直流－直流變換器的製作方法
2023-06-13 23:23:26 5
專利名稱：直流－直流變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及用來向負載供給直流電的直流-直流變換器。
公知的具有緩衝(snubber)電路的直流-直流變換器例如有日本的實用新專利申請公開公報號1-127388等。
現有技術的典型DC-DC變換器如
圖1所示，例如包括由整流平滑電路形成的直流電源1、輸出變壓器2、開關元件3、輸出整流平滑電路4、控制電路5和一般稱之為緩衝電路的浪湧吸收電路6。變壓器2具有繞在磁芯7上且相互實現了電磁耦合的一次和二次線圈8、9。由FET形成的開關元件3具有作為第一以及第二主端子的漏極D、源極S和作為控制端子的柵極G。開關元件3的一端(即漏極D)經具有電感性的一次線圈8與直流電源1的一端1a連接，開關元件3的另一端(即源極S)與直流電源1的另一端1b連接。輸出整流平滑電路4由輸出整流用二極體10和輸出平滑用電容器11構成。一次線圈8和二次線圈9的極性設定成如圖1的黑點所示那樣。因此，與二次線圈9連接的二極體10在開關元件3的導通期間保持截止，而在截止期間保持導通。平滑用電容器11經二極體10與二次線圈9並聯。在與平滑用電容器11連接的一對輸出端子12、13之間連接負載14。電壓檢測電路15檢測一對輸出端子12、13之間的電壓並將其送往控制電路5。電壓檢測電路15一般由檢測輸出電壓的分壓電阻、基準電壓源和誤差放大器構成，將從分壓電阻得到的輸出電壓的檢測值和基準電壓源的基準電壓輸入到誤差放大器，誤差放大器的輸出變成電壓檢測信號或電壓反饋控制信號。控制電路5響應電壓檢測電路15的輸出形成用來使輸出端子12、13之間的電壓恆定的控制信號，由此去控制開關元件3的通斷。在圖2中，用VGS表示的柵源電壓與由控制電路5形成的控制信號相當，供給到開關元件3的柵極和源極之間。開關元件3的反覆通斷的頻率例如是20～150KHz左右。
再有，電壓檢測電路15的輸出和控制電路5的輸入一般是光耦合。
浪湧吸收電路6由二極體16、吸收浪湧用的電容器17和電阻18構成。吸收浪湧用的電容器17經二極體16與一次線圈8並聯連接。電阻18與吸收浪湧用的電容器17並聯連接。二極體16被連接成當開關元件3截止時可由一次線圈8產生的電壓來使其產生正向偏置。再有，浪湧吸收電路6有時經直流電源1與一次線圈並聯連接。此外，浪湧吸收電路6有時還與二次線圈並聯連接。
當利用該DC-DC變換器向負載14供電時，使作為從控制電路5輸出的控制信號的開關元件3的柵源電壓VGS像圖2所示那樣變化，使開關元件3導通、截止。在開關元件3的導通期間TON內，在由電源1、一次線圈8和開關元件3形成的閉合迴路中流過電流。因為在該導通期間輸出整流平滑用二極體10截止，因此變壓器2的磁芯7積蓄磁能。在開關元件3的截止期間TOFF內，利用變壓器2的積蓄能量的釋放，二次線圈9感應出的電壓使輸出整流二極體10導通，從而向輸出平滑用電容器11和負載14供電。
若在一次線圈8流過電流的狀態下使開關元件3轉換到截止狀態，則在具有電感的一次線圈8中產生很大的浪湧電壓。假如不設置浪湧吸收電路6，則一個作為一次線圈8的浪湧電壓與電源1的電壓ES之和的電壓將加在開關元件3上，從而會損壞開關元件3。但是，若設置浪湧吸收電路6，則可以吸收開關元件3截止時的浪湧電壓。即，在DC-DC變換器正常工作時，浪湧吸收用電容器17被充電，極性如圖1所示。在開關元件3截止時，一次線圈8的電壓V1比浪湧吸收用電容器17的電壓VC還要高，所以，二極體16處於導通狀態，浪湧電壓被電容器17吸收。當二極體16處於導通狀態時，一次線圈8的電壓V1被浪湧吸收用電容器17箝位。此後，若一次線圈8的電壓V1比浪湧吸收用電容器17的電壓VC低，則二極體16處於截止狀態。浪湧吸收用電容器17的放電電流流過電阻18，所以，電容器17的電壓VC慢慢下降，但不會低於一次線圈8的電壓V1。
一次線圈8如圖1的虛線所示，具有漏電感L和寄生電容、即雜散電容C1，進而，開關元件3也有雜散電容C2。再有，在以下的說明中，將C1+C2稱作雜散電容C。漏電感L等效地與一次線圈8串聯連接，雜散電容等效地與由一次線圈8和漏電感L組成的串聯電路並聯連接。結果，形成LC諧振電路、即振鈴電路，如圖2的區間t1-t2所示，開關元件3的漏源電壓VDS因振鈴效應而振蕩。再有，雜散電容C比浪湧吸收用電容器17和輸出平滑用電容器11的容量小得多。此外，LC諧振電路的諧振頻率f0為1/{2(LC)}]]>即1/{2π(LC)1/2}因該LC諧振電路的電感L等效地與一次線圈8串聯連接，故開關元件3的漏源電壓是電源1的電壓ES、一次線圈8的電壓V1與諧振產生的電感L的電壓Vr之和。
參照圖3詳細說明開關元件3的截止時的動作。圖3的VDS波形表示了圖2的VDS波形的局部放大圖，Id表示二極體16的電流。若開關元件3在圖3的t1截止，則漏源電壓VDS變成伴隨浪湧電壓的高電壓。但是，如t2～t5所示那樣，因二極體16在很小的延遲之後流過電流Id，故浪湧電壓被電容器17的電壓鉗位，漏源電壓VDS也受到限制。二極體16的電流Id在區間t2～t3正向流動，在區間t3～t5反向流動。區間t3～t5是反向恢復時間trr，區間t3～t4是積蓄時間ts。從電路上講，二極體16可以看成直到反向恢復時間trr結束一直導通，所以，直到反向恢復時間trr結束，LC振鈴電路經二極體16與電容器17並聯連接，因此可以抑制浪湧電壓。但是，因先有的二極體16的反向恢復時間trr比較短，在100ns左右，所以，二極體16的導通時間較短，在該導通期間之後會產生激勵振蕩。激勵振蕩的周期T1例如是250ns左右，激勵振蕩的頻率例如是4MHz，比較高，所以，振鈴電壓變成高頻噪聲，會影響外部電路。
圖1的直流電源1一般由與交流電源連接的整流平滑電路構成。在該整流平滑電路中，為了消除因振鈴效應產生的高頻噪聲，不得不在交流輸入線路上設置阻抗較高的消除噪聲用的濾波器，這樣，會使電源裝置的整體效率降低，成本增加，外形尺寸增大。
本發明的目的在於提供一種能夠防止或抑制開關元件截止時的激勵振蕩的DC-DC變換器。
為了解決上述問題並達到上述目的，本發明的DC-DC變換器包括供給直流電壓的直流電源；為了使上述直流電壓反覆接通和斷開而連接在上述直流電源的一端和另一端之間、且具有第一和第二主端子、控制端子和雜散電容的開關元件；具有經上述開關元件連接在上述直流電源的一端和另一端之間的繞組、而且上述繞組具有漏電感和雜散電容的變壓器；與上述變壓器連接的輸出整流平滑電路；用來控制上述開關元件的導通和截止的控制電路；直接或間接地並聯連接在上述變壓器的繞組上、使得在上述開關元件截止時能夠吸收加在上述開關元件上的浪湧電壓的浪湧吸收電路，其特徵在於上述浪湧吸收電路由包括浪湧吸收用電容器、整流二極體和電阻的串聯電路形成，上述整流二極體的反向恢復時間比因上述漏電感、上述繞組的雜散電容和上述開關元件的雜散電容引起的上述繞組的振鈴電壓的周期的1/2長，而且比上述開關元件的最小截止期間短，其值設定在125ns至7μs的範圍內。
再有，本發明第二方面的DC-DC變換器可以將放電用電阻與浪湧吸收用電容器並聯連接。
此外，本發明第3方面的DC-DC變換器可以將放電用電阻與串聯電路並聯連接，該串聯電路由浪湧吸收用電容器和與該電容器串聯連接的電阻(以下稱串聯電阻)構成。
此外，本發明第4方面的DC-DC變換器可以將另外的整流二極體與串聯電阻並聯連接，該另外的二極體具有比反向恢復時間長的整流二極體短的反向恢復時間。
此外，本發明第5方面的DC-DC變換器可以將串聯電阻和整流二極體裝在同一個封裝體內。
此外，本發明第6方面的DC-DC變換器最好將串聯電阻值設定在10～330Ω的範圍內。
此外，本發明第7方面的DC-DC變換器可以將浪湧吸收電路與開關元件並聯連接。
此外，本發明第8方面的DC-DC變換器最好是其變壓器設有一次線圈和二次線圈，使開關元件經一次線圈連接在直流電源的一端和另一端之間，使浪湧吸收電路直接或間接地與一次線圈並聯連接。
若按照上述各發明，可以得到以下效果。
(1)利用控制開關元件截止時繞組上產生的高電壓(浪湧電壓)通過整流二極體在浪湧吸收用電容器中流過電流，從而吸收浪湧電壓。然後，整流二極體呈反向偏置狀態，但因其具有較長的反向恢復時間，故儘管是反向偏置也能夠維持導通狀態。因此，能夠較長時間維持浪湧吸收用電容器與繞組並聯連接的狀態。在整流二極體的反向恢復時間內，雜散電容變成經整流二極體與浪湧吸收用電容器並聯連接的狀態，能夠抑制或消除因繞組的漏電感和雜散電容引起的激勵振蕩。結果，可以抑制由激勵振蕩產生的噪聲，而且，可以防止因激勵振蕩而損壞開關元件。
(2)因在吸收浪湧之後浪湧吸收電容器的電荷可以通過繞組釋放，故可以在輸出側或電源側再生電功率，從而提高效率。
此外，若按照本發明的第二和第3方面的內容，可以提高浪湧吸收用電容器的放電調整的自由度。
此外，若按照本發明的第4方面的內容，可以消除串聯電阻的影響，能夠在剛截止後迅速進行浪湧吸收。
此外，若按照本發明的第5方面的內容，通過將串聯電阻與整流二極體做成一體，可以減少部件數量，可以謀求低成本和小型化。
圖1是表示現有技術的DC-DC變換器的電路圖。
圖2是概略地表示各部分的電壓的波形圖。
圖3是表示圖2的VDS的一部分和二極體16的電流的波形圖。
圖4是表示第一實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖5是概略地示出圖4的控制電路的方框圖。
圖6是概略地示出各部分的電壓的波形圖。
圖7是表示圖6的VDS的一部分和圖4的二極體21的電流的波形圖。
圖8是將使圖4的二極體21的反向恢復時間變短時的VDS和Id和圖7一樣示出的波形圖。
圖9是表示第二實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖10是概略地示出圖9的二極體和電阻的複合元件的截面圖。
圖11是表示第三實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖12是表示第四實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖13是表示第五實施例的DC-DC變換器的電路圖。
下面，參照圖4～圖13說明本發明的實施例。在圖4～圖12中，對和圖1～圖3實質上相同的部分附加相同的符號並省略其詳細說明。此外，在圖4～圖13中，凡是共同的部分都附加相同的符號，只在一處進行詳細說明，而在別處則省略其說明。再有，在下面的說明中，必要時也參照圖1～圖3。
第一實施例圖4所示的第一實施例的DC-DC變換器例如具有直流電源1、輸出變壓器2、開關元件3、輸出整流平滑電路4、控制電路5、本發明的緩衝電路(即浪湧吸收電路)6a和電壓檢測電路15。變壓器2具有繞在磁芯7上且相互實現了電磁耦合的一次和二次線圈8、9。由FET形成的開關元件3具有作為第一以及第二主端子的漏極D和源極S，並且具有作為控制端子的柵極G。開關元件3的一端(即漏極D)經具有電感和雜散電容的一次線圈8與直流電源1的一端1a連接，開關元件3的另一端(即源極S)與直流電源1的另一端1b連接。輸出整流平滑電路4由輸出整流用二極體10和輸出平滑用電容器11構成。一次線圈8和二次線圈9的極性設定成如圖1的黑點所示那樣。因此，與二次線圈9連接的二極體10在開關元件3的導通期間保持截止，而在截止期間保持導通。平滑用電容器11經二極體10與二次線圈9並聯。在與平滑用電容器11連接的一對輸出端子12、13之間連接負載14。電壓檢測電路15檢測一對輸出端子12、13之間的電壓並將其傳送往控制電路5。電壓檢測電路15總體上由檢測輸出電壓的分壓電阻、基準電壓源和誤差放大器構成，將從分壓電阻得到的輸出電壓的檢測值和基準電壓源的基準電壓輸入到誤差放大器，誤差放大器的輸出變成電壓檢測信號或電壓反饋控制信號。
控制電路5響應電壓檢測電路15的輸出形成用來使輸出端子12、13之間的電壓恆定的控制信號，並將其供給開關元件3。圖5概略地示出圖4的控制電路5的一個例子。圖5的控制電路5由鋸齒波發生器5a、比較器5b和驅動電路5c構成。比較器5b將例如頻率約為20～150KHz的鋸齒波電壓與來自輸入線15a上的圖4中的電壓檢測電路15的輸出電壓進行比較以便生成方波脈衝，然後經驅動電路5c將包括該脈衝的控制信號送往開關元件3的柵極G。由圖6的方波形成的柵源電壓VGS是開關元件3的控制信號。
再有，電壓檢測電路的15的輸出與控制電路5的輸入一般由光耦合實現。
浪湧吸收電路6a由本發明的反向恢復時間長的二極體21、浪湧吸收用電容器17和放電用電阻18及電阻20構成。浪湧吸收用電容器17經二極體21和電阻20與一次線圈8並聯連接。
電阻20消耗一次線圈8的電壓振蕩能量，該電阻20與整流二極體21和浪湧吸收用電容器17兩者串聯連接。因此，稱該電阻20為串聯電阻。該串聯電阻20的電阻值在直流電源1的電壓ES為140V～280V時設定為10～330Ω左右，在圖4的實施例中大約是47Ω。與由浪湧吸收用電容器17和串聯電阻20構成的串聯電路並聯連接的放電用電阻18最好設定成比串聯電阻20大的值。再有，為了使該電阻18與串聯電阻20相區別，將它稱作並聯電阻或放電用電阻。該放電用電阻18也可以省去，但為了提高浪湧吸收用電容器17的放電設定的自由度，最好還是設置該電阻。
整流二極體21與圖1的二極體16一樣，具有當開關元件3截止時在一次線圈8產生的電壓V1下正向偏置的傾向，並連接在一次線圈8和浪湧吸收用電容器17之間。因此，由整流二極體21、串聯電阻20和浪湧吸收用電容器17構成的串聯電路與一次線圈8並聯連接。
整流二極體21的反向恢復時間trr具有比不設浪湧吸收電路產生的振鈴電壓的周期的1/2長且比開關元件3的最小截止期間短的值。這裡，振鈴電壓的周期T1是指圖3所示的開關元件3的漏源電壓VDS的振蕩成分的周期。此外，最小截止期間是指開關元件3能夠取得的一次最短截止時間。換言之，最小截止時間是指開關元件3以最高的導通-截止頻率動作時其截止時間的值。
開關元件3剛截止後一次線圈8產生的振鈴電壓如圖2和圖3所示，這是當由開關元件3截止狀態下的一次線圈8的漏電感形成的電感L以及由一次線圈8的雜散電容C1和開關元件3的雜散電容C2形成的總雜散電容C所組成的LC諧振電路發生諧振時產生的電壓。該振鈴電壓的頻率比開關元件3的導通-截止頻率(例如20～150KHz)高得多。二極體21的最佳反向恢復時間是圖2所示的因LC諧振引起的激勵振蕩的發生期間t1～t2。激勵振蕩頻率大約為4MHz，激勵振蕩的發生期間大約為2.5μs，最小截止期間是7μs左右，激勵振蕩周期是250ns左右，所以，二極體21的反向恢復時間希望在125ns～7μs範圍內，最好在125～1000ns左右。本實施例的二極體21的反向恢復時間trr例如是600ns，比輸出整流用二極體10和圖1的現有技術的二極體16的反向恢復時間(約100ns)大幅度地延長了。再有，二極體21的反向恢復時間trr是從圖7所示的二極體21的電流Id反向流動開始的時刻t3到該電流Id達到t4時的峰值的10％時的時刻t5。在圖7中，二極體21流過具有約1.5A峰值的正向電流，然後流過具有約0.25A峰值的反向電流。因此，反向恢復時間trr是從圖7所示的時刻t3到反向電流達到峰值的10％時的0.025A的時刻t5。
包含在二極體21的反向恢復時間trr中的積蓄時間ts可以設定在125ns～7μs範圍內，最好在125～500ns左右。本實施例的積蓄時間ts最好是比振鈴電壓的周期T1的1/2長且比開關元件3的最小截止期間短的時間。
二極體21應由當流過階梯狀的正向電流時其正向電壓VF的上升沿的峰值很低的元件構成。本實施例的二極體21在以階梯狀流過10mA的正向電流時，其正向電壓VF的上升沿的峰值約為6.4V。作為能滿足反向恢復時間trr和正向電流的上升沿特性的二極體21，可以使用Sanken電子有限公司製造的二極體SAR01。
再有，當使用反向恢復時間長的二極體21達不到反向恢復時間目標值時，可以利用浪湧吸收用電容器17的容量去調整反向恢復時間trr。如果減小浪湧吸收用電容器17的容量，則反向恢復時間trr變長。在該實施例中，浪湧吸收用電容器17的容量設定為0.0005μF～0.015μF左右的值。
其次，參照圖6和圖7說明圖4的DC-DC變換器的動作。圖4的DC-DC變換器除浪湧吸收電路6a的動作之外與圖1的DC-DC變換器的動作相同。即，如圖6所示那樣，通過使開關元件3的柵源電壓VGS斷續地出現高電平，使開關元件3進行通斷動作，在導通期間Ton變壓器2積蓄能量，在截止期間Toff放出該能量，供給電容器11和負載14。電壓檢測電路15和控制電路5的輸出電壓的調整與圖1的DC-DC變換器類似地進行。
若開關元件3例如在圖6的t1轉換成截止狀態，則在一次線圈8中產生浪湧電壓，但因二極體21導通，如圖7的Id所示那樣，1.5A左右的正向電流通過二極體21流入浪湧吸收用電容器17，所以，浪湧電壓被電容器17抑制，開關元件3的漏源電壓VDS不會變得太高。當通過吸收浪湧電壓而使電容器17的電壓上升時，則會對二極體21施加反向電壓。因在二極體21積蓄浪湧電壓吸收時流過的正向電流的少數載流子，故即使施加反向電壓二極體21也能維持導通，如圖7的t3～t5所示那樣，二極體21的電流Id反方向流動。在圖7中，t3～t4是積蓄時間ts，t3～t5是反向恢復時間trr。在反向恢復時間trr中，一次線圈8和開關元件3等的雜散電容C變成經二極體21和振動能量吸收用電阻20與電容器17並聯連接的狀態，阻止一次線圈8的LC的高頻諧振電路的形成。結果，一次線圈8的電壓不會產生激勵振蕩，開關元件3的漏源電壓VDS在圖6中的剛過t1之後，在伴隨較低電平的浪湧電壓上升之後，逐漸降低，在圖6的比t2時刻稍靠前的時刻變成大致一定的值。圖6和圖7中的剛過t1之後的漏源電壓VDS的峰值比過去低，這是因為使用了正向電流上升時的電阻以及電壓VF低的二極體21。
再有，若二極體21的積蓄時間ts比圖7的情況短(為150ns左右)以及其反向恢復時間trr為300ns左右，則開關元件的漏源電壓VDS和二極體21的電流Id像圖8所示那樣變化。這時，雖然以低電平產生振蕩，但該激勵振蕩比圖1的過去的情況還是有所改善。
當如上所述不產生激勵振蕩引起的高頻噪聲時，對外部電路的幹擾變小。此外，在電源1由整流平滑電路構成的情況下，不必在該交流輸入線上連接用來除去因激勵振蕩引起的噪聲的濾波器，能夠提高電源裝置的整體效率，可以謀求裝置的小型化和低成本。
在圖4的DC-DC變換器中，二極體21在反向恢復時間trr的導通期間，電容器17、電阻20、二極體21和一次線圈8的閉合迴路中流過與導通期間Ton的電流方向相反的電流。因此，電容器17釋放出的能量在二次線圈9一側被再生，這有助於提高效率。即，電容器17不通過電阻18進行完全放電，可以在一次線圈8中再生。
第二實施例圖9所示的第二實施例的DC-DC變換器將圖4的DC-DC變換器的浪湧吸收電路6a變成浪湧吸收電路6b，其餘部分和圖4一樣。圖9的浪湧吸收電路6b除了使圖4的浪湧吸收電路6a的並聯電阻18直接與電容器17並聯之外，與圖4相同。只是，如圖10所示，串聯電阻20和二極體21一體形成。
將電阻18、20的連接位置像圖9所示那樣改變後的浪湧吸收電路6b的工作實質上和圖4的浪湧吸收電路6a相同，可以得到同樣的作用效果。
在該第二實施例中，因進而像圖10所示那樣將電阻20和二極體21裝在同一個樹脂封裝體23內，故能夠將兩個部件作為一個複合部件24，可以謀取DC-DC變換器的小型化和低成本化。在圖10的複合部件24中，由電阻晶片形成的電阻20和由半導體晶片形成的二極體21用釺料25結合在一起，一個端子26通過釺料27與電阻20結合，另一個端子28通過釺料29與二極體21結合。
第三實施例圖11所示的第3實施例的DC-DC變換器設有將圖4的DC-DC變換器的浪湧吸收電路6a變形後的浪湧吸收電路6c，其餘的構成部分與圖4一樣。圖11的浪湧吸收電路6c相當於在圖4的浪湧吸收電路6a附加第二整流二極體16a。即，圖11的浪湧吸收電路6c與圖9一樣，具有由第一整流二極體21、串聯電阻20和電容器17組成的串聯電路。但是並聯電阻18與圖9一樣直接與電容器17並聯連接。第二整流二極體16a與串聯電阻20並聯連接。第二整流二極體16a的積蓄時間ts和反向恢復時間trr都比第一整流二極體21短，具有與圖1的現有技術的整流二極體16同樣的電特性。
在圖11的DC-DC變換器中，當開關元件3截止時，利用一次線圈8的電壓使第一和第二整流二極體21、16a導通，通過它們使電容器17流過浪湧電流。因此，第二整流二極體16a起旁路串聯電阻20的作用，電容器17吸收浪湧電壓，當該電壓Vc變高時，第一和第二整流二極體21、16a處於反向偏置狀態。因第二整流二極體16a的積蓄時間和反向恢復時間短，故在較短的時間內變成截止狀態，而因第一整流二極體21的積蓄時間和反向恢復時間長，故能在較長的時間內保持導通狀態，與圖4的情況一樣，電容器17、電阻20和第一整流二極體21的串聯電路與一次線圈8並聯連接，可以防止一次線圈8的電壓V1的激勵振蕩。因此，第3實施例具有與第一實施例同樣的效果，從而，具有能夠利用第二整流二極體16a的旁路作用迅速進行浪湧吸收的效果。
第四實施例圖12所示的第4實施例的DC-DC變換器將浪湧吸收電路6d與開關元件3並聯連接，其餘與圖4的構成一樣。在圖12中，浪湧吸收電路6d經直流電源1與一次線圈8並聯連接。因此，從交流的角度看，浪湧吸收電路6d與一次線圈8並聯連接，起到與圖4的浪湧吸收電路6a同樣的作用，第四實施例也能夠得到與第一實施例同樣的作用效果。再有，在圖12的情況下，在電容器17吸收浪湧電壓後的二極體21的反向恢復期間，電容器17處於與電源1和一次線圈8的串聯電路並聯連接的狀態，可以抑制因一次線圈8的LC引起的振鈴電壓。
再有，可以與圖12一樣使圖9和圖11的浪湧吸收電路6b、6c與開關元件3並聯連接。
第五實施例圖13所示的第5實施例的DC-DC變換器設有將圖4的輸出整流平滑電路4變形後的輸出整流平滑電路4a，而且，二次線圈9的極性與圖4相反，其餘的構成與圖4一樣。
即，圖13的DC-DC變換器是正向型變換器，形成當開關元件3導通時可由二次線圈9向負載14和電容器11供電。因此，輸出整流平滑電路4a除了輸出整流二極體10和平滑用電容器11之外還具有扼流圈30和二極體31。再有，扼流圈30連接在二極體10和電容器11之間，整流用二極體31與扼流圈30和電容器11的串聯電路並聯連接。在圖13的正向型DC-DC變換器中，浪湧吸收電路6a也能夠發揮和圖4的情況同樣的效果。
再有，也可以將圖13的浪湧吸收電路6a變形為圖9、圖11、和圖12的浪湧吸收電路6b、6c、6d。
變形例本發明不限於上述實施例，例如可以進行以下的變形。
(1)開關元件3不限於FET，可以是雙極型電晶體等半導體開關。
(2)變壓器2也可以是自耦變壓器。
(3)為了形成控制電路5的電源，可以在變壓器2上設三次線圈組。
(4)為了進行電流反饋控制，可以將檢測電流用的電阻串接在開關元件3上。
(5)可以使控制電路5變形，改變開關元件3的通斷控制形態。此外，可以採取RCC(振鈴扼流變換器)型等自激式DC-DC變換器。
(6)電源1可以是電池。
(7)可以將浪湧吸收電路6A、6b、6c與變壓器2的二次線圈9並聯連接。這樣，由於即使連接浪湧吸收電路二次線圈9也能與一次線圈8進行電磁耦合，故從交流的角度看浪湧吸收電路與一次線圈8並聯。總之，若浪湧吸收電路與一次線圈8或者直接並聯連接或者間接並聯連接，都能得到浪湧吸收效果。
(8)在圖4的電路中，可以如虛線所示那樣，將與圖11中同樣的二極體16a並聯連接在電阻20上。
(9)在圖12的電路中，可以將開關元件並聯連接在輸出整流平滑電路4的二極體10上，與二極體10的導通同步使開關元件導通。此外，可以將開關元件分別並聯連接在圖13的輸出整流平滑電路4a的二極體10、31上，與二極體10、31的導通同步使各個開關元件導通。因此，輸出整流平滑電路4、4a的壓降很小。
權利要求
1．一種DC-DC變換器，包括供給直流電壓的直流電源；為了使上述直流電壓反覆接通和斷開而連接在上述直流電源的一端和另一端之間、且具有第一和第二主端子、控制端子和雜散電容的開關元件；具有經上述開關元件連接在上述直流電源的一端和另一端之間的繞組、而且上述繞組具有漏電感和雜散電容的變壓器；與上述變壓器連接的輸出整流平滑電路；用來控制上述開關元件的導通和截止的控制電路；直接或間接地並聯連接在上述變壓器的繞組上、使得在上述開關元件截止時能夠吸收加在上述開關元件上的浪湧電壓的浪湧吸收電路，其特徵在於上述浪湧吸收電路由包括浪湧吸收用電容器、整流二極體和電阻的串聯電路形成，上述整流二極體的反向恢復時間比因上述漏電感、上述繞組的雜散電容和上述開關元件的雜散電容引起的上述繞組的振鈴電壓的周期的1/2長，比上述開關元件的最小截止期間短，而且其值設定在125ns至7μs的範圍內。
2．權利要求1記載的DC-DC變換器，其特徵在於上述浪湧吸收電路進而具有與上述浪湧吸收用電容器並聯連接的放電用電阻。
3．權利要求1記載的DC-DC變換器，其特徵在於上述放電用電阻連接在上述浪湧吸收用電容器和上述整流二極體之間，上述浪湧吸收電路進而具有與由上述浪湧吸收用電容器和上述電阻組成的串聯電路並聯連接的放電用電阻。
4．權利要求1或2或3記載的DC-DC變換器，其特徵在於上述浪湧吸收電路進而具有另外的整流二極體；該整流二極體具有比上述整流二極體的反向恢復時間短的反向恢復時間，該整流二極體與串聯連接在上述浪湧吸收用電容器上的上述電阻並聯連接。
5．權利要求1或2記載的DC-DC變換器，其特徵在於串聯連接在上述浪湧吸收用電容器上的上述電阻和上述整流二極體被裝在同一個封裝體內。
6．權利要求1～5任何一項記載的DC-DC變換器，其特徵在於串聯連接在上述浪湧吸收用電容器上的上述電阻具有10～330Ω的範圍內的電阻值。
7．權利要求1～6任何一項記載的DC-DC變換器，其特徵在於上述浪湧吸收電路與上述開關元件並聯連接。
8．權利要求1～7任何一項記載的DC-DC變換器，其特徵在於上述變壓器包括具有漏電感和雜散電容的一次線圈和與上述一次線圈電磁耦合的二次線圈，上述開關元件經上述一次線圈連接在上述直流電源的一端和另一端之間，上述輸出整流平滑電路與上述二次線圈連接，上述浪湧吸收電路直接或間接地與上述一次線圈並聯連接。
全文摘要
要求降低DC—DC變換器的噪聲。由開關元件3、變壓器2和一次線圈8構成的串聯電路與直流電源1連接。輸出整流平滑電路4與變壓器2連接。設置用來使開關元件3導通—截止的控制電路5。浪湧吸收電路6a與一次線圈8並聯連接。浪湧吸收電路6a由二極體21、電阻20和電容器17的串聯電路構成。使二極體21的反向恢復時間設定得比振鈴電壓的周期的1/2長且比開關元件3的最小截止時間短。
文檔編號H02M1/34GK1302113SQ0013751
公開日2001年7月4日 申請日期2000年12月27日 優先權日1999年12月27日
發明者內田昭廣 申請人:三墾電氣株式會社