變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器的製作方法

2023-06-14 19:10:36 1

專利名稱：變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種功率因數校正技術，屬於電力電子領域。
技術背景電力電子裝置等非線性負載的廣泛應用帶來了大量的諧波，諧波對電網 的汙染已經引起人們越來越多的關注。抑制電力電子裝置產生諧波主要採用功率因數校正(PFC)技術，根據輸入電壓的不同，分為單相和三相兩大類。其 中單相PFC技術已經相當成熟，並廣泛的應用在小功率電力電子裝置中；而 三相PFC技術由於電路拓撲結構和控制都比較複雜，仍處於發展階段。在中大功率場合，電網的輸入一般是三相，在三相功率因數校正技術中 經常採用的是三相單開關和三相六開關Boost型電路。前者控制簡單、成本 低，但輸出電壓高；後者結構複雜、成本高。同時它們都存在以下問題交 流側和直流側之間沒有電氣隔離；在實際使用時均需加一級DC/DC變換器 進行輸出電壓調節；需採用其它手段才能實現軟開關。故實際使用中存在著 器件多、成本高、效率低等缺點。因此研究低成本、高性能的三相單級功率 因數校正及功率變換技術成為電力電子技術領域中的一項重要課題和發展趨 勢。 '發明內容本發明的目的是解決現有三相功率因數校正器存在的器件多、成本高、 效率低，交流側與直流側之間沒有電氣隔離的問題，設計一種變壓器原邊電 壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器。本發明包括三相整流電路、輸出整流電路、A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc、第一電感L1、第二電感L2、第一開關管S1、第二開關管S2、 第三開關管S3、第四開關管S4、第一電容Cl、第二電容C2、第一二極體 Dl、第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4和高頻變壓器T， A 相電感La的一端連接三相電源的A相，B相電感Lb的一端連接三相電源的 B相，C相電感Ix的一端連接三相電源的C相，A相電感La的另一端、B相電感Lb的另一端和C相電感Lc的另一端分別與三相整流電路的三個輸入 端相連，三相整流電路的正極輸出端同時與第一二極體Dl的陽極、第二二 極管D2的陰極、第三二極體D3的陽極和第四二極體D4的陰極相連，第一 二極體D1的陰極與第一開關管S1的一端相連，第一開關管S1的另一端與 第二開關管S2的一端相連，第二開關管S2的另一端與三相整流電路的負極 輸出端相連，第三二極體D3的陰極與第三開關管S3的一端相連，第三開關 管S3的另一端與第四開關管S4的一端相連，第四開關管S4的另一端與三 相整流電路的負極輸出端相連，第二二極體D2的陽極與第一電感L1的一端 相連，第一電感Ll的另一端與第一開關管Sl的另一端相連，第四二極體 D4的陽極與第二電感L2的一端相連，第二電感L2的另一端與第三開關管 S3的另一端相連，第一開關管Sl的另一端還與第一電容C1的一端和高頻 變壓器T的原邊繞組L3的一端相連，第一電容Cl的另一端與原邊繞組L3 的另一端連接並與第三開關管S3的另一端相連，高頻變壓器T的副邊繞組 L4的兩端與輸出整流電路的兩個輸入端相連，輸出整流電路的兩個輸出端分 別與第二電容C2的兩端相連，第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管 S3、第四開關管S4均自帶體二極體，第一開關管Sl和第三開關管S3的開 關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4的開關狀態相反，第一開關管 Sl與第二開關管S2的導通相位是可控的，第三開關管S3與第四開關管S4 的導通相位是可控的。本發明還提供另一種技術方案，本發明包括三相整流電路、輸出整流電 路、A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc、第一電感L1、第二電感L2、 第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4、第二電容 C2、第三電容C3、第四電容C4、第一二極體D1、第二二極體D2、第三二 極管D3、第四二極體D々和高頻變壓器T， A相電感La的一端連接三相電 源的A相，B相電感Lb的一端連接三相電源的B相，C相電感Lc的一端連 接三相電源的C相，A相電感La的另一端、B相電感Lb的另一端和C相電 感Lc的另一端分別與三相整流電路的三個輸入端相連，三相整流電路的正 極輸出端同時與第一二極體D1的陽極、第二二極體D2的陰極、第三二極體 D3的陽極和第四二極體D4的陰極相連，第一二極體Dl的陰極與第一開關管Sl的一端相連，第一開關管Sl的另一端與第二開關管S2的一端相連， 第二開關管S2的另一端與三相整流電路的負極輸出端相連，第三電容C3的 兩端分別與第二開關管S2的兩端相連，第三二極體D3的陰極與第三開關管 S3的一端相連，第三開關管S3的另一端與第四開關管S4的一端相連，第四 開關管S4的另一端與三相整流電路的負極輸出端相連，第四電容C4的兩端 分別與第四開關管S4的兩端相連，第二二極體D2的陽極與第一電感Ll的 一端相連，第一電感L1的另一端與第一開關管S1的另一端相連，第四二極 管D4的陽極與第二電感L2的一端相連，第二電感L2的另一端與第三開關 管S3的另一端相連，第一開關管Sl的另一端還與高頻變壓器T的原邊繞組 L3的一端相連，原邊繞組L3的另一端與第三開關管S3的另一端相連，高 頻變壓器T的副邊繞組L4的兩端與輸出整流龜路的兩個輸入端相連，輸出 整流電路的兩個輸出端分別與第二電容C2的兩端相連，第一開關管S1、第 二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4均自帶體二極體，第一開關管 Sl和第三開關管S3的開關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4的開 關狀態相反，第一開關管S1與第二開關管S2的導通相位是可控的，第三開 關管S3與第四開關管S4的相位是可控的。本發明的優點是所需器件少，結構簡單，成本低，效率高。功率因數 校正結果可達0.96以上；該變換器的輸入與輸出側之間採用變壓器隔離，並 可直接獲得較低的直流輸出電壓；採用變壓器原邊電壓箝位電路，箝位了原 邊電壓，降低了各開關管的電壓應力。


圖l是實施方式一的結構示意圖，圖2是實施方式二的結構示意圖，圖 3-l 圖3-4是工作過程等效電路示意圖，圖4是輸入電壓與斷續狀態的A相 輸入電流示意圖，圖5是一個開關周期內三相電感電流波形圖，圖6是四個 開關管的驅動時序圖。
具體實施方式
具體實施方式
一下面結合圖l、圖3、圖4、圖5、圖6說明本實施方 式，本實施方式由三相整流電路1、輸出整流電路2、 A相電感La、 B相電 感Lb、 C相電感Lc、第一電感L1、第二電感L2、第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4、第一電容C1、第二電容C2、第 一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4和高頻變壓 器T組成，A相電感La的一端連接三相電源的A相，B相電感Lb的一端連 接三相電源的B相，C相電感Lc的一端連接三相電源的C相，A相電感La 的另一端、B相電感Lb的另一端和C相電感Lc的另一端分別與三相整流電 路1的三個輸入端相連，三相整流電路1的正極輸出端同時與第一二極體D1 的陽極、第二二極體D2的陰極、第三二極體D3的陽極和第四二極體D4的 陰極相連，第一二極體D1的陰極與第一開關管S1的一端相連，第一開關管 Sl的另一端與第二開關管S2的一端相連，第二開關管S2的另一端與三相整 流電路1的負極輸出端相連，第三二極體D3的陰極與第三開關管S3的一端 相連，第三開關管S3的另一端與第四幵關管S4的一端相連，第四開關管S4 的另一端與三相整流電路1的負極輸出端相連，第二二極體D2的陽極與第 一電感L1的一端相連，第一電感L1的另一端與第一開關管Sl的另一端相 連，第四二極體D4的陽極與第二電感L2的一端相連，第二電感L2的另一 端與第三開關管S3的另一端相連，第一開關管Sl的另一端還與第一電容 Cl的一端和高頻變壓器T的原邊繞組L3的一端相連，第一電容Cl的另一 端與原邊繞組L3的另一端連接並與第三開關管S3的另一端相連，高頻變壓 器T的副邊繞組L4的兩端與輸出整流電路2的兩個輸入端相連，輸出整流 電路2的兩個輸出端分別與第二電容C2的兩端相連；三相整流電路1是全橋整流電路，由六個二極體組成； 輸出整流電路2採用全橋整流電路或全波整流電路，採用全橋整流電路 時，由四個二極體組成，高頻變壓器T副邊不需要中心抽頭；採用全波整流 電路時，由兩個二極體組成，高頻變壓器T副邊需要中心抽頭。第一幵關管Sl、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4選用自 帶體二極體的IGBT功率管或自帶體二極體的N型MOSFET開關管，第一開 關管Sl和第三開關管S3的開關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4 的開關狀態相反，第一開關管S1與第二開關管S2的導通相位是可控的，第 三開關管S3與第四開關管S4的相位是可控的，通過該導通相位即可實現對 輸出的恆壓控制。工作原理本發明所述變換器工作於電感電流斷續模式，屬於電壓跟隨器型PFC (Power Factor Correction,功率因數校正)。當第一開關管SI和第二開關管 S2同時導通，第三開關管S3和第四開關管S4截止，或者第三開關管S3和 第四開關管S4同時導通，第一開關管S1和第二開關管S2截止，即橋臂開 關直通時，電網電壓對升壓電感即A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc 充電，A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc中的電流由零開始線性上升， 其斜率正比於相應相的電壓；當第一開關管Sl和第四開關管S4同時導通， 第二開關管S2和第三開關管S3截止，或者第二開關管S2和第三開關管S3 同時導通，第一開關管S1和第四開關管S4截止，即橋臂開關對臂導通時， 升壓電感即A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc和電網同時向負載R供 電，A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc中的電流近似線性下降。電路 周期性地重複上述過程，使升壓電感中的電流即輸入電流的峰值包絡線跟蹤 輸入交流電壓的變化，實現功率因數較正的功能。一個工頻周期T內輸入電壓與斷續狀態的輸入電流A相示意圖如圖4所 示，B相較A相滯後2/3;r， C相較B相滯後2/3"。在05w^tt/6時間段內一 個充電周期K內升壓電感電流(輸入電流)如圖5所示，其中~ 為電流上升時 間，q; 、 ％2為電流下降時間，各開關的驅動時序如圖6所示。為了便於分析，作出如下假設(1)電路中各元器件均為理想元器件；(2)三相電源電壓為理想的正弦波，並且三相嚴格對稱；(3)第二電容C2設計合 理，使輸出直流電壓保持恆定；(4)電路的開關頻率遠高於電網頻率，在一 個開關周期中，輸入電壓基本保持不變。
在三相輸入電壓的基波周期內共有12個不同的時間段(每段為兀/6)。按 照對稱性原理，在任何時間段內對變換器進行的分析可擴展到整個基波周期。 下面以0$a)t^i/6時間段為例對升壓電感的一個充放電周期內變換器的各工作階段進行分析，該時間段中輸入的三相電壓(^Uan^Jci^—Ubn。令La =Lb=Lc。階段l(電感電流斷續階段)變換器工作狀態如圖3-l所示。其中第二開 關管S2和第三開關管S3同時導通，第一開關管Sl和第四開關管S4同時截止，高頻變壓器T的原邊的各支路電流都為零，原邊電壓Ul-nUo(n為高 頻變壓器T原副邊匝數比，Uo為輸出直流電壓)。高頻變壓器T副邊輸出電 流也為零，負載R由第二電容C2單獨供電。階段2(電感充電階段)該階段變換器有兩個工作狀態，如圖3-2、圖3-3 所示。其中第一開關管Sl和第二開關管S2同時導通、第三開關管S3和第 四開關管S4同時截止，輸入三相交流電壓直接加在A相電感La、 B相電感 Lb、 C相電感Lc上，電感電流線性增加。第一電容C1與第二電感L2諧振， 如圖3-2所示，第一電容C1兩端的電壓U1逐漸減小，第二電感L2中的電 流從零開始逐漸增加。當電容電壓U1降為零時，第二電感L2中的電流上升 至該周期中的最大值，此時第一電容C1中的能量全部轉移至第二電感L2中。 之後的工作狀態如圖3-3所示，第二電感L2中的電流通過第四二極體D4、 第一二極體D1、第一開關管S1、第二開關管S2以及第四開關管S4的自帶 體二極體Ds4續流。此階段中負載仍由第二電容C2單獨供電。階段3(電感放電階段)變換器工作狀態如圖3-4所示。其中第一開關管 Sl和第四開關管S4同時導通，第二開關管S2和第三開關管S3同時截止， 此階段輸入三相電源與升壓電感即A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc 同時向負載R供電，第二電感L2也通過第四二極體D4、第一二極體D1、 第一開關管Sl、高頻變壓器T原邊繞組L3構成的迴路將能量耦合到高頻變 壓器T副邊，經輸出整流電路2轉移給負載R。此過程中第一電容Cl將高 頻變壓器T原邊的電壓箝位，高頻變壓器T原邊電壓Ul=—nUo。之後A 相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc又將進行下一輪充放電，各階段的工 作狀態與以上三個階段為對偶關係，其中第一開關管S1與第三開關管S3、 第二開關管S2與第四開關管S4的開關狀態調換。一個工頻周期r內輸入電壓與斷續狀態的A相輸入電流示意圖如圖4所 示，B相較'A相滯後2/37， C相較B相滯後2/3;r。經本發明變換後的A相、 B相、C相電流波形峰值的包絡線為正弦波形，與相應相的電壓波形對應， 並成一定比例，經LC低通濾波後，三相的電流波形就變成與相應相電壓成 一定比例的正弦波，改善了電網的性能，功率因數得到了很大的提高，利用 本發明變換器後，電網功率因數可達到0.96以上。
具體實施方式
二下面結合圖2說明本實施方式，本實施方式由三相整 流電路l、輸出整流電路2、 A相電感La、 B相電感Lb、 C相電感Lc、第一 電感L1、第二電感L2、第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、 第四開關管S4、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、第一二極體D1、 第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4和高頻變壓器T組成，A 相電感La的一端連接三相電源的A相，B相電感Lb的一端連接三相電源的 B相，C相電感Lc的一端連接三相電源的C相，A相電感La的另一端、B 相電感Lb的另一端和C相電感Lc的另一端分別與三相整流電路1的三個輸 入端相連，三相整流電路1的正極輸出端同時與第一二極體Dl的陽極、第 二二極體D2的陰極、第三二極體D3的陽極和第四二極體D4的陰極相連， 第一二極體Dl的陰極與第一開關管SI的一端相連，第一開關管SI的另一 端與第二開關管S2的一端相連，第二開關管S2的另一端與三相整流電路1 的負極輸出端相連，第三電容C3的兩端分別與第二開關管S2的兩端相連， 第三二極體D3的陰極與第三開關管S3的一端相連，第三開關管S3的另一 端與第四開關管S4的一端相連，第四開關管S4的另一端與三相整流電路1 的負極輸出端相連，第四電容C4的兩端分別與第四開關管S4的兩端相連， 第二二極體'D2的陽極與第一電感L1的一端相連，第一電感L1的另一端與 第一開關管SI的另一端相連，第四二極體D4的陽極與第二電感L2的一端 相連，第二電感L2的另一端與第三開關管S3的另一端相連，第一開關管SI 的另一端還與高頻變壓器T的原邊繞組L3的一端相連，原邊繞組L3的另一 端與第三開關管S3的另一端相連，高頻變壓器T的副邊繞組L4的兩端與輸 出整流電路2的兩個輸入端相連，輸出整流電路2的兩個輸出端分別與第二 電容C2的兩端相連；三相整流電路1是全橋整流電路，由六個二極體組成；輸出整流電路2採用全橋整流電路或全波整流電路，採用全橋整流電路 時，由四個二極體組成，高頻變壓器T的副邊不需要中心抽頭；採用全波整 流電路時，由兩個二極體組成，高頻變壓器T的副邊需要抽頭。第一開關管Sl、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4選用自 帶體二極體的IGBT功率管或自帶體二極體的N型MOSFET開關管，第一開關管Sl和第三開關管S3的開關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4 的開關狀態相反，第一開關管S1與第二開關管S2的導通相位是可控的，第 三開關管S3與第四開關管S4的相位是可控的，通過該導通相位即可實現對 輸出的恆壓控制。
權利要求
1、變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器，其特徵在於它包括三相整流電路(1)、輸出整流電路(2)、A相電感La、B相電感Lb、C相電感Lc、第一電感L1、第二電感L2、第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4、第一電容C1、第二電容C2、第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4和高頻變壓器T，A相電感La的一端連接三相電源的A相，B相電感Lb的一端連接三相電源的B相，C相電感Lc的一端連接三相電源的C相，A相電感La的另一端、B相電感Lb的另一端和C相電感Lc的另一端分別與三相整流電路(1)的三個輸入端相連，三相整流電路(1)的正極輸出端同時與第一二極體D1的陽極、第二二極體D2的陰極、第三二極體D3的陽極和第四二極體D4的陰極相連，第一二極體D1的陰極與第一開關管S1的一端相連，第一開關管S1的另一端與第二開關管S2的一端相連，第二開關管S2的另一端與三相整流電路(1)的負極輸出端相連，第三二極體D3的陰極與第三開關管S3的一端相連，第三開關管S3的另一端與第四開關管S4的一端相連，第四開關管S4的另一端與三相整流電路(1)的負極輸出端相連，第二二極體D2的陽極與第一電感L1的一端相連，第一電感L1的另一端與第一開關管S1的另一端相連，第四二極體D4的陽極與第二電感L2的一端相連，第二電感L2的另一端與第三開關管S3的另一端相連，第一開關管S1的另一端還與第一電容C1的一端和高頻變壓器T的原邊繞組L3的一端相連，第一電容C1的另一端與原邊繞組L3的另一端連接並與第三開關管S3的另一端相連，高頻變壓器T的副邊繞組L4的兩端與輸出整流電路(2)的兩個輸入端相連，輸出整流電路(2)的兩個輸出端分別與第二電容C2的兩端相連，第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4均自帶體二極體，第一開關管S1和第三開關管S3的開關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4的開關狀態相反，第一開關管S 1與第二開關管S2的導通相位是可控的，第三開關管S3與第四開關管S4的導通相位是可控的。
2、 根據權利要求1所述的變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校 正變換器，其特徵在於第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第四開關管S4採用自帶體二極體的IGBT功率管或自帶體二極體的N型 MOSFET開關管。
3、變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器，其特徵在於 它包括三相整流電路(l)、輸出整流電路(2)、 A相電感La、 B相電感Lb、 C 相電感Lc、第一電感L1、第二電感L2、第一開關管S1、第二開關管S2、 第三開關管S3、第四開關管S4、第二電容C2、第三電容C3、第四電容C4、 第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4和高頻變 壓器T， A相電感La的一端連接三相電源的A相，B相電感Lb的一端連接 三相電源的B相，C相電感Lc的一端連接三相電源的C相，A相電感La的 另一端、B相電感Lb的另一端和.C相電感Lc的另一端分別與三相整流電路 (l)的三個輸入端相連，三相整流電路(l)的正極輸出端同時與第一二極體Dl 的陽極、第二二極體D2的陰極、第三二極體D3的陽極和第四二極體D4的 陰極相連，第一二極體D1的陰極與第一開關管S1的一端相連，第一開關管 Sl的另一端與第二開關管S2的一端相連，第二開關管S2的另一端與三相整 流電路(l)的負極輸出端相連，第三電容C3的兩端分別與第二開關管S2的兩 端相連，第三二極體D3的陰極與第三開關管S3的一端相連，第三開關管 S3的另一端與第四開關管S4的一端相連，第四開關管S4的另一端與三相整 流電路(l)的負極輸出端相連，第四電容C4的兩端分別與第四開關管S4的兩 端相連，第二二極體D2的陽極與第一電感L1的一端相連，第一電感L1的 另一端與第一開關管Sl的另一端相連，第四二極體D4的陽極與第二電感 L2的一端相連，第二電感L2的另一端與第三開關管S3的另一端相連，第 一開關管Sl的另一端還與高頻變壓器T的原邊繞組L3的一端相連，原邊繞 組L3的另一端與第三開關管S3的另一端相連，高頻變壓器T的副邊繞組 L4的兩端與輸出整流電路(2)的兩個輸入端相連，輸出整流電路(2)的兩個輸 出端分別與第二電容C2的兩端相連，第一開關管S1、第二開關管S2、第三 開關管S3、第四開關管S4均自帶體二極體，第一開關管Sl和第三開關管 S3的開關狀態相反，第二開關管S2和第四開關管S4的開關狀態相反，第一 開關管Sl與第二開關管S2的導通相位是可控的，第三開關管S3與第四開 關管S4的相位是可控的。4、根據權利要求3所述的變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校 正變換器，其特徵在於第一開關管S1、第二開關管S2、第三開關管S3、第 四開關管S4採用自帶體二極體的IGBT功率管或自帶體二極體的N型 MOSFET開關管。
全文摘要
變壓器原邊電壓箝位三相單級橋式功率因數校正變換器，涉及一種功率因數校正技術，屬於電力電子領域。目的是解決現有三相功率因數校正器存在的器件多、成本高、效率低，交流側與直流側之間沒有電氣隔離的問題。本發明包括三相整流電路和輸出整流電路，它還包括三相電感La、Lb、Lc、電感L1、L2、四個開關管、電容C1、C2、四個二極體和高頻變壓器T，第一、三開關管開關狀態相反，第二、四開關管的開關狀態相反，第一、二開關管的導通相位可控，第三、四開關管的導通相位可控，另一種技術方案，用第三電容C3和第四電容C4代替第一電容C1，將第三電容C3並聯在第二開關管兩端，將第四電容C4並聯在第四開關管兩端。
文檔編號H02M3/28GK101257250SQ20081006430
公開日2008年9月3日 申請日期2008年4月16日 優先權日2008年4月16日
發明者濤 孟, 賁洪奇 申請人:哈爾濱工業大學