用於操作諧振功率變換器的方法

2023-06-18 01:36:56 1

專利名稱：用於操作諧振功率變換器的方法
技術領域：
本發明涉及一種操作諧振功率變換器的方法、 一種諧振功率變換器、 一種計算機可讀媒質和一種程序單元。特別地，本發明涉及一種諧振類型電源的低損耗待機操作方法。
背景技術：
在諸如消費或辦公電子產品的大量應用中，使用諧振電源的低功耗
待機功能(LPS)是非常新穎的。在現有技術中，已經注意到了針對諧振類型電源(通常是LLC類型變換器，即電感_電感-電容變換器，LCC類型變換器，即電感-電容-電容變換器或者LLCC類型變換器，即電感 - 電感-電容-電容變換器)的待機操作的一些原理。
在第一原理中，電源接近其無負載點而工作。因此，在用於諧振類型電源的最大電網電壓最大切換頻率的情況下，在半橋中以及在變壓器中仍將存在引起損耗的相當大的無功電流(reactive current)(尤其存在於針對世界範圍的電網設計中)。這些損耗是由於這樣的電源的驅動器
和變壓器中損耗的頻率相關性造成的。這種模式下的損耗可以是所需待機功率的倍數。
在第二原理中，該諧振類型電源以觸發模式操作而工作。在這種情況下，該諧振類型電源周期性地完全接通。在接通過程中，不能避免硬切換，這導致過程中損耗很大。此外，觸發模式操作下的控制迴路只有在未能變換功率的時間段之後才鎖定。這進一步降低了功率變換的效率並且其需要更大的輸出濾波器。
最後的原理需要僅以待機模式工作的附加變換器。很明顯，這會引入附加的部件和成本。
需要一種操作諧振功率變換器的方法、 一種諧振功率變換器、 一種計算機可讀媒質和一種程序單元，該方法和諧振功率變換器特別地在驅動低負載時能夠使待機操作具有低功耗
發明內容
可以利用根據獨立權利要求的 一種操作諧振功率變換器的方法、一種諧振功率變換器、 一種計算機可讀媒質和一種程序單元來滿足上述需求。
根據示例性實施例， 一種操作諧振電源的方法包括按照不連續的方式控制諧振電源。
根據示例性實施例， 一 種諧振電源包括第 一 開關元件和至少 一 個儲能元件，其中該諧振電源適於以不連續的方式控制。
根據示例性實施例，提供了一種計算機可讀媒質，其中儲存了用於控制諧振電源的程序，該程序在由處理器執行時適於控制包括以不連續的方式控制諧振電源的方法。
根據示例性實施例，提供了一種用於控制諧振電源的程序單元，該程序在由處理器執行時適於控制包括以不連續的方式控制諧振電源的方法。
已知的諧振電源和這種諧振電源的控制方法依賴於能量轉移周期循環被重複的事實，即在由該方法控制的能量轉移的第一周期之後，重複相同的控制步驟。特別地，在該諧振電源的工作期間，反覆地切換例如電晶體的開關，而可以無損耗地不停地進行這種切換。在所謂的電感
-電感-電容變換器(LLC變換器)的情況下，連續切換該LLC變換器的初級側半橋的開關，並且儲存在電感和電容中的能量之和不等於零。
相反，根據示例性實施例，提供了一種不連續切換的方法。即，在初始的初始化之後，如果是LLC變換器，則可以無損耗地停止初級半橋的開關元件的切換。特別地，在控制中，可以在定義好的切換點處停止切換。這些點是表示諧振電源系統的電容的電壓和電流的狀態圖處於原點時的時間點。另外，如果是LLC變換器，則一般地，能量在LLC變換器的不同諧振元件之間連續地振蕩，所述諧振元件例如LLC變換器的電感和電容。特別地，儲存在電感和電容中的能量之和可以為零。
根據該方法的示例性實施例，即使是對於非常小的待機負載，例如零輸出功率，也可以獲得良好的效率值。這僅通過選擇更加精細的控制方法而無需實施附加的部件就可以實現，該控制方法即不連續地切換該諧振電源的開關元件的控制方法。
以下描述了操作諧振電源的方法的其它示例性實施例。然而，這些實施例還適用於諧振電源、計算機可讀媒質和程序單元。根據該方法的另 一 個示例性實施例，該諧振電源包括第 一 開關元 件、至少一個儲能元件，並且所說的不連續的控制包括以其中第一開關 元件可以進行軟切換的方式，通過將能量從至少 一個儲能元件轉移到第 一開關元件來初始化待機操作。優選的是，該方法還包括軟切換該第一 開關元件，例如零電壓切換。
該第一開關元件可以是LLC變換器的初級半橋的第一電晶體，其具 有並聯的二極體，並且所述至少一個儲能元件可以是LLC變換器的輸出 濾波器。特別地，該第一開關元件可以作為MOSEFT電晶體實現，在這 種情況下，可以將集成構成的MOSFET的二極體用作所述的二極體。通 過將能量從LLC變換器的儲存元件轉移到LLC變換器的第一電晶體， 可以在與第 一 電晶體並聯的二極體中引起小電流。該電流可以足夠大， 使得第一電晶體的零電壓切換成為可能，從而即使在輸出濾波器處存在 小負載的情況下也能產生低損耗狀態。換句話說，在第一初級側切換事 件之前，將能量從第一儲能元件轉移到第一開關元件，其可以是諧振電 路的 一部分。該能量可能僅足以軟切換該初級側。
根據該方法的另一個示例性實施例，該諧振電源包括整流器，其包 括第二開關元件和輸出濾波器，其中通過切換該第二開關元件將能量從 輸出濾波器轉移到第一開關元件。該整流器可以是同步整流器，並且該 第二開關元件可以是第二開關電晶體，例如MOSFET。
該輸出濾波器可以是諧振電源的第 一儲能元件，其用於為第 一開關 元件提供能量，使得能夠軟切換該第一開關元件。
根據另一個示例性實施例，該方法還包括諧振狀態換相階段，其中 在該諧振狀態換相中，優選地使流過諧振電源的電流反向。
在諧振狀態換相中，流過諧振電源的電流iC在待機初始化之後立 刻變為-iC。即，該階段的持續時間是諧振電源周期的一半。在這段時間， 該諧振電源可以完成半周期的自由振蕩。
根據另 一 個示例性實施例，該方法還包括通過插入功率脈衝來提高 諧振電源的輸出功率。優選的是，在諧振狀態換相階段之後插入功率脈 衝。特別地，可以在連續的諧振狀態換相階段之間插入(嵌入)功率脈 衝。
通過插入所謂的功率脈沖或者功率相位，其中可以將附加的能量注 入諧振電源並且因此注入諧振電源的輸出端，可以滿足諧振電源的更高待機功率需求。這些功率脈衝可以是第 一開關元件的 一個或多個切換事 件，例如諧振電源的初級側的開關元件的 一個或多個切換事件。
根據另一個示例性實施例，該方法還包括零狀態返回階段，其中在 該零狀態返回中，優選的是重建初始狀態。優選的是，在零狀態返回中， 將初始化時轉移的能量基本上返回到第一儲能元件。
特別地，在初始化階段中從第一儲能元件轉移到第一開關元件的能 量可以基本上轉移回第一儲能元件，即基本上全部能量都被轉移回去， 除了涉及由於諧振電源中的阻抗造成的損耗的少量能量。特別地，不會 引起由於硬切換造成的損耗。優選在諧振狀態換相階段終止時完成該零
狀態返回階段，並且基本上全部諧振能量流回到第一儲能元件。在LLC 變換器的情況下，能量流回到輸出和輸入濾波器，同時流到輸出端的淨 能量可能是與時間選擇有關的問題，並且可以通過由諧振電容電壓獲得 的信號進行控制。
下面描述諧振功率變換器的其它示例性實施例。然而，這些實施例 還適於操作諧振電源的方法、計算機可讀媒質和程序單元。
根據該諧振電源的另 一個示例性實施例，該諧振電源還適於以 一種 其中第 一開關元件可以進行軟切換的方式，將初始化待機操作的能量從 至少一個儲能元件轉移到第一開關元件。
根據另一個示例性實施例，該諧振電源還包括整流器，其包括第二 開關元件，以及輸出濾波器，其中該第二開關元件適於初始化從輸出濾 波器到第一開關元件的能量轉移。優選的是，該整流器是同步整流器。
通過利用同步整流器，可以減少在該諧振電源正向上的電壓降。優 選的是，該同步整流器包括MOSFET,它被驅動來模擬二極體。與在根 據現有技術的LLC變換器中使用的同步整流器相反，按照電流(即能量) 從輸出濾波器流到初級側的方式驅動根據示例性實施例的諧振電源中 的同步整流器，以便能夠進行初級側的軟切換。
根據諧振電源的另 一個示例性實施例，將該諧振電源形成為包括半 橋的LLC變換器。可選地或附加地，該LLC變換器可以包括全橋。
在使用LLC變換器的全橋的情況下，能量在LLC變換器的不同諧 振元件之間連續振蕩，所述諧振元件例如LLC變換器的電感與電容，同 時儲存在電感和電容中的能量之和可能不等於零。
根據另一個示例性實施例，該諧振電源還包括第二輸出濾波器，並即，LLC變換器可以包括隨後由輸出電流io的相應半波激勵的兩個
半波整流輸出端。因此可以向這兩個輸出端待機供電，前提是在常規操 作和反相操作之間進行周期性切換。
示例性實施例的 一 個方面提供了 一種諧振電源或者諧振變換器的 控制方法。該方法可以提供一種修改的待機操作及其控制，其在待機負 載大大減少的情況下仍有效地運行諧振變換器，並且其不依賴於附加的 部件。其可以實現零狀態返回切換和雙向功率變換。通過利用同步整流
器切換可以實現後者，該切換可以包括在第一初級側切換事件之前，
通過同步整流器將能量從輸出濾波器轉移到諧振電路；剛好足以軟切換
該初級側，並且因此進一步仍然通過輸入濾波器使諧振電容器充電。在
等待了半個振蕩周期之後，實施"零狀態返回，，切換事件，其中(基本上)
全部諧振能量流回到輸入和輸出濾波器。流到輸出端的淨能量是與時間
選擇有關的問題，並且能夠通過由諧振電容電壓獲得的信號進行控制。
在更高待機功率需求的情況下，能夠在上述諧振狀態換相階段之間插入
一個或多個功率脈衝，這個過程在軟切換條件下開始，並且使之保持到 下一個事件。
根據這個方面，可以將累積待機的損耗減少到最小，這可以在沒有 任何額外的功率部件或者獨立的變換器的情況下實現。從幾乎為零(例 如lmW)到幾瓦的大範圍待機功率需求是可能的，即可以包含輕負載 工作。而且，當使用根據本發明的諧振電源時，可以包含零或小的負值 的待機功率需求。可以不需要藉助隔離的誤差信號轉移。另外，通過僅 檢測例如電容電壓的初級側驅動以及通過檢測輸出電壓的次級側驅動 是可能的。此外，該操作可以應用於具有一個或兩個受控輸出端的全部 LLC變換器。
控制諧振電源的方法可以用於CE產品的電源單元中，例如移動PC 或者LCD監視器、LCD電視機、DVD-X、機頂盒、衛星接收器、傳真 等的適配器，以及用於這些電源的控制器/驅動器/半橋IC的適配器。
將參照下文中描述的實施例闡述本發明的這些及其它方面並4吏之 清楚明白。本文中所述的所有實施例和方面能夠相互混和和組合。


現在通過舉例的方式，參照附圖更詳細地描述本發明，在附圖中
圖1表示了可以應用根據示例性實施例的待機操作的LLC變換器；
圖2示意表示了連續待機操作的典型波形；
圖3示意表示了根據本發明第一示例性實施例的典型波形；
圖4示意表示了待機操作的狀態空間圖的兩個實例；
圖5更詳細地示意表示了圖3的待機初始化階段；
圖6示意表示了與通常已知的整流器塊相比進行了修改並且可用於
圖1所示的LLC中的整流器塊；
圖7示意表示了作為切換閾值函數的總損耗；
圖8更詳細地示意表示了圖3的零狀態返回階段；
圖9示意表示了將功率脈沖插入操作諧振功率變換器的方法中的示
例性實施例；以及
圖10示意表示了可以應用根據示例性實施例的待機操作的另一種
LLC變換器。
在附圖中，相同的附圖標記表示相同的元件或者實施基本相同功能 的元件。
具體實施例方式
圖1表示了可以應用待機操作的諧振電源100或者LLC變換器。該 LLC變換器包括輸入濾波器(或者直流連結)102和半橋逆變器103， 通過驅動器/控制器單元101中生成的信號drvl和drv2來驅動該逆變器。 該半橋逆變器103包括第一電晶體104、第二電晶體105和兩個二極體 106和107,其中一個與第一電晶體104並聯，並且另一個與第二晶體 管105並聯。該半橋103通過諧振電容112與變壓器108的初級側(或 者一組單獨的電感部件)相連。該半橋還可以包括附加的電容，如所謂 的緩沖電容器(snubber capacitor)。在次級側上，該變壓器108與整流器 單元109相連，能夠僅由二極體或者有利的是由驅動信號drvO所驅動的 至少一個同步整流器形成該整流器單元109。此外，該整流器單元109 與輸出濾波器110相連，即電壓輸出端。該輸出濾波器IIO優選包括電 容器lll (C。)並且還可以包括所謂的兀濾波器。此外，圖1中表示了 電阻113,該圖示意表示了施加到LLC變換器的負栽。在將MOSFET 用作笫 一和第二電晶體的情況下，可以由已經集成在MOSFET中的二極體形成該兩個二極體106和107。
此外，在圖1中，引入了一些物理可觀察量。Vm是指輸入濾波器 的電容Cm處的電壓。兩個可能的緩衝電容器標記為Csn,而vs是指半 橋低側的緩衝電容器處的電壓。標記iC是指流經電容C的電流，其提 供了諧振電容器，而vC是指相應的電壓。Lm是指變壓器的電感(互感)， 而iop是指返回到變壓器的初級側的輸出電流。在變壓器的次級側上， 表示了兩個電路，其一具有連接到其中的整流器單元109。標記iol和 io2是指流到次級側上的各個電路的電流。此外，標記io、 Co和Vo分 別是指輸出濾波器的電流、電容和電壓。總而言之，圖1所示的LLC變 換器包括六個元件，它們能夠起到儲能元件的作用，即LLC變換器的兩 個電感和電容、輸入和輸出濾波器以及半橋的開關元件的電容。
除了所示的半橋之外，還能夠使用全橋。如果將全橋用於LLC變換 器，則圖1中接地的支路將與該半橋的所謂切換節點相連。此外，可以 交叉切換該全橋，即可以連同第二半橋的第二電晶體(上支路) 一起切 換該第一半橋的第一電晶體(下支路)，或反之。在這種情況下，電流 可以為零，而兩個半橋的相應電壓可以為+Vin和-Vin。
圖2示意表示了由連續亞臨界待機操作產生的典型波形，即現有技 術已知的待機操作的連續亞臨界待機操作。在圖2中，示意表示了兩個 實例。在上行中，表示了大負載的波形，而在下行中，待機負載與上行 中所示的待機負載相比減少了 。這種已知的模式僅對於下至某個待機負 載表現出充足的效率，例如大約500mW。該值取決於允許的最小頻率 (例如聲頻以上)、包括可能的緩衝電容器的開關元件的輸出電容、以 及功率鏈中的傳導損耗(Rds。n、變壓器和輸出電路)。下方圖表表示了
幾乎無負載操作的情況，但是保持輸出電壓受到控制。即，下方圖表表 示了通過以給定的最小頻率將脈沖持續時間減小到不再向輸出端發送 功率的值，使得輸出功率相對於上方減少。此時耗盡了全部的輸入功率， 這主要是由於"硬切換"造成的，這是因為切換脈衝之前的電流iC變得過小。
詳細地講，將圖2的行分成兩個圖，其中右圖放大了左圖上切換脈 衝附近時刻的情況。所有圖中表示的是電壓vC和vs以及電流iC，其中 標記參照圖1。根據右圖能夠回溯脈沖持續時間降低的結果，下圖中的 脈衝持續時間比上圖中的短。這導致了在下部所示情況中的電流iC比
1上部所示情況中的小，並且還包括一些波紋。表示初級側上的電流的電 流iop初級側也大大降低了 。
圖3示意表示了根據本發明第 一示例性實施例的待機操作序列及其 基本切換事件情況的概觀。圖3表示了六行，根據這六行能夠回溯幾個 物理參數和切換事件的定時。所有這些行的第一部分涉及初始狀態或者 零狀態(ZS),下一個階段涉及待機初始化階段(SI),隨後是諧振狀 態換相(RSC)和零狀態返回階段(ZSR)。圖3中使用的標記參照圖 1中的標記。圖3的前三行301、 302和303分別是指驅動或控制信號 drv0、drvl和drv2，其中drvO是指施加到圖1的整流器單元的驅動信號， drvl是指施加到半橋的第一開關電晶體104的驅動信號，而drv2是指施 加到半橋的第二開關電晶體105的驅動信號。接下來三行表示了所生成 的功率鏈變量的波形。特別地，第四行304是指半橋切換節點電壓vs 和諧振電容器電壓vC。第五行305是指返回到初級側的諧振電容器電流 iC和輸出電流iop。第六行306是指與諧振變換器的相關振蕩迴路(tank) 有關的能量。特別地，分別涉及輸入電容器和輸出電容器的能量eCm 和eCo,以及諧振元件互感Lm和諧振電容C的能量，在圖3中表示為 線eLmC。
在任何切換之前，假設諧振變換器處於零狀態(ZS),即vC = 0 並且iC-O,而半橋的低側開關是導通的，即信號drv2是正的。隨後的 階段是待機初始化(SI)。該事件是由例如能夠探測輸出電壓Vo達不 到給定基準值Voref的單元引起的。相應的輸出整流器109是同步整流 器，其立刻接通，即信號drv0目前表示正值。電流從輸出濾波器110 流入包括諧振電容C和互感Lm的諧振電路中。過一會，在後面的附圖 中給出具體情況，接通該半橋，即信號drvl目前是正的，而信號drv2 是零。使得第一電晶體104接通並且第二電晶體105斷開，同時保持一 定的空載時間(dead time)。這是軟切換動作(ZVS),並且因此本質上 損耗更小，這是因為足夠的感應電流已經預先流過了 。
在很短一段時間後，再次在ZVS條件下，再次關閉半橋，drv2再 次為正的並且drvl為零，這是因為電流iC(參見第五行305 )已經換相。 能量平衡(參見第六行306)表示了輸出和輸入濾波器已經將能量發送 到諧振元件。
在探測諧振狀態換相(RSC),即半個諧振振蕩的振蕩周期之後繼續下一次切換動作，參見第五行305。在ZVS條件下再次接通和斷開該 半橋，參見上面的三行301、 302和303。只有在接通時間的持續時間內， 零狀態返回(ZSR)目前才是可能的。這意味著除了由於在SI、 RSC和 ZSR階段期間的損耗造成的在輸入濾波器中遺漏的殘餘量，全部能量被 轉移回輸出和輸入濾波器。與圖2所示的操作相比並且在功率鏈部件和 最小切換(重複)頻率方面的同等條件下，這些損耗減小到大約1/5。
圖4示意表示了待機操作的狀態空間圖的兩個實例。特別地，圖4 左側表示了在幾乎沒有負載時所生成的工作波形，右側表示了在25pJ/ 周期時所生成的工作波形。在下圖中，繪出了諧振電容器的電壓相對於 其電流的曲線。因此，圖4將輸出功率不同的兩個實例(左和右圖)的 待機操作進行了比較。左側對應於圖3所示的情況，即具有幾乎為零的 輸出功率，而右側的圖涉及20kHz下大約500mW或者200Hz下大約 5mW時的操作。圖4的下部的狀態空間圖進一步表示了該操作。在相 應的狀態空間圖中，表示了針對上部圖的不同階段，即ZS、 SI、 RSC 和ZSR階段的對應於主電容C的電壓vC和電流iC。零狀態對應於坐標 vC和iC的原點。顯而易見的是，每個周期變換的能量的量以及最後實 現ZS是與時間選擇有關的。
圖5更詳細地示意表示了圖3的待機初始化階段。特別地，圖5表 示了針對圖4的兩種情況，即左側的低輸出情況以及右側的高輸出情況 的控制信號和所生成的波形。在圖5中，用於確定發送到輸出端的能量 的變量^皮標記為ctrl。
圖5描述了針對圖4給出的實例，獲得待機初始化階段Si中的定時 信號的方式。上部四個軌跡(行)501、 502、 503和504涉及圖1的同 步整流器塊109(RS)。該塊包括由信號drvO接通和斷開的MOSFE丁， 在圖5中的第四行504中表示了該信號。該塊還包括附加的信號處理， 以重寫由圖5的第二行5 02中表示的驅動信號drvO驅動的標準同步整流 器操作。因此，如果輸出電壓Vo達不到給定基準值，該時刻在圖5中 被標記為標記1 (事件1 ),則生成脈沖drvOs，其在第一行501中示出。 信號drvOs設定RS觸發drvOrs,其在圖5的第三行503中示出。因此， 由標準SR控制(例如當探測到源-漏極電壓上升到給定電平時)或者 由RS觸發將同步整流器驅動為導通的，即信號drvO為高電平。利用信 號drvOr重置該觸發，如第二行502所示。圖6中更詳細表示了 RS塊。信號drvl和drv2是驅動在圖1中標記為104和105的半橋開關Sl 和S2的門信號。圖5的第五和第六行505和506分別表示了信號drvl 和drv2。在階段SI之前，圖1中的開關S2，即第二開關電晶體105是 導通的。作為事件1的結果，如果在第八行508中表示的主電流iC達 不到預設值ctrO,該時間點在圖5中標記為標記2 (事件2),則在圖5 中標記為3的時間點其關閉(事件3)。此時，積分器開始上升(intl ), 在圖5的第七行507中示出。在例如預設的空載時間之後，開關Sl (圖 1中的第一開關電晶體104)接通，在圖5中標記為標記4 (事件4)。 由於電流iC換相的情況，能夠探測到正的過零，在圖5中標記為標記5 (事件5)。此時，積分器反相其斜率，在圖5中標記為標記6(事件6), 並且下降，直到其達到闊值電平ctrl為止，在圖5中標記為標記7(事 件7)。此時，Sl關閉，在圖5中標記為標記8 (事件8),並且在空 載時間之後，S2再次接通，在圖5中標記為標記13 (事件13) 。 SR探 測標準整流條件，並且輸出電流變為正的，在圖5中標記為標記9(事 件9),並且drvOr變高。這重置了觸發drvOrs,並且當輸出電流變為零 時，在圖5中標記為標記11 (事件11 )，該SR開關最終關閉，在圖5 中標記為標記12 (事件12)。
在圖5的右側，繪出了相同的波形，但是其目前是由減小的值ctrl 生成的，即逆變器的閾值電平mtl。這使得在待機切換動作結束時，即 在ZSR階段之後轉移能量更高(參照圖8)。因此，使ctrl變化是控制 待機功率的第 一種方法。如果例如最小切換頻率不應當達不到預設值，
或者不應超過切換序列之間的最大時間，則能夠提高ctrl直到獲得該頻 率為止。
另一種控制輸出功率的方法是保持ctrl恆定，這意味著每個序列發 送一定的能量。因為僅僅"在要求時"出現切換序列，即由次級側SR導 通觸發該序列，所以在這裡頻率取決於輸出功率。結合圖9闡述控制輸 出功率的第三方法。
圖6示意表示了改進的同步整流器塊。該整流器塊601包括 MOSFET 602。而且，其包括驅動單元603,當諧振變換器的輸出電壓 Vo下降到給定的基準值Voref以下時其生成脈沖drvOs。該脈衝信號 drvOs設定RS觸發器604，其生成輸入到或門605的驅動信號drvOrs。 或門的第二輸入端與標準SR控制單元606相連，其還與觸發器相連並且生成drvOr驅動信號，其可以重寫標準SR操作。將或門605的輸出信 號drv0提供給MOSFET 602的柵極。
圖7示意表示了作為參數ctr0的函數的圖5的待機操作的總損耗。 所示的圖表示存在ctr0的最佳值，其確定了電流iC的閾值以探測圖5 的事件2 (階段SI)並且其主要取決於開關S1和S2的輸出電容和可能 的緩沖電容器Csn。作為通過檢測iC探測事件2的替換方式，能夠檢測 vC，以便處理其衍生物，其同樣與iC成比例。
圖8示意表示了針對零狀態返回切換進行安排的方式，以便在該序 列結束時獲得零狀態。特別地，圖9表示了控制信號和所生成的波形。 受到調整以獲得ZS的變量是ctr2。在圖8的前兩行801和802中，分 別表示了驅動信號drvl和drv2。該ZSR階段從探測電壓vC的負的過零 開始，在圖8中標記為標記1 (事件1 )，並且在圖8的第四行804中 示出。此外，表示了半橋切換節點電壓vs、諧振電容器電流iC和返回 到初級側的輸出電流iop。然後S2斷開，在圖8中標記為標記2 (事件 2),並且在空載時間之後，Sl接通，在圖8中標記為標記3 (事件3 )。 事件2還在對iC進行正的過零檢測時，在圖8中標記為標記4(事件4)， 使得積分器上升，在圖8的第三行803中表示了該信號，這使得斜率反 相，在圖8中標記為標記5 (事件5)。在下降到值ctr2之後，在圖8 中標記為標記6 (事件6) ， Sl關閉，標記為標記7(事件7),並且在 空載時間之後S2再次接通，在圖8中標記為標記8 (事件8) 。 Ctr2的 值主要取決於空載時間。然而，其可以是控制裝置的內部值，通過在事 件8時或者在事件8之後很短的時間內採樣電壓vC來調整該值。在vC 在零以下的情況下，ctr2增大，反之亦然。
圖9示意表示了可以用於待機操作中的三種脈衝(階段)。這三種 脈衝可以是提高輸出功率的最有效的方式，其將這三種脈沖，即所謂的 功率脈沖(PP)或者功率階段插入待機初始化階段(SI)與零狀態返回 (ZSR)之間。這些PP還表示零電壓切換，但是它們不會在零狀態(ZS) 時結束，而是在電流iC的某個電平時結束，在圖9中的第二行902示 出，並且由脈沖持續時間來確定該某個電平，即Sl的接通時間。此處 該時間可以為恆定的。通過探測vC的第一負的過零再次給出S2的接通 時間，即RSC的持續時間。這些脈衝能夠如圖3中所述並且使用固定的 ctrl值插在SI與ZSR階段之間。然後僅由n確定所生成的序列SI-RSC-n-時間(PP-RSC) -ZSR發送的能量，n為正整數或者零。
以n〉0工作的優點在於脈衝序列PP-RSC的效率高於僅由 SI-RSC-ZSR生成的效率，這由圖9中的狀態空間圖表示。此處，轉移 到輸出端的能量與僅振蕩的能量之比與圖4右側給出的實例相比提高了。
因為還由次級側(圖5中的事件1 )上的SR動作觸發該序列，所 以重複頻率取決於給定輸出功率時的n、輸出濾波器電容和最大電壓波 動。實例可以表示這些關係Vo = 5V、 Co-100juF、 Avo = 2% (波動)、 Po= lOOmW (輸出功率)，由n = 2的序列轉移的能量可以為lOOpJ, 其產生了 lkHz的頻率。
當改變圖1中的S2和SR1的位置時，還能夠以反相的信號drvl和 drv2實現目前所述的等同操作。於是，零狀態對應於iC-0,而vC-Vin。
圖10示意表示了可以應用根據示例性實施例的待機操作的另一種 LLC變換器。具有圖IO所示的同步整流器的LLC變換器在這些輸出端 中的一個中具有半波整流輸出端，其具有同步整流器。還能夠將目前所 述的操作應用於圖IO所示的諧振變換器。其與圖1所示的變換器的不 同之處在於其輸出整流器配置。而在圖l中，由兩個整流半波激勵的輸 出Vo，圖10中的變換器表示了由輸出電流io的相應半波隨後激勵的兩 個輸出Vol和Vo2。在優選配置中，只有一個輸出是與如上所述的待機 操作有關的。然而這兩個輸出也可以是待機供電的，前提是在標準與反 相操作之間周期性切換。
前面的內容僅僅表示了本發明的原理。因此可以理解，本領域技術 人員能夠設計出儘管在本文中未明確表述或表示、但體現了本發明原理 並且因此在其精神範圍內的各種設置。例如，本領域普通技術人員將認 識到，附圖中表示的特定結構是便於理解的，並且可以由其它塊來實現 各個塊的功能。
特別地，應當注意，可以按照以在待機初始化(即在零狀態)之前 接通圖1所示的上部電晶體104並且在待機初始化階段中斷開第一 晶體 管104,同時利用軟切換接通笫二電晶體105的方式實施待機初始化階 段的方式改變上述實施例。即， 一般而言第一和第二電晶體的功能交換 了。這會產生與上述實施方案和效果的不同，這對於本領域技術人員而 言是容易理解的。
15例如，圖1中所示的整流器109將在變壓器的次級側的下支路中實
現。由於功能交換了，因此諸如圖4的狀態空間圖將旋轉180度並且移 位Vm。特別地，能量仍然在LLC變換器的不同諧振元件之間連續振蕩， 例如LLC變換器的電感和電容，但是儲存在電感和電容中的能量之和可 能不等於零。
應當注意，術語"包括"不排除其它元件或步驟的存在，並且"一"或 "一個"不排除多個。而且可以將結合不同實施例進行描述的元件組合。
還應當注意，權利要求中的附圖標記不構成對權利要求範圍的限制。
考慮到本說明書，這些及其他實施例對於本領域普通技術人員而言 是顯而易見的，並且包含在以下權利要求書的範圍內。
權利要求
1. 一種操作諧振電源的方法，該方法包括以不連續的方式控制該諧振電源。
2. 根據權利要求1所述的方法，其中該諧振電源包括第一開關元 件和至少一個儲能元件，該不連續的控制包括通過以一種其中第一開關元件可實現軟切換的方式將能量從所述 至少一個儲能元件轉移到第一開關元件來初始化待機操作。
3. 根據權利要求2所述的方法，還包括 軟切換該第一開關元件。
4. 根據權利要求3所述的方法，其中該軟切換為零電壓切換。
5. 根據權利要求2到4中任一項所述的方法，其中該諧振電源包 括整流器，其包括第二開關元件和輸出濾波器，其中通過切換該第二開 關元件將能量從輸出濾波器轉移到第 一開關元件。
6. 根據前述任一項權利要求所述的方法，還包括 諧振狀態換相階段。
7. 根據權利要求6所述的方法，其中在諧振狀態換相階段中，使流過該諧振電源的電流被反向。
8. 根據前述任一項權利要求所述的方法，還包括 通過插入功率脈衝來提高該諧振電源的輸出功率。
9. 根據權利要求8所述的方法，其中在諧振狀態換相階段之後插入該功率脈沖。
10. 根據前述任一項所述的方法，還包括 零狀態返回階段。
11. 根據權利要求IO所述的方法， 其中在零狀態返回階段中，恢復該初始狀態。
12. 根據權利要求10或11所述的方法，其中在零狀態返回階段中，將初始化中轉移的能量基本上返回到第 一儲能元件。
13. —種諧振電源，包括 第一開關元件； 至少一個儲能元件；其中該諧振電源適於以不連續的方式控制。
14. 根據權利要求13所述的諧振電源，其中該諧振電源還適於以 一 種其中第 一 開關元件可實現軟切換的 方式將初始化待機操作的能量從所述至少一個儲能元件轉移到該第一 開關元件。
15. 根據權利要求13或14所述的諧振電源，還包括 -整流器，其包括第二開關元件；-輸出濾波器，其中該第二開關元件適於初始化從輸出濾波器到第一開關元件的能量轉移。
16. 根據權利要求15所述的諧振電源， 其中該整流器是同步整流器。
17. 根據權利要求13到16中任一項所述的諧振電源， 其中該諧振電源為包括半橋和/或全橋的LLC變換器。
18. 根據權利要求15到17中任一項所述的諧振電源，還包括 第二輸出濾波器，其中該諧振電源適於向兩個輸出濾波器待機供電。
19. 一種計算機可讀媒質，其中存儲了用於物理客體圖像的誤差補 償的程序，該程序在由處理器執行時適於控制一種方法，該方法包括以不連續的方式控制該諧振電源。
20. —種程序單元，其用於物理客體圖像的誤差補償，該程序在由 處理器執行時適於控制一種方法，該方法包括以不連續的方式控制該諧振電源。
全文摘要
根據示例性實施例，一種操作諧振電源的方法包括以不連續的方式控制該諧振電源。根據示例性實施例，一種諧振電源包括第一開關元件和至少一個儲能元件，其中該諧振電源適於以不連續的方式進行控制。
文檔編號H02M3/337GK101473518SQ200780023188
公開日2009年7月1日 申請日期2007年6月15日 優先權日2006年6月20日
發明者R·埃爾費裡奇 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司