第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內還是範圍外，來判別是否能檢測第1三相電流。然後，第1檢測可否判定器12a輸出第1檢測可否判定信號flag_1,若第1中間相電壓emid1處於第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內，則該第1檢測可否判定信號flag_1為1，若在上述範圍外，則第1檢測可否判定信號flag_1為0。

圖12(c)中，以虛線表示圖8(b)所示的第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，以實線表示第2中間相電壓emid2，以單點劃線表示第1規定值vs1及第2規定值vs2。

圖12(d)是後文的實施方式中詳述的第2檢測可否判定器12b的輸出。第2檢測可否判定器12b通過判別第2中間相電壓emid2是處於第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內還是範圍外，來判別是否能檢測第2三相電流。然後，第2檢測可否判定器12b輸出第2檢測可否判定信號flag_2,若第2中間相電壓emid2處於第1規定值vs1以下、且第2規定值vs2以上的範圍內，則該第2檢測可否判定信號flag_2為1，若在上述範圍外，則該第2檢測可否判定信號flag_2為0。

若關注第1檢測可否判定信號flag_1，則在電壓相位角θv處於60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近時第1檢測可否判定信號flag_1成為0。若關注第2檢測可否判定信號flag_2，則在電壓相位角θv處於30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近時第2檢測可否判定信號flag_2成為0。

由此，在第1檢測可否判定信號flag_1與第2檢測可否判定信號flag_2之間，成為0的電壓相位角θv彼此錯開30度，flag_1為0時，flag_2為1，反之，flag_2為0時，flag_1為1。由此，可知flag_1與flag_2不會同時成為0，至少一方為1。

圖13是表示本發明的實施方式1中的第1檢測可否判定器12a的一系列動作的流程圖。步驟s1000a中，第1檢測可否判定器12a基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』運算第1中間相電壓emid1。

步驟s1000b中，第1檢測可否判定器12a判定第1中間相電壓emid1是否在第1規定值vs1以下，若為「是」，則前進至步驟s1000c，若為「否」，則前進至步驟s1000e。

在前進至步驟s1000c的情況下，第1檢測可否判定器12a判定第1中間相電壓emid1是否在第2規定值vs2以上，若為「是」，則前進至步驟s1000d，若為「否」，則前進至步驟s1000e。

在前進至步驟s1000d的情況下，第1檢測可否判定器12a將1代入第1檢測可否判定信號flag_1。另一方面，在前進至步驟s1000e的情況下，第1檢測可否判定器12a將0代入第1檢測可否判定信號flag_1。

在第1檢測可否判定信號flag_1為1的情況下，切換器7a判定為能檢測出第1三相電流，將根據第1三相電流求得的旋轉兩軸上的電流id1、iq1分別作為id』、iq』進行輸出。在第1檢測可否判定信號flag_1為0的情況下，切換器7a判定為不能檢測出第1三相電流，將根據第2三相電流求得的旋轉兩軸上的電流id、iq分別作為id』、iq』進行輸出。

本發明中，將具備推定和電流運算器14作為技術特徵，該推定和電流運算器14根據推定和電流來計算無法檢測的繞組的電流。因此，以下對推定和電流運算器14的功能進行說明。

在調製率超過100％的區域中使用時，第1繞組的電流與第2繞組的電流產生電氣角頻率的6倍頻率(以下稱為電氣角6次)的電流脈動。然而，兩繞組的相位差有30deg，因此成為相位相差180deg的信號。圖14是表示本發明的實施方式1中的第1繞組的電流與第2繞組的電流之間的關係的圖。

由於具有圖14那樣的關係，從而因磁體轉矩產生的轉矩脈動相互抵消。然而，在因電壓飽和而無法輸出所希望的電壓矢量的電氣角區域中，第1繞組的電流與第2繞組的電流成為不同的值。

若在無法檢測第1繞組的電流的情況下原樣使用第2繞組的電流，則對第1繞組的電壓指令重疊逆相位的電氣角6次的信號。因此，產生振幅比本來所具有的電氣角6次的振幅要大的電氣角6次的脈動。

由該分量產生的轉矩脈動無法被相位差不同的第2繞組的電流抵消，因此在輸出轉矩中作為電氣角6次的轉矩脈動來呈現。因此，本實施方式1中的推定和電流運算器14中，在僅將第2繞組的電流用作第1繞組的電流的情況下，為了抑制無用地變大的電流脈動，進行利用了推定和電流的推定。

觀察圖14可知，第1繞組的電流與第2繞組的電流的和固定。因此，推定和電流運算器14利用該關係計算推定和電流。圖15表示本發明的實施方式1中的推定和電流運算器14所進行的一系列處理的流程圖。

步驟s1100中，推定和電流運算器14判定第1檢測可否判定信號flag_1是否等於1。然後，在步驟s1100中flag_1等於1，為「是」的情況下，推定和電流運算器14前進至步驟s1101。在前進至步驟s1101的情況下，推定和電流運算器14將第1繞組的電流id1與第2繞組的電流id2的和代入idsum_cal，將第1繞組的電流iq1與第2繞組的電流iq2的和代入iqsum_cal。

另一方面，在步驟s1100中flag_1不等於1，為「否」的情況下，推定和電流運算器14返回至處理的初始，保持上一次值作為推定和電流idsum_cal、iqsum_cal。

圖16是表示本發明的實施方式1中的推定和電流運算器14的內部結構的框圖的一個示例。推定和電流運算器14針對輸入id1、id2、iq1、iq2、flag_1，輸出idsum_cal、iqsum_cal。

加法器1200將id1與id2相加，輸出idsum_tmp。切換器1202根據flag_1來選擇切換由加法器1200本次計算得到的idsum_tmp或上一次的輸出值即idsum_cal的某一個，並進行輸出。

即，在flag_1為0的情況下、即判定為無法檢測第1繞組的電流的情況下，切換器1202輸出idsum_cal的前一次值，在flag_1為1的情況下、即判定為能檢測第1繞組的電流的情況下，切換器1202輸出idsum_tmp。

另一方面，加法器1201將iq1與iq2相加，輸出iqsum_tmp。切換器1203根據flag_1來選擇切換由加法器1201本次計算得到的iqsum_tmp或上一次的輸出值即iqsum_cal的某一個，並進行輸出。

即，在flag_1為0的情況下、即判定為無法檢測第1繞組的電流的情況下，切換器1203輸出iqsum_cal的前一次值，在flag_1為1的情況下、即判定為能檢測第1繞組的電流的情況下，切換器1203輸出iqsum_tmp。

另外，本實施方式1中採用如下結構：將推定和電流運算器14與切換器7a分開，在運算了推定和電流後，通過從檢測可否判定器輸出的flag_1進行切換。然而，並不一定要先運算推定和電流。即，當然也可以採用一併進行推定和電流運算器14與切換器7a的處理那樣的結構，也就是說使用包含推定和電流運算器14的切換器7b的結構。

此外，為了運算推定和電流idsum_cal及iqsum_cal，使用了各繞組的電流，但本發明並不限於此。例如，利用控制器806使檢測電流基本跟隨電流指令，因此如下式(23)、(24)所示，可以採用作為電流指令的2倍來計算推定和電流的推定和電流運算器14a，以取代推定和電流運算器14。另外，在利用電流指令計算推定和電流的情況下，當然也可以利用本次的電流指令。

idsum＿cal＝2×id＊(23)

iqsum＿cal＝2×iq＊(24)

如上所述，根據實施方式1，基於第1電壓指令來判定第1電流檢測器4a是否能檢測第1繞組的電流。然後，在判定為能檢測的情況下，基於第1繞組的電流來運算第1電壓指令，在判定為無法檢測的情況下，基於第2繞組的電流與推定和電流來運算第1電壓指令。

通過具備這樣的結構，無需如專利文獻1那樣使開關周期tsw延長，也無需限制第1電壓指令的振幅使得第1中間相電壓處於能確保錯開時間的範圍內，就能使第1電壓指令及第2電壓指令的振幅變大。其結果是，能獲得在維持交流旋轉電機1a的低噪音的狀態下，能提高輸出的效果。

實施方式2.

本實施方式2中的交流旋轉電機的控制裝置中，第1檢測可否檢測器12b中的運算處理與之前實施方式1中的第1檢測可否判定器12a不同。因此，下面以本實施方式2中的第1檢測可否判定器12b的運算處理為中心進行說明。

圖17是表示本發明的實施方式2中的第1檢測可否判定器12b的一系列動作的流程圖。步驟s2000a中，第1檢測可否判定器12b基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』運算第1最大相電壓emax1、第1中間相電壓emid1、第1最小相電壓emin1。

步驟s2000b中，第1檢測可否判定器12b判定第1最大相電壓與第1中間相電壓之差(emax1-emid1)是否在第3規定值vs3以上，若為「是」，則前進至步驟s2000c，若為「否」，則前進至步驟s2000e。

在前進至步驟s2000c的情況下，第1檢測可否判定器12b判定第1中間相電壓與第1最小相電壓之差(emid1-emin1)是否在第3規定值vs3以上，若為「是」，則前進至步驟s2000d，若為「否」，則前進至步驟s2000e。

在前進至步驟s2000d的情況下，第1檢測可否判定器12b將1代入第1檢測可否判定信號flag_1。另一方面，在前進至步驟s2000e的情況下，第1檢測可否判定器12b將0代入第1檢測可否判定信號flag_1。

此處，第3規定值vs3基於錯開時間δt1或錯開時間δt2與開關周期tsw之比來決定即可。例如，若錯開時間δt1＝δt2＝5μs、開關周期為tsw，則第3規定值vs3為δt1/tsw·vdc＝0.1vdc。

圖18是表示將本發明的實施方式2中的第3規定值vs3設定為0.1vdc時的與之前的圖17的各步驟相對應的波形的圖。圖18(a)是第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』的波形。圖18(b)是步驟s2000a所對應的第1最大相電壓emax1、第1中間相電壓emid1、第1最小相電壓emin1的各波形。

圖18(c)是步驟s2000b所對應的第1最大相電壓與第1中間相電壓之差emax1-emid1、及步驟s2000c所對應的第1中間相電壓與第1最小相電壓之差emid1-emin1的各波形。並且，圖18(d)是步驟s2000d及步驟s2000e所對應的第1檢測可否判定信號flag_1的波形。

如本實施方式2所示，運算第1最大相電壓與第1中間相電壓之差、第1中間相電壓與第1最小相電壓之差，在上述值小於第3規定值的情況下，判定為無法檢測第1繞組的電流，從而也能獲得與之前的實施方式1同等的效果。

此外，本實施方式2中，基於偏移運算器11a的輸出即第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，第1檢測可否判定器12b判定可否檢測第1繞組的電流。然而，即使代入偏移運算器11a的輸入即第1電壓指令vu1、vv1、vw1來取代第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』並進行運算，emax1-emid1、emid1-emin1的運算結果也相同。

因此，採用將第1電壓指令vu1、vv1、vw1輸入至第1檢測可否判定器12b的結構，也能獲得與基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』進行運算時同等的效果。

此外，本實施方式2中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式3.

本實施方式3中的交流旋轉電機的控制裝置中，第1檢測可否判定器12c中的運算處理與之前實施方式1中的第1檢測可否判定器12a不同。因此，下面以本實施方式3中的第1檢測可否判定器12c的運算處理為中心進行說明。

本實施方式3中的第1檢測可否檢測器12c基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，利用下式(25)來運算電壓相位角θv，根據電壓相位角θv的區域來判定可否檢測第1繞組的電流。

[數學式1]

在之前的實施方式1中，示出了電壓相位角θv在60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近時無法檢測第1繞組的電流的情況。因此，第1檢測可否判定器12c在通過基於第1電壓指令的運算獲得的θv處於60×x-α以上、60×x+α以下(其中，α：邊緣)的範圍內的情況下，判定為無法檢測，輸出0作為flag_1，在處於範圍外的情況下，判定為可檢測，輸出1作為flag_1。

此處，邊緣α由錯開時間δt1、δt2、第1電壓指令的最大值等決定，是30度以內的大小。

如本實施方式3所示，根據第1電壓指令的電壓相位角來判定可否進行第1繞組的電流的檢測判定，從而能獲得與之前的實施方式1同等的效果。

另外，本實施方式3中，基於偏移運算器11a的輸出即第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，第1檢測可否判定器12c判定了可否檢測第1繞組的電流。然而，即使代入偏移運算器11a的輸入即第1電壓指令vu1、vv1、vw1來取代第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』並進行運算，上式(26)的運算結果也相同。

因此，採用將第1電壓指令vu1、vv1、vw1輸入至第1檢測可否判定器12c的結構，也能獲得與基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』進行運算時同等的效果。

除此以外，基於旋轉兩軸的電壓指令vd、vq來求得電壓相位角θv的方式等、在基於電壓指令來求得電壓相位角θv後基於電壓相位角θv來判定可否檢測第1繞組的電流的方法全部包含在本發明中。

此外，本實施方式3中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式4.

本實施方式4中的交流旋轉電機的控制裝置中，第1檢測可否判定器12d中的運算處理與之前實施方式1～3中的第1檢測可否判定器12a、12b、12c不同。因此，下面以本實施方式4中的第1檢測可否判定器12d的運算處理為中心進行說明。

圖19表示本發明的實施方式4中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。本實施方式4中，第1檢測可否檢測器12d基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』來取代第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，利用下式(26)運算電壓相位角θv，根據電壓相位角θv的區域，判定可否檢測第1繞組的電流。

[數學式2]

在之前的實施方式1中，示出了在電壓相位角θv處於60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近時無法檢測第1繞組的電流的情況。因此，第1檢測可否判定器12d在通過基於第2電壓指令的運算獲得的θv處於60×x-α以上、60×x+α以下的範圍內的情況下，判定為無法檢測第1繞組的電流，輸出0作為flag_1。另一方面，第1檢測可否判定器12d在θv處於範圍外的情況下，判定為能檢測第1繞組的電流，輸出1作為flag_1。

另外，邊緣α由錯開時間δt1、δt2、第1電壓指令的最大值等決定，是30度以內的大小。

如上所述，根據實施方式4，具備如下結構：運算第2電壓指令的電壓相位角，根據運算得到的電壓相位角的區域，判定可否檢測第1繞組的電流。通過利用上述結構，也能獲得與之前的實施方式1～3同等的效果。

另外，本實施方式4中，基於偏移運算器11b的輸出即第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，第1檢測可否判定器12d判定了可否檢測第1繞組的電流。然而，即使代入偏移運算器11b的輸入即第2電壓指令vu2、vv2、vw2來取代偏移運算器11b的輸出即第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』並進行運算，上式(26)的運算結果也相同。

因此，在採用將第2電壓指令vu2、vv2、vw2輸入至第1檢測可否判定器12d的結構的情況下，也能獲得與基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』進行運算時同等的效果。

此外，也可以運算由之前的實施方式3獲得的基於第1電壓指令的電壓相位角θv與由實施方式4獲得的基於第2電壓指令的電壓相位角θv的平均，基於該平均化後的電壓相位角θv來判定可否檢測第1繞組的電流。該情況下，通過平均化，能獲得抑制電壓相位角θv所包含的噪聲分量的效果。

此外，本實施方式4中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式5.

圖20表示本發明的實施方式5中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。與之前的實施方式1～4的不同點在於，本實施方式5中，構成為包括第1電流檢測器4c、第2電流檢測器4d、第1檢測可否檢測器12e以取代第1電流檢測器4a、第2電流檢測器4b、第1檢測可否檢測器12a。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

本實施方式5中的第1電流檢測器4c設置為將分流電阻、儀表用變流器(ct)等電流傳感器與第1電壓施加器3a的各相下側臂元件(sun1、svn1、swn1)串聯連接。

圖21是表示本發明的實施方式5中的半導體開關sup1～swn1的導通斷開狀態所對應的第1電壓矢量v0(1)～v7(1)與第1繞組的電流iu1、iv1、iw1之間的關係的圖。第1電流檢測器4c基於圖21所示的關係，根據半導體開關sup1～swn1的導通斷開狀態所對應的第1電壓矢量v0(1)～v7(1)，分別地檢測出第1繞組的電流iu1、iv1、iw1。

本實施方式5中，採用電流傳感器與各相下臂元件串聯設置的結構，因此僅對於下側臂元件導通的相，能進行電流檢測。例如，在第1電壓矢量v1(1)的情況下，導通的開關為sup1、svn1、swn1。因此，u1相的上側臂元件導通，v1相及w1相的下側臂元件導通，因此僅能檢測流過v1相的電流iv1及流過w1相的電流iw1，無法檢測流過u1相的電流iu1。因此，iu1利用iv1與iw1，並利用三相電流的和為零的情況來檢測。

因此，在第1電壓矢量v1(1)時，流過設置於u1、v1、w1相的電流傳感器的電流iu1_s、iv1_s、iw1_s分別為0、-iv1、-iw1(參照圖21)。同樣，第1電壓矢量為v3(1)、v5(1)時，流過電流傳感器的電流iu_s、iv_s、iw_s如圖21所示。

在第1電壓矢量為v2(1)、v4(1)、v6(1)時，第1繞組的電流iu1、iv1、iw1中僅能檢測出一相。因此，無法獲得三相的電流。

與第1電流檢測器4c相同，本實施方式5中的第2電流檢測器4d設置為將分流電阻、儀表用變流器(ct)等電流傳感器與第2電壓施加器3b的各相下側臂元件(sun2、svn2、swn2)串聯連接。

圖22是表示本發明的實施方式5中的半導體開關sup2～swn2的導通斷開狀態所對應的第2電壓矢量v0(2)～v7(2)與第2繞組的電流iu2、iv2、iw2之間的關係的圖。第2電流檢測器4d基於圖22所示的關係，根據半導體開關sup2～swn2的導通斷開狀態所對應的第2電壓矢量v0(2)～v7(2)，分別地檢測出第2繞組的電流iu2、iv2、iw2。

本實施方式5中，採用電流傳感器與各相下臂元件串聯設置的結構，因此僅對於下側臂元件導通的相，能進行電流檢測。例如，在第2電壓矢量v1(2)的情況下，導通的開關為sup2、svn2、swn2。由此，u2相的上側臂元件導通，v2相及w2相的下側臂元件導通，因此僅能檢測流過v2相的電流iv2及流過w2相的電流iw2，無法檢測流過u2相的電流iu2。因此，iu2利用iv2與iw2，並利用三相電流的和為零的情況來檢測。

因此，在第2電壓矢量v1(2)時，流過設置於u2、v2、w2相的電流傳感器的電流iu2_s、iv2_s、iw2_s分別為0、-iv2、-iw2(參照圖22)。同樣，第2電壓矢量為v3(2)、v5(2)時，流過電流傳感器的電流iu2_s、iv2_s、iw2_s如圖22所示。

在第2電壓矢量為v2(2)、v4(2)、v6(2)時，第1繞組的電流iu2、iv2、iw2中僅能檢測出一相。因此，無法獲得三相的電流。

圖23是關於本發明的實施方式5中的半導體開關的導通斷開模式及電流檢測器4c、4d中的電流檢測時刻的動作說明圖。具體而言，是表示第1電壓施加器3a的半導體開關sup1、svp1、swp1及第2電壓施加器3b的半導體開關sup2、svp2、swp2的導通斷開模式與第1電流檢測器4c及第2電流檢測器4d中的開關周期tsw內的電流檢測時刻之間的關係的圖。

圖23中，與之前的圖9同樣地，關於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，在按大小順序設為第1最大相電壓emax1、第1中間相電壓emid1、第1最小相電壓emin1時，具有上式(17)～(19)的關係。

同樣，關於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，在按大小順序設為第2最大相電壓emax2、第2中間相電壓emid2、第2最小相電壓emin2時，具有上式(20)～(22)的關係。

時刻t1(n)中，將sup1、sup2設為1，且將svp1、swp1、svp2、swp2設為0，持續到經過δt1後的時刻t2(n)。根據圖21、圖22，時刻t1(n)～t2(n)中，第1電壓矢量為v1(1)，第2電壓矢量為v1(2)。時刻t1(n)～t2(n)中，在時刻ts1-1(n)檢測第1繞組的電流。

第1電壓矢量為v1(1)，因此根據圖21，iv1_s、iw1_s分別等於iv1、iw1，iu1利用三相電流的和為零的情況根據iv1與iw1來求得。

此外，在時刻ts1-1(n)，檢測第2繞組的電流，第2電壓矢量為v1(2)，因此根據圖22，iv2_s、iw2_s分別等於iv2、iw2，iu2利用三相電流的和為零的情況根據iv2與iw2來求得。

接著，在時刻t2(n)，將svp1、svp2、swp1、swp2設為1。sup1～swp2的脈衝寬度(「1」持續的時間)由各開關所對應的導通佔空比dsup1～dswp2與開關周期tsw的乘積值來設定。

根據以上內容，本實施方式5中，對於上側臂元件的開關，首先將第1最大相電壓emax1所對應的相導通，然後在將時刻錯開了δt1後，使第1中間相電壓emid1所對應的相及第1最小相電壓emin1導通。然後，通過上述開關，如圖21所示，形成在第1繞組的電流iu1、iv1、iw1中能檢測兩相的第1電壓矢量(v1(1)或v3(1)或v5(1))，如圖22所示，形成在第2繞組的電流iu2、iv2、iw2中能檢測兩相的第2電壓矢量(v1(2)或v3(2)或v5(2))。

然而，根據第1中間相電壓emid1所對應的相的電壓指令值，有時會產生僅能檢測出第1繞組的電流iu1、iv1、iw1中的一相的情況。利用圖23的示例，對上述情況進行說明。

在vv1大於第1規定值vs1的情況下，dsvp1·tsw變得比tsw-δt1要大後，即使在開關周期tsw結束的時刻t4(n)斷開，若不在時刻t2(n)前導通，則無法輸出與dsvp1·tsw對應的脈衝寬度。其結果是，無法在δt1的區間中形成v1(1)，無法檢測第1繞組的電流。

並且，對於第2電壓施加器3b也相同，圖23中，在vv2』大於第1規定值vs1的情況下，在錯開時間δt1的區間無法形成v1(2)，無法檢測第2繞組的電流。

圖24是表示本發明的實施方式5中的第1檢測可否判定器12e的功能的說明圖。具體而言，第1檢測可否判定器12e判別第1中間相電壓emid1所對應的相的電壓指令值及第2中間相電壓emid2所對應的相的電壓指令值是否在第1規定值vs1以下的範圍內。圖24(a)中，以虛線表示圖7(b)所示的第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』，以實線表示第1中間相電壓emid1，以單點劃線表示第1規定值vs1。與之前的實施方式1的圖12相同，設定為vs1＝0.4vdc1。

圖24(b)是第1檢測可否判定器12e的輸出。第1檢測可否判定器12e通過判別第1中間相電壓emid1是處於第1規定值vs1以下的範圍內還是範圍外，來判定能否檢測第1繞組的電流，若處於第1規定值vs1以下的範圍內，則輸出為1的第1檢測可否判定信號flag_1，若處於範圍外，則輸出為0的第1檢測可否判定信號flag_1。

圖24(c)中，以虛線表示圖8(b)所示的第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』，以實線表示第2中間相電壓emid2，以單點劃線表示vs1。圖24(d)是判別第2中間相電壓emid2是處於第1規定值vs1以下的範圍內還是範圍外的第2檢測可否判定信號flag_2，若處於第1規定值vs1以下的範圍內則為1，若處於範圍外則為0。

另外，該第2檢測可否判定信號flag_2在後述的實施方式中使用，本實施方式並未使用，但圖24中作為說明用而進行記載。

若關注第1檢測可否判定信號flag_1，則在電壓相位角θv處於60+120×x(x：0、1、2)度附近時第1檢測可否判定信號flag_1成為0。若關注第2檢測可否判定信號flag_2，則在電壓相位角θv處於90+120×x(x：0、1、2)度附近時第2檢測可否判定信號flag_2成為0。由此，在第1檢測可否判定信號flag_1與第2檢測可否判定信號flag_2之間，成為0的電壓相位角θv彼此錯開30度，flag_1為0時flag_2為1，反之，flag_1為1時flag_2為0。

圖25是表示本發明的實施方式5中的第1檢測可否判定器12e的一系列動作的流程圖。步驟s4000a中，第1檢測可否判定器12e基於第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』運算第1中間相電壓emid1。步驟s4000b中，第1檢測可否判定器12e判定第1中間相電壓emid1是否在第1規定值vs1以下，若為「是」，則前進至步驟s4000c，若為「否」，則前進至步驟s4000d。

在前進至步驟s4000c的情況下，第1檢測可否判定器12e將1代入第1檢測可否判定信號flag_1。另一方面，在前進至步驟s4000e的情況下，第1檢測可否判定器12e將0代入第1檢測可否判定信號flag_1。

如上所述，根據實施方式5，具備如下結構：基於流過第1電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第1繞組的電流，基於流過第2電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第2繞組的電流。即使通過上述結構，也能獲得與之前的實施方式1同樣的效果。

另外，示出了在電壓相位角θv處於60+120×x(x：0、1、2)度附近時flag_1成為0的情況。因此，通過參照從實施方式1至實施方式3的變更點，即使對於第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第1繞組的電流的結構，也能基於根據第1電壓指令運算得到的電壓相位角θv來判定可否檢測第1繞組。

此外，通過參照從實施方式1至實施方式4的變更點，即使對於第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第1繞組的電流的結構，也能基於根據第2電壓指令運算得到的電壓相位角θv來判定可否檢測第1繞組。

此外，實施方式5中採用如下結構：第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第1繞組的電流，第2電流檢測器基於流過第2電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第2繞組的電流。然而，即使採用如下結構也當然能同樣地實施：第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的三相中任意兩相的下側臂元件的電流來檢測第1繞組的電流，第2電流檢測器基於流過第2電壓施加器的三相中任意兩相的下側臂元件的電流來檢測第2繞組的電流。

並且，本實施方式5中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式6.

圖26表示本發明的實施方式6中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。與之前的實施方式1～5的不同點在於，本實施方式6中，為了檢測第1繞組的電流而使用第1電流檢測器4a，為了檢測第2繞組的電流而使用第2電流檢測器4d。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

本實施方式6中，第1電壓施加器3a產生之前的實施方式1所述的圖9的sup1、svp1、swp1所示的導通斷開模式，第2電壓施加器3b產生之前的實施方式5所述的圖23的sup2、svp2、swp2所示的導通斷開模式。

之前的實施方式1的圖12中示出了如下情況：在基於由第1電流檢測器4a檢測到的流過第1電壓施加器3a的直流母線的電流來檢測第1繞組的電流iu1、iv1、iw1時，在電壓相位角θv為60×x(x：0、1、2、3、4、5、6)度附近，flag_1成為0，無法檢測第1繞組的電流。

之前的實施方式5的圖24中示出了如下情況：在基於由第2電流檢測器4d檢測到的流過第2電壓施加器3b的下臂元件的電流來檢測第2繞組的電流iu2、iv2、iw2時，在電壓相位角θv為90+120×x(x：0、1、2)度附近，flag_2成為0，無法檢測第2繞組的電流。

因此，即使在採用圖26那樣的結構的情況下，flag_1與flag_2不會同時成為0，flag_1與flag_2中的至少一方為1。因此，本實施方式6的結構也與之前的實施方式1～5相同，在flag_1為1的情況下，即在能檢測第1繞組的電流的情況下，能基於第1繞組的電流iu1、iv1、iw運算第1電壓指令及第2電壓指令，在flag_1為0的情況下，即在無法檢測第1繞組的電流的情況下，能基於第2繞組的電流iu2、iv2、iw2運算第1電壓指令及第2電壓指令。

如上所述，根據實施方式6，具備如下結構：第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的直流母線的電流來檢測第1繞組的電流，第2電流檢測器基於流過第2電壓施加器的各相下側臂元件的電流來檢測第2繞組的電流。即使通過上述結構，也能獲得與之前的實施方式1～5同樣的效果。

另外，本實施方式6中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式7.

圖27表示本發明的實施方式7中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。與之前的實施方式1～6的不同點在於，本實施方式7中，為了檢測第1繞組的電流而使用第1電流檢測器4c，為了檢測第2繞組的電流而使用第2電流檢測器4b。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

本實施方式7中，第1電壓施加器3a產生之前的實施方式5所述的圖23的sup1、svp1、swp1所示的導通斷開模式，第2電壓施加器3b產生之前的實施方式1所述的圖9的sup2、svp2、swp2所示的導通斷開模式。

之前的實施方式5的圖24中示出了如下情況：在基於由第1電流檢測器4c檢測到的流過第1電壓施加器3a的各相下臂元件的電流來檢測第1繞組的電流iu1、iv1、iw1時，在電壓相位角θv為60+120×x(x：0、1、2)度附近，flag_1成為0，無法檢測第1繞組的電流。

之前的實施方式1的圖12中示出了如下情況：在基於由第2電流檢測器4b檢測到的流過第2電壓施加器3b的直流母線的電流來檢測第2繞組的電流iu2、iv2、iw2時，在電壓相位角θv為30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近，flag_2成為0，無法檢測第2繞組的電流。

因此，即使在採用圖27那樣的結構的情況下，flag_1與flag_2不會同時成為0，flag_1與flag_2中的至少一方為1。因此，本實施方式7的結構也與之前的實施方式1～5相同，在flag_1為1的情況下，即在能檢測第1繞組的電流的情況下，能基於第1繞組的電流iu1、iv1、iw1運算第1電壓指令及第2電壓指令，在flag_1為0的情況下，即在無法檢測第1繞組的電流的情況下，能基於第2繞組的電流iu2、iv2、iw2運算第1電壓指令及第2電壓指令。

如上所述，根據實施方式7，具備如下結構：第1電流檢測器基於流過第1電壓施加器的各相下臂元件的電流來檢測第1繞組的電流，第2電流檢測器基於流過第2電壓施加器的直流母線的電流來檢測第2繞組的電流。即使通過上述結構，也能獲得與之前的實施方式1～6同樣的效果。

此外，本實施方式7中，即使利用推定和電流運算器14a來取代推定和電流運算器14，也能獲得同樣的效果。

實施方式8.

圖28是表示本發明的實施方式8中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。若與之前的實施方式1的結構進行比較，則本實施方式8的結構還具備第2檢測可否判定器13a，並且控制部5b的內部結構也不同。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

第2檢測可否判定器13a基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』輸出判定能否檢測第2繞組的電流的第2檢測可否判定信號flag_2。

之前的實施方式1中說明了如下內容：在第2電流檢測器4b基於流過第2電壓施加器3b的直流母線的電流檢測第2繞組的電流的情況下，在第2中間相電壓emid2在第1閾值vs1以下、且第2閾值vs2以上時，能檢測第2繞組的電流，若第2中間相電壓emid2超過第1閾值vs1、或小於第2閾值vs1，則無法檢測第2繞組的電流。

基於以上的說明，對本實施方式8中新追加的第2檢測可否判定器13a的功能進行說明。圖29是表示本發明的實施方式8中的第2檢測可否判定器13a的一系列動作的流程圖。步驟s7000a中，第2檢測可否判定器13a基於第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』運算第2中間相電壓emid2。

步驟s7000b中，第2檢測可否判定器13a判定第2中間相電壓emid2是否在第1規定值vs1以下，若為「是」，則前進至步驟s7000c，若為「否」，則前進至步驟s7000e。

在前進至步驟s7000c的情況下，第2檢測可否判定器13a判定第2中間相電壓emid2是否在第2規定值vs2以上，若為「是」，則前進至步驟s7000d，若為「否」，則前進至步驟s7000e。

在前進至步驟s7000d的情況下，第2檢測可否判定器13a將1代入第2檢測可否判定信號flag_2。另一方面，在前進至步驟s7000e的情況下，第2檢測可否判定器13a將0代入第2檢測可否判定信號flag_2。

接著，以與控制部5a的變更點為中心對本實施方式8中的控制部5b進行說明。控制部5b內的推定和電流運算器14b基於第1繞組的電流iu1、iv1、iw1、flag_1與第2繞組的電流iu2、iv2、iw2、flag_2，計算出推定和電流。

圖30表示本發明的實施方式8中的推定和電流運算器14b所進行的一系列處理的流程圖。步驟s7100中，推定和電流運算器14b判定第1檢測可否判定信號flag_1是否等於1。然後，在步驟s7100中flag_1等於1，為「是」的情況下，推定和電流運算器14b前進至步驟s7101。

然後，在前進至步驟s7101的情況下，推定和電流運算器14b判定第2檢測可否判定信號flag_2是否等於1。然後，在步驟s7101中flag_2等於1，為「是」的情況下，推定和電流運算器14b前進至步驟s7102。

然後，在前進至步驟s7102的情況下，推定和電流運算器14b將第1繞組的電流id1與第2繞組的電流id2的和代入idsum_cal，將第1繞組的電流iq1與第2繞組的電流iq2的和代入iqsum_cal。

另一方面，在步驟s7100中flag_1不等於1，為「否」的情況下，或在步驟s7101中flag_2不等於1，為「否」的情況下，推定和電流運算器14b返回至處理的初始，保持上一次值作為推定和電流idsum_cal及iqsum_cal。

圖31是表示本發明的實施方式8中的推定和電流運算器14b的內部結構的框圖的一個示例。邏輯與運算器7206取flag_1與flag_2的邏輯與，輸出flag_all。推定和電流運算器14b針對輸入id1、id2、iq1、iq2、flag_all，輸出idsum_cal、iqsum_cal。

加法器7200將id1與id2相加，輸出idsum_tmp。切換器7202根據flag_all來切換選擇由加法器7200本次計算得到的idsum_tmp或上一次的輸出值即idsum_cal的某一個，並進行輸出。

即，在flag_all為0的情況下、即無法檢測第1繞組的電流或第2繞組的電流的情況下，加法器7200輸出idsum_cal的上一次值，在flag_all為1的情況下、即能檢測第1繞組的電流和第2繞組的電流的情況下，加法器7200輸出idsum_tmp。

同樣，加法器7201將iq1與iq2相加，輸出iqsum_tmp。切換器7203根據flag_all來選擇切換由加法器7201本次計算得到的iqsum_tmp或上一次的輸出值即iqsum_cal的某一個，並進行輸出。

即，在flag_all為0的情況下、即無法檢測第1繞組的電流或第2繞組的電流的情況下，加法器7201輸出iqsum_cal的上一次值，在flag_all為1的情況下、即能檢測第1繞組的電流和第2繞組的電流的情況下，加法器7201輸出iqsum_tmp。

切換器7c基於第1檢測可否判定信號flag_1、第2檢測可否判定信號flag_2、第1繞組的電流id1、iq1、第2繞組的電流id2、iq2，輸出旋轉兩軸上的電流id1』、iq1』及旋轉兩軸上的電流id2』、iq2』。

具體而言，切換器7c在基於第1檢測可否判定信號flag_1判定為能檢測第1繞組的電流的情況下，將第1繞組的電流id1、iq1分別作為旋轉兩軸坐標上的電流id1』、iq1』進行輸出。

此外，切換器7c在基於第1檢測可否判定信號flag_1判定為不能檢測第1繞組的電流的情況下，根據第2繞組的電流id2、iq2與推定和電流idsum_cal、iqsum_cal分別利用上式(1)、(2)計算旋轉兩軸坐標上的電流id1』、iq1』並進行輸出。

切換器7c在基於第2檢測可否判定信號flag_2判定為能檢測第2繞組的電流的情況下，將第2繞組的電流id2、iq2分別作為旋轉兩軸坐標上的電流id2』、iq2』進行輸出。

此外，切換器7c在基於第2檢測可否判定信號flag_2判定為不能檢測第2繞組的電流的情況下，根據第1繞組的電流id1、iq1與推定和電流idsum_cal、iqsum_cal，分別利用下式(27)、(28)計算旋轉兩軸坐標上的電流id2』、iq2』並進行輸出。

id2』＝idsum＿cal-id1(27)

iq2』＝iqsum＿cal-iq1(28)

如上所述，根據實施方式8，具備基於第1檢測可否判定信號flag_1及第2檢測可否判定信號flag_2來推定無法檢測的繞組的電流的結構。根據上述結構，無需將相反的繞組的電流所包含的電氣角6次的電流脈動分量重疊到檢測電流，即能獲得第1電壓指令及第2電壓指令。

在之前的實施方式1～7中，在無法檢測第1繞組的電流的情況下，利用第2繞組的電流及推定和電流來運算第1電壓指令。如之前的圖12(b)所示，該情況相當於無法檢測第1繞組的電流(flag_1＝0)的情況，在電壓相位角θv在60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近，利用第2繞組的電流與推定和電流來獲得旋轉兩軸上的電流。

與此相對，本實施方式8中，具備除了第1檢測可否判定器以外還設有第2檢測可否判定器的結構。根據上述結構，之前的圖12(d)中，在無法檢測第2繞組的電流的情況下，利用第1繞組的電流及推定和電流來運算第2電壓指令。

其結果是，根據本實施方式8，除了之前的實施方式1～7的效果以外，還能獲得進一步提高第2繞組的電流的控制性能、降低由交流旋轉電機1a產生的轉矩脈動、振動、噪音的效果。

此外，通過參照之前的實施方式2，作為第2檢測可否判定器中的可否檢測第2繞組的電流的判定方法，能運算第2最大相電壓與第2中間相電壓之差、第2中間相電壓與第2最小相電壓之差，在這些值小於第3規定值的情況下，判定為無法檢測第2繞組的電流。

通過參照之前的實施方式3、4，根據第1電壓指令與第2電壓指令中的至少一方來求得電壓相位角θv，判定可否進行第2繞組的電流的檢測判定，從而能獲得與之前的實施方式1同等的效果。

此外，本實施方式8中，即使利用相當於推定和電流運算器14a的部件來取代推定和電流運算器14b，也能獲得同樣的效果。

實施方式9.

圖32表示本發明的實施方式9中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。本實施方式9的結構若與之前的實施方式8的結構相比，則在利用控制部5c來取代控制部5b這一點上不同。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

加法器801a輸出旋轉兩軸上的電流id1』與旋轉兩軸上的電流id2』的相加值(id1』+id2』)。

加法器801b輸出旋轉兩軸上的電流iq1』與旋轉兩軸上的電流iq2』的相加值(iq1』+iq2』)。

減法器802a輸出旋轉兩軸上的電流id1』減去旋轉兩軸上的電流id2』而得到的值(id1』-id2』)。

減法器802b輸出旋轉兩軸上的電流iq1』減去旋轉兩軸上的電流iq2』而得到的值(iq1』-iq2』)。

乘法器803a對從加法器801a輸出的相加值(id1』+id2』)乘上k1倍，並作為和電流id_sum輸出。此處，k1為0.5。

乘法器803b對從加法器801b輸出的相加值(iq1』+iq2』)乘上k1倍，並作為和電流iq_sum輸出。此處，k1為0.5。

乘法器804a對從減法器802a輸出的減法值(id1』-id2』)乘上k2倍，並作為差電流delta_id輸出。此處，k2為0.5。

乘法器804b對從減法器802b輸出的減法值(iq1』-iq2』)乘上k2倍，並作為差電流delta_iq輸出。此處，k2為0.5。

減法器805a運算交流旋轉電機1a的d軸電流指令id*與和電流id_sum的偏差did_sum。

減法器805b運算交流旋轉電機1a的q軸電流指令iq*與和電流iq_sum的偏差diq_sum。

控制器806a利用p控制器、pi控制器等，基於這些控制器的比例增益kpd_sum與偏差did_sum的乘積值，以將偏差did_sum控制為零的方式輸出和電壓vd_sum。

控制器806b利用p控制器、pi控制器等，基於這些控制器的比例增益kpq_sum與偏差diq_sum的乘積值，以將偏差diq_sum控制為零的方式輸出和電壓vd_sum。

控制器806c利用p控制器、pi控制器等，基於這些控制器的比例增益kpd_delta與偏差delta_did的乘積值，以將差電流delta_id控制為零的方式輸出差電壓delta_vd。

控制器806d利用p控制器、pi控制器等，基於這些控制器的比例增益kpq_delta與偏差delta_diq的乘積值，以將差電流delta_iq控制為零的方式輸出差電壓delta_vq。

加法器807a將和電壓vd_sum與差電壓delta_vd相加後得到的值作為第1電壓指令vd1進行輸出。

加法器807b將和電壓vq_sum與差電壓delta_vq相加後得到的值作為第1電壓指令vq1進行輸出。

減法器808a將和電壓vd_sum減去差電壓delta_vd後得到的值作為第2電壓指令vd2進行輸出。

減法器808b將和電壓vq_sum減去差電壓delta_vq後得到的值作為第2電壓指令vq2進行輸出。

接著，詳細說明本實施方式9中的控制部5c的動作。在第1檢測可否判定信號flag_1、第1檢測可否判定信號flag_2均為1的情況下、即判定為第1繞組的電流、第2繞組的電流均能檢測的情況下，旋轉兩軸上的電流id1』、iq1』等於第1繞組的電流id1、iq1，旋轉兩軸上的電流id2』、iq2』等於第2繞組的電流id2、iq2。

因此，和電流id_sum、iq_sum、及差電流delta_id、delta_iq分別成為下式(29)～(32)。

id＿sum＝k1×(id1』+id2』)

＝k1×(id1+id2)(29)

iq＿sum＝k1×(iq1』+iq2』)

＝k1×(iq1+iq2)(30)

delta＿id＝k2×(id1』-id2』)

＝k2×(id1-id2)(31)

delta＿iq＝k2×(iq1』-iq2』)

＝k2×(iq1-iq2)(32)

因此，和電流以由第1電流檢測器4a檢測到的第1繞組的電流、與由第2電流檢測器4b檢測到的第2繞組的電流之和來表示，差電流以由第1電流檢測器4a檢測到的第1繞組的電流、與由第2電流檢測器4b檢測到的第2繞組的電流之差來表示。

基於和電流id_sum、iq_sum與和電流增益來運算和電壓vd_sum、vq_sum，基於差電流delta_id、delta_iq與差電流增益來運算差電壓delta_vd、delta_vq。並且，通過加法器807a、807b及減法器808a、808b來運算第1電壓指令vd1、vq1、第2電壓指令vd2、vq2。

此處，交流旋轉電機1a的第1三相繞組u1、v1、w1與第2三相繞組u2、v2、w2並未電連接，但彼此磁耦合。因此，第2三相繞組中產生與第1繞組的電流的微分值和第1繞組與第2繞組間的互感之積成比例的電壓。另一方面，第1三相繞組中產生與第2繞組的電流的微分值和第1繞組與第2繞組間的互感之積成比例的電壓。即，第1繞組與第2繞組發生磁幹擾。

與此相對，本實施方式9中，基於和電流、差電流來運算第1電壓指令vd1、vq1及第2電壓指令vd2、vq2。其結果是，在第1繞組的電流與第2繞組的電流均能檢測的情況下，在由第1電流檢測器4a檢測出的第1繞組的電流的基礎上，將由第2電流檢測器4b檢測出的第2繞組的電流也考慮在內來運算第1繞組的電壓指令vd1、vq1。

同樣，在由第2電流檢測器4b檢測出的第2繞組的電流的基礎上，將由第1電流檢測器4a檢測出的第1繞組的電流也考慮在內來運算第2電壓指令vd2、vq2。因此，通過具備本實施方式9的結構，能構建相對於第1繞組與第2繞組的磁幹擾更穩定的控制系統。

接著，在第1檢測可否判定信號flag_1為0、且第2檢測可否判定信號flag_2為1的情況下，即判定為無法檢測第1繞組的電流、且能檢測第2繞組的電流的情況下，旋轉兩軸上的電流id1』等於從推定和電流idsum_cal減去第2繞組的電流id2後的值，iq1』等於從推定和電流idsum_cal減去第2繞組的電流iq2後的值，此外，旋轉兩軸上的電流id2』、iq2』等於第2繞組的電流id2、iq2。

因此，和電流id_sum、iq_sum、及差電流delta_id、delta_iq分別成為下式(33)～(36)。

id＿sum＝k1×(id1』+id2』)

＝k1×idsum＿cal(33)

iq＿sum＝k1×(iq1』+iq2』)

＝k1×iqsum＿cal(34)

delta＿id＝k2×(id1』-id2』)

＝k2×(idsum＿cal-2×id2)(35)

delta＿iq＝k2×(iq1』-iq2』)

＝k2×(iqsum＿cal-2×iq2)(36)

根據上式(33)～(36)，和電流以由推定和電流運算器14b獲得的推定和電流來表示，差電流以推定和電流與由第2電流檢測器4b檢測到的第2繞組的電流的2倍之差來表示。

因此，基於由推定和電流表示的和電流id_sum、iq_sum及和電流增益來運算和電壓vd_sum、vq_sum，基於以推定和電流與第2繞組的電流的2倍之差來表示的差電流delta_id、delta_iq及差電流增益來運算差電壓delta_vd、delta_vq。

接著，在第1檢測可否判定信號flag_1為1、且第2檢測可否判定信號flag_2為0的情況下，即判定為能檢測第1繞組的電流、且無法檢測第2繞組的電流的情況下，旋轉兩軸上的電流id1』、iq1』等於第1繞組的電流id1、iq1，旋轉兩軸上的電流id2』等於從推定和電流idsum_cal減去第1繞組的電流id1後的值，iq2』等於從推定和電流iqsum_cal減去第2繞組的電流iq1後的值。

因此，和電流id_sum、iq_sum、及差電流delta_id、delta_iq分別成為下式(37)～(40)。

id＿sum＝k1×(id1』+id2』)

＝k1×idsum＿cal(37)

iq＿sum＝k1×(iq1』+iq2』)

＝k1×iqsum＿cal(38)

delta＿id＝k2×(id1』-id2』)

＝k2×(2×id1-idsum＿cal)(39)

delta＿iq＝k2×(iq1』-iq2』)

＝k2×(2×iq1-iqsum＿cal)(40)

根據上式(37)～(40)，和電流以由推定和電流運算器14b獲得的推定和電流來表示，差電流以由第1電流檢測器4a檢測到的第1繞組的電流的2倍與推定和電流之差來表示。

因此，基於由推定和電流表示的和電流id_sum、iq_sum及和電流增益來運算和電壓vd_sum、vq_sum，基於以第1繞組的電流的2倍與推定和電流之差來表示的差電流delta_id、delta_iq及差電流增益來運算差電壓delta_vd、delta_vq。

如之前的實施方式1中說明的那樣，在為了獲得高輸出而採用比100％要大的調製率的情況下，第1繞組的電流與第2繞組的電流中產生相位不同的電氣角6次的電流脈動。

在兩繞組的相位差為30deg的情況下，如之前圖14所示那樣，成為相互抵消的關係，作為和電流，對抑制變動的方向有所貢獻，另一方面，作為差電流，產生相對於各繞組的電流脈動成倍的振幅的電氣角6次的電流變動。也就是說，通過本實施方式9的方式進行控制，從而能考慮第1繞組的電流脈動與第2繞組的電流脈動的相位差。因此，能在穩定地保持和電流的基礎上，以電氣角6次使差電流振動。

在設差電流為0的情況下，利用相位反轉後的電流來生成電壓指令，因此重疊不需要的電流脈動，兩繞組的電流脈動變大。然而，本實施方式中，在各個繞組的電氣角6次的電流脈動中，可獲得所希望的相位。因此，能發揮因相位差繞組而產生的轉矩脈動降低的效果。

另外，本實施方式9中，說明了設為相位差30deg時的電氣角6次的電流脈動，但對於其他相位差的情況，也能獲得同樣的效果。

此外，對高調製率的情況下產生的電氣角6次的電流脈動進行了說明，但在感應電壓包含高次諧波分量的情況等、各繞組的電流包含高次諧波分量的情況下，也能獲得同樣的效果。

此外，基於第1電壓指令、第2電壓指令、和電壓或交流旋轉電機1a的旋轉速度的至少一個使差電流增益kpd_delta、kpq_delta變動，從而在第1檢測可否判定信號flag_1、第2檢測可否判定信號flag_2從0切換到1、或從1切換到0時，能使因差電流delta_id、delta_iq的脈動而導致的差電壓delta_vd、delta_vq的脈動降低。

圖33是表示本發明的實施方式9中、使差電流增益基於第1電壓指令而變動的狀態的圖。圖33中，例示出差電流增益kpd_delta、kpq_delta根據第1電壓指令的振幅v1而變動的情況。

在第1電壓指令的振幅v1在閾值vsa1以下的情況下，將差電流增益kpd_delta、kpq_delta分別作為kpd_delta1、kpq_delta1，設為固定值。另一方面，在第1電壓指令的振幅v1超過vsa1的情況下，差電流增益kpd_delta、kpq_delta分別以直線下降。

閾值vsa1及直線的斜率根據產生的脈動水平來決定即可。此處，第1電壓指令的振幅v1由下式(41)來求得即可。

[數學式3]

此外，通過上式(41)的平方根的運算，在進行控制部5c的運算的cpu的運算負荷變大的情況下，也能將圖33的橫軸設定為振幅的2次方。此外，圖33的橫軸也可以使用由下式(42)提供的第2電壓指令的振幅v2、由下式(43)提供的和電壓的振幅v_sum，或者組合v1、v2、v_sum來使用。

[數學式4]

通過基於第1電壓指令、第2電壓指令、和電壓的至少一個來使和電流增益kpd_sum、kpq_sum變動，從而在第1檢測可否判定信號flag_1、第2檢測可否判定信號flag_2切換時，能使因和電流id_sum、delta_sum的脈動而導致的和電壓vd_sum、vq_sum的脈動降低。

圖34是表示本發明的實施方式9中、使和電流增益基於第1電壓指令而變動的狀態的圖。圖34中，例示出和電流增益kpd_sum、kpq_sum根據第1電壓指令的振幅v1而變動的情況。在第1電壓指令的振幅v1在閾值vsa1以下的情況下，將和電流增益kpd_sum、kpq_sum分別作為kpd_sum1、kpq_sum1，設為固定值。另一方面，在第1電壓指令的振幅v1超過vsa1的情況下，和電流增益kpd_sum、kpq_sum分別以直線下降。閾值vsa1及直線的斜率根據產生的脈動水平來決定即可。

此外，圖34的橫軸也可以使用由上式(42)提供的第2電壓指令的振幅v2、由式(43)提供的和電壓的振幅v_sum，或者組合v1、v2、v_sum來使用。此外，並不限於第1電壓指令、第2電壓指令、和電壓的振幅，可以根據實際值進行切換。

此外，可以將圖33、圖34的橫軸設定為交流旋轉電機1a的旋轉速度，在速度相關的規定的閾值以下，則將和電流增益、差電流增益設為一定，若超過規定的閾值，則根據速度來降低和電流增益、差電流增益，採用上述結構也能獲得同樣的效果。

實施方式10.

圖35表示本發明的實施方式10中的交流旋轉電機的控制裝置的整體結構的圖。本實施方式10的結構中，對於之前的實施方式9，將第1電流檢測器4a置換為第1電流檢測器4c，且將第2電流檢測器4b置換為第2電流檢測器4d。因此，下面以該不同點為中心進行說明。

在之前的實施方式9的圖32的結構中，使用了第1電流檢測器4a、第2電流檢測器4b。因此，如之前的圖12所示，在電壓相位角θv為60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近時，無法用第1電流檢測器4a檢測第1繞組的電流，在電壓相位角θv為30+60×x(x：0、1、2、3、4、5)度附近時，無法用第2電流檢測器4b檢測第2繞組的電流。

與此相對，本實施方式10中，使用第1電流檢測器4c、第1電流檢測器4d。由此，如圖24所示，在電壓相位角θv為60+120×x(x：0、1、2)度附近時，無法用第1電流檢測器4c檢測第1繞組的電流，在電壓相位角θv為90+120×x(x：0、1、2)度附近時，無法用第2電流檢測器檢測第2繞組的電流。其結果是，根據本實施方式10，與之前的實施方式9相比，能使利用第1、第2電流檢測器中的一方無法進行電流檢測的電壓相位區間減少。

因此，第1繞組的電流與第2繞組的電流均能檢測的比例增加。其結果是，在由第1電流檢測器檢測到的第1繞組的電流的基礎上，將由第2電流檢測器檢測到的第2繞組的電流也考慮在內來運算第1繞組的電壓指令vd1、vq1的比例有所增加。同樣，在由第2電流檢測器檢測出的第2繞組的電流的基礎上，將由第1電流檢測器檢測出的第1繞組的電流也考慮在內來運算第2電壓指令vd2、vq2的比例有所增加。由此，與之前的實施方式9的結構相比，能獲得相對於第1繞組與第2繞組的磁幹擾構建更穩定的控制系統的效果。

另外，上述實施方式1～10中，說明了將具有第1繞組與第2繞組的交流旋轉電機作為控制對象的情況，但本發明並不限於上述交流旋轉電機。對於除了第1繞組、第2繞組外還具有第3繞組以上的第n繞組(n：3以上的整數)的交流旋轉電機，通過將實施方式1～10所述的第1繞組、第2繞組分別置換為第1繞組、第2～n繞組，也能直接應用本發明的控制方法。

此外，上述實施方式1～10中，說明了將包括具有30度的相位差第1三相繞組與第2三相繞組的交流旋轉電機1a作為控制對象的情況，但本發明並不限於上述交流旋轉電機。對於具有相位差為30+60×n(n：整數)的第1三相繞組與第2三相繞組的交流旋轉電機，或第1三線繞組與第2三相繞組不具有相位差的交流旋轉電機，也能通過在第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』與第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』之間設置相位差，來應用本發明的控制方法。

例如，在相位差為30度時，第1電壓指令vu1』、vv1』、vw1』與第2電壓指令vu2』、vv2』、vw2』與之前的圖12相同。其結果是，第1檢測可否判定信號flag_1與第2檢測可否判定信號flag_2不會同時為0，能應用本發明的控制方法。

此外，對於具備交流旋轉電機的控制裝置的電動助力轉向的控制，也能應用實施方式1～10所述的交流旋轉電機的控制裝置。電動助力轉向裝置中，需要運算第1電壓指令及第2電壓指令的控制部，使得交流旋轉電機產生輔助轉向系統的轉向轉矩的轉矩。

並且，作為上述電動助力轉向裝置的控制部，通過應用本發明的交流旋轉電機的控制裝置，能在維持開關周期tsw的狀態下，運算振幅較高的第1電壓指令及第2電壓指令。其結果是，能在為開關周期的倒數的開關頻率處於可聽區域外、維持靜音性的狀態下，以同一體積比構建更高輸出的轉向系統。換言之，為了獲得同一輸出比，能使裝置進一步小型化，能獲得能實現搭載性良好的轉向系統的效果。