提高衛星導航系統接收信號的抗噪聲性的方法及實現該方法的裝置的製作方法

2023-06-05 23:58:16 2

專利名稱：提高衛星導航系統接收信號的抗噪聲性的方法及實現該方法的裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及接收用偽噪聲序列編碼的數字無線電信號的系統，該系統特別用於全球定位系統GPS(美國)和GLONASS(俄羅斯)中，並且，本發明適用於在由於多路徑效應造成接收信號的參數失真的情況下進行操作。
本發明的背景全球定位系統GPS(美國)和GLONASS(Global Navigational SatelliteSystem，Russia全球導航衛星系統，俄羅斯)的衛星發射的偽噪聲信號的被動接收機(passive receivers)現已廣泛使用，並能夠使用戶精確地確定其坐標(經度、緯度、高度)和時間。下面的參考文獻對全球定位系統進行了描述「GlobalNavigational Satellite System-GLONASS.」接口控制文獻。KNIZ VKS，Russia，1995」以及「Global Position System.Standard Positioning Service.SignalSpecification」USA，1993。
已知的偽噪聲信號接收機(PPNS，receivers of a pseudonoise signals)對由多個信號構成的複合數字無線電信號進行操作，這些信號包括從直接可見的範圍內的衛星發射的信號，噪聲分量，以及由於直接信號在地球表面的不同位置、建築物等重複反射造成的幹擾分量。該引起正被接收信號的參數失真、結果導致接收機特性的精確度較低的幹擾就是眾所周知的「多路徑」效應。
為了檢測、跟蹤和確定正被接收信號的參數，在RPNS中對信號進行放大，在接收機的射頻單元中將信號轉換成中頻，並且數位化。之後，將數字相關技術用於信號的最終檢測。我們知道，在現有技術中，數字相關器對其數字乘以在相關器內部產生的搜索信號的本地副本，由此來執行對輸入複合數字無線電信號的相關操作，隨後，在規定的時間間隔內，對相關結果進行累加。通常，取該時間間隔等於1ms，即，等於GPS/GLONASS碼的碼序列C/A的長度。為了結束跟蹤正被接收的信號的頻率(相位)及編碼的延遲的循環，使用了計算器，它通過其例行程序從累加器中讀出信息，並結束跟蹤循環。為了跟蹤編碼(碼延遲)，跟蹤循環使用輸入信號與該信號的超前(advanced)副本和滯後(delayed)副本的相關結果，或使用輸入信號與差分(超前的減去滯後的)副本的相關結果。在這種情況下，除了來自衛星的主(直接)信號以外，還有由多路徑效應造成的附加的延遲了的信號，這將導致跟蹤循環的鑑別特性的失真，結果，導致在測距中出現附加的誤差。另外，由於衛星發出的信號很弱，並且其幅度遠低於自然熱噪聲電平，所以相關器應該確保最佳可能的信噪比。
我們還已經知道，在編碼後面的跟蹤循環中使用窄相關器可以提高信噪比，此外，還可減小多路徑效應的負作用(參考文獻A.J.Ddierendonck,P.Fenton,T.Ford「Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in GPSreceiver」,NavigationJournal of The Institute of Navigation Vol.39,No.3，Fall.1992),以及P.Fenton,A.J.Dierendonck「Pseudorandom noise ranging receiverwhich compensates for multipath distortion by dynamically adjusting the time delayspacing between early and late correlators」，美國專利5，390，207號，95年2月14日)。然而，窄相關器僅是削弱了多路徑效應，並沒有徹底消除這種效應。
在現有技術中我們還知道，有「選通相關器(gating correlator)」和「改進的選通相關器」這樣的裝置，可以更進一步降低多路徑傳輸的負面效應(參考文獻「L.Garin，J-M.Rousseau「Enhanced Strobe Correlator Multipath Rejectionfor Code and Carrier」，ION-GPS 1997，Session B2)。「選通相關器」根據兩個窄相關器的線性組合，把大量延遲信號的多路徑效應排除在外，但是，它使信噪比相對於源窄相關器惡化了3dB。「改進的選通相關器」工作於超前選通區域，並且因此，對前沿附近的信號部分執行相關操作，從而消除了更多的延遲信號的多路徑效應，但是，與此同時，它使信噪比相對於窄源相關器惡化了6dB。這裡提到窄源相關器是指組合形成「選通相關器」中兩個窄相關器中的一個，並且其具有相對於正被跟蹤的信號的精確副本最小的臨時偏移。
與本發明最相關的技術解決方案是在1997年2月20日的PCT申請WO97/06446「在用於測距的擴頻接收機中減小多徑誤差(Multipath errorreduction in a spread spectrum receiver for ranging applications)」中描述的方法和裝置。在該申請中，為了形成從鑑相器輸出的用於跟蹤碼延遲的信號，提出了一個形成偽噪聲信號的微分副本的方法，包括「在偽噪聲序列的字符邊界形成相同的非零選通脈衝序列，以致每個選通脈衝的持續時間小於偽噪聲碼的脈衝持續時間；選通脈衝在該方形的正的部分和負的部分中是正的，並且在中心部分還具有正極性或負極性，該中心部分對應於偽噪聲序列字符的正端或負端的改變」。在引用的申請中所描述的一個實施例中，提出通過產生4個副本形成差分偽隨機序列(PRS，Pseudo-random sequence)，這4個副本為「比精確副本超前了RPS字符的1/(2k)的超前副本、相對於精確副本延遲了RPS字符的1/(2k)的滯後副本、比精確副本超前了字符的N/(2k)的超前副本、以及相對於精確的RPS延遲了N/(2k)字符的滯後副本，這裡N和k是整數，並且N＜k。特別地，提供了選擇k=10，N=2的情況。通過用超前副本減去對應的滯後副本，可得到差分副本並將其應用到窄相關器中。然後，由一個差分副本減去第二個副本，就得到與上面描述的相類似的選通脈衝序列。這樣，所描述的方法完全與上面提到的「選通相關」的方法相當，並且，因此，缺點也類似。所以在具有4個副本的系統中，信噪比將比偏移量為字符的±1/(2K)的源窄相關器惡化N倍。因此，對N=2，損失將達到3dB。
本發明的公開本發明的目的是，在多路徑效應下跟蹤PRNS碼的延遲時，特別是在對碼(C/A碼)的頻率相當低的信號進行操作的接收機中，減小誤差而不惡化信噪比或者使信噪比的惡化最小。
推薦的接收機包括在這種無線電接收機中通常使用的單元，用於對輸入信號進行放大，把輸入載波轉換成模-數轉換器的中頻信號，模-數轉換器把模擬信號轉換成數位訊號；數字相關裝置，包括多個單型(siagle-type)信道，每個單型信道對一個偽噪聲信號(PNS)進行跟蹤，並包括產生用於跟蹤PNS載波的頻率(相位)和碼延遲的載頻和碼頻的受控的發生器。該裝置還包括多個數字相關器，其輸出信息用於結束跟蹤碼延遲的循環。這些相關器產生相對於精確副本具有不同的信號副本延遲的鑑別信號。在用超前的和滯後的信號副本之間的最小可能差值設定了碼的跟蹤模式之後，也就是說，用窄相關器設定了跟蹤模式之後，相關器使用特殊的數位訊號的選通序列對多路徑效應進行校正。對信號載波(相位)和碼的跟蹤通常是非相干的。相關裝置的每個信道至少包括兩個相關器，它們輸出的信息用於形成跟蹤碼延遲的環路。相關器使輸入的數位化信號與其本地副本進行相關，本地副本相對於精確副本可能具有多種延遲。這樣，相關器在其輸出端形成輸入信號與超前和滯後副本的相關結果，或輸入信號與精確和差分副本的相關結果，差分副本就是「超前的減去滯後的」副本，用於產生碼跟蹤環的鑑相器信號。這樣，超前和滯後副本相對於信號的精確副本的可變偏移值只能等於PRS字符的幾分之一，且允許以窄相關器模式進行跟蹤。
另外，為了對多路徑效應實行補償，跟蹤信道的結構包括產生選通數位訊號的序列、以使選通信號的長度等於偽隨機序列的超前和滯後副本之間的延遲d的相關器。選通脈衝的極性與精確副本的前一字符(prior character)的極性一致，並且它的開始相對於偽隨機序列的精確副本的字符的結束延遲d/2。其實質是，僅在伺服機構進入「窄相關器」模式之後，才把選通脈衝序列和輸入信號的相關結果加到差分鑑相器的輸出信號上。差分鑑相器是相關信道的輸出，在差分鑑相器中，輸入信號的差分(超前的減去滯後的)副本與PNS輸入或與超前相關器輸出的信號減去滯後相關器輸出的數位訊號的結果相關，從功能點來看，這是相同的。
除此之外，當使用單獨的相關器產生校正選通序列並執行給定序列與輸入PNS的相關操作時，該相關操作的輸出可由用於確定多路徑效應值的計算器來估計。
與現有技術的解決方案相比較，使用該方法可能有幾個優點。特別是，它涉及C/A範圍的GPS和GLONASS接收機，在該接收機中，一方面，輸入信號的功率很低，並且，其電平遠遠低於噪聲電平，另一方面，反射(多路徑)信號可以達到一個很大的值，在某些情況下等於甚至超過直接信號的功率，這產生了導航參數計算中的主要誤差。使用選通數位訊號的校正序列，可消除反射信號的延遲大於1.5d的多路徑效應，並且，從可減小來自大於d/2的延遲造成的負面影響。這樣，與純窄相關器模式相比較，功率損失僅增加了1.76dB。
附圖的簡要說明下面將參照以下附圖對本發明進行說明

圖1是典型的、用於跟蹤頻率(相位)和碼延遲的偽噪聲信號接收機的相關器的信道的方框圖，其中，1是切換輸入信號的切換電路，2是載波發生器，3是混頻器(mixer)，4是混頻器，5是混頻器，6是混頻器，7是混頻器，8是混頻器，9是碼序列整形器，10是碼序列發生器，11是信道控制寄存器，12是碼頻發生器，13是累加器Ip，14是累加器Id，15是累加器Qd，16是累加器Qp，17是控制總線。
圖2是一個碼發生器的方框圖，該碼發生器在窄相關器模式中產生差分數位訊號(超前的減去滯後的)的序列，以及用於多路徑補償的選通數位訊號的序列，其中，18是碼頻發生器，19是碼序列發生器，20是移位寄存器，21是延遲脈衝整形器，22是「XOR」加法器，23是「XOR」加法器，24是按鍵。
圖3示例說明了在碼發生器輸出端的選通數位訊號的序列，該序列用於窄相關器中(圖3b)，以及用於窄相關器中以補償多路徑效應(圖3c，3d)。碼發生器輸出端的PNS序列的碼周期為Δt，該序列示於圖3a。
圖4示例說明了由於存在延遲的多路徑信號而造成的、從窄相關器輸出的差分信號的失真。圖4a中的曲線1代表由直接信號所規定的、鑑相器(discriminator)的反相輸出。曲線2是鑑相器對延遲的多路徑信號的響應曲線。圖4b示出了反相的信號。
圖5示例說明了補償多路徑效應的選通數位訊號的相關函數(圖5a)，以及窄相關器和校正選通信號的聯合相關函數(圖5b)。
圖6是對於各種類型的相關器，由多路徑效應造成的計算誤差的示意圖，其中，1是窄相關器，2是帶有校正選通信號的窄相關器，3是碼片相關器，4是多徑延遲，C/A是一個碼片，5是跟蹤誤差，C/A是一個碼片。
本發明的優選實施例圖1示出了典型的、用於跟蹤GPS或GLONASS系統或組合的GPS/GLONASS系統的接收機的頻率(相位)和碼的相關器的信號的方框圖。該圖代表了對模-數轉換器之後的實際輸入信號進行操作的通用GPS/GLONASS相關器，然而提供的方法也完全適用於對一對正交輸入信號(輸入信號的同相分量I和正交分量Q)進行操作的情況。通常，接收機具有一些單型跟蹤信道，以同時監視幾個衛星的信號。因為該特點並不反映本發明的本質，所以在這裡沒有對數字接收機的無線工程部分做詳細的描述。通常，這樣的系統包括低噪聲輸入放大器；高頻頻帶濾波器；一個混頻器(或多個混頻器)，用於減小頻率，該混頻器包含壓控振蕩器和閉環中頻濾波器，該閉環中頻濾波器的輸入是來自參考振蕩器(reference generator)的信號，通常，該參考振蕩器是溫度補償的。從混頻器輸出的中頻信號由IF濾波器濾波之後，在模-數轉換器中被數位化。這樣，就把採樣速率滿足奈奎斯特穩定性準則的數位訊號輸入到相關器中。在該圖中，把輸入信號No.1(GPS)和No.2(GLONASS)施加到輸入信號切換電路1中，該輸入信號切換電路在兩個信號中選擇將要在信道中進行處理的一個。載頻發生器2產生本地信號相位的同相(cos)和正交(sin)分量，所述的分量在混頻器3和4中與輸入信號相關。載頻發生器通過控制總線17受處理器的控制，以便在載波和輸入信號的相位之後結束跟蹤循環。在去掉載波之後，在混頻器5、6、7、8中，使信號的同相和正交分量與來自碼序列發生器9的輸入信號的碼序列的本地副本相關。碼序列的副本是在一組部件的幫助下形成的，該組部件包括碼頻發生器12、碼序列發生器10和碼序列延遲發生器9。碼頻發生器12產生碼序列時鐘信號，並將其施加到碼序列發生器10輸入端。處理器通過總線17對碼頻發生器12進行監視，以控制跟蹤碼延遲的循環。碼序列發手器10根據來自碼頻率發生器12的時鐘信號，產生碼序列的本地副本，該碼序列的本地副本對GPS系統的每個衛星是唯一的，而對於具有信號分頻裝置的GLONASS系統的所有衛星都是相同的。碼序列的類型由處理器通過控制總線17預置。將碼序列施加到延遲發生器9，延遲發生器9對比較精確(及時)的信號副本實行臨時移位，並在輸出端形成信號的超前副本(E)、滯後副本(L)或精確(相同)副本(P)以及偽噪聲序列的差分(E-L)(超前的減去滯後的)副本。本地PNS副本在相關器5、6、7、8中與輸入信號相關，並且把相關的結果存儲在累加器13、14、15、16中。在對輸入信號的精確的和差分副本進行操作的情況下，累加器16存儲Qp的精確副本的相關的正交分量，累加器15存儲差分副本Qd的相關的正交分量，累加器13存儲精確副本Ip的同相分量，累加器14存儲差分副本Id的同相分量。處理器通過總線17從累加器中讀出相關結果。處理器還對相關結果的累加時間進行監視。處理器通過總線17依次對連接到部件1、2、9、10、12的信道控制寄存器11進行控制，該信道控制寄存器11對跟蹤信道的工作條件進行控制。信道控制寄存器的功能是在下列模式之間進行切換「搜索」/「跟蹤」、GPS/GLONASS，「寬/窄」相關器、「窄相關器」/「帶多路徑校正的窄相關器」。通過從累加器13、14、15、16中讀出整個累加周期的相關結果Ip、Qp、Qp和Qd，以及控制載頻發生器2和碼頻發生器12，處理器可監視輸入信號的頻率(相位)和碼延遲之後的跟蹤循環的操作，其中，整個累加周期通常選擇等於C/A碼的定相延遲(epoch)持續時間1ms，這樣，可確保對輸入PNS的跟蹤及其參數的測量。
眾所周知，在跟蹤碼的閉合環路中的鑑相器的輸出端的差分信號整形器中使用的窄相關器中，信號的超前和滯後副本之間的延遲小於碼序列的一個字符的長度，與通常的在副本之間存在一個字符的差別的寬相關器相比較、該窄相關器具有許多優點。首先，用於跟蹤碼延遲的閉合環路的鑑相器的輸出端的信噪比最好，由以下公式確定當使用準時和差分相關器時，公式為IE-LIP+QE-LQP；或者，當藉助於超前和滯後相關器形成鑑相器的信號時，公式為IE2+QE2-(IL2+QL2)。
此外，窄相關器可減小多路徑傳播的負面效應。使用窄相關器選通脈衝可以對多路徑效應進行補償，從而有可能更進一步削弱多路徑傳播對系統操作的影響，並且在某些情況下還可以徹底消除多路徑效應。
圖2所示的是碼序列延遲發生器的操作的方框圖，該碼序列延遲發生器與碼頻發生器和碼序列發生器一起使用，碼頻發生器和碼序列發生器在它們的輸出端形成輸入信號的精確和差分(超前的減去滯後的)副本。另外，整形器9響應控制信號，根據差分副本產生補償多路徑效應的選通信號序列。碼頻發生器18根據輸入參考頻率Fs，響應處理器的控制信號，產生必要的碼頻(具有所需的都卜勒偏移量)。碼發生器19根據輸入碼頻和來自碼序列處理器的信號，在其輸出端形成輸入PNS的副本。產生的序列施加到移位寄存器20的輸入端，該移位寄存器20具有用於對信號的準時副本(P)、超前副本(E)和滯後副本(L)進行整形的分支。超前和滯後副本在「XOR」加法器22中相加，在其輸出端產生差分副本信號。延遲脈衝發生器21使用參考頻率Fs的信號、從碼頻發生器18輸出的碼頻信號和來自碼發生器19的有關當前字符的偽隨機序列的極性的信息，來確定碼字符的邊界，並產生補償多路徑效應的輸出數位訊號，該數位訊號在延遲d/2的偽噪聲序列的精確副本的每個字符的末端開始，並且具有精確副本字符的極性，其中，d/2等於信號的超前和滯後副本之間的延遲的一半。當開關24在「導通」的位置時，加法器「XOR」23接收差分副本數位訊號和選通脈衝序列的信號，由此在其輸出端產生帶有補償多路徑效應的校正選通脈衝的差分鑑相器信號。當開關24處於「斷開」的位置時，整形器僅在其輸出端產生信號的差分副本。可以確定，用於窄相關器模式的、(E-L)信號的差分副本代表持續時間等於超前與滯後副本之間的延遲的數位訊號的序列，並且僅在具有正極性的碼字符的極性發生變化時才出現信號。當改變正方向的字符極性時，數位訊號的臨時中心與精確碼字符的邊界一致。正方向的字符極性的註解(remark)是有條件的；我們應該理解，字符極性的改變順序將確定差分字符的極性，在這種情況下，認為哪個方向是正方向完全不重要。
圖3圖解說明了形成上述字符序列的操作。圖3a示出了碼發生器輸出的碼周期為Δt的PNS序列。圖3b示出了從窄相關器輸出的，即加法器22之後的數字脈衝的序列。圖3B示例說明了延遲脈衝發生器輸出的選通校正信號的序列。最後，圖3d示例說明了組合信號，即，窄相關器輸出的信號與用於多徑調整的選通信號聯合的信號。
圖4圖解說明了多路徑現象對窄相關器操作的負面影響。圖4a中的曲線1代表由直接信號規定的鑑相器的反相輸出。曲線2是鑑相器對延遲(多路徑)信號的響應，其幅度等於直接信號的幅度的一半，並且延遲為PNS碼序列的字符持續時間的一半。信號的超前和滯後副本之間的延遲是0.25個PNS字符持續時間。為簡化起見，對理想的、具有無限通頻帶的IF濾波器進行計算。在兩個信號都到達的情況下，鑑相器的輸出代表對直接信號和延遲信號的綜合響應(圖4b，信號是反相的)。很明顯，在這種情況下，鑑相器的0輸出與直接信號的非0延遲相對應，即，由於多路徑效應的出現產生了測距誤差。
將校正選通信號與窄相關器一起使用，能減小這種負面效應。這在圖5中進行了圖解說明。圖5a示出校正信號與輸入PNS的相關結果。在其與窄相關器鑑相器的輸出(圖4a中的曲線1)的組合中，窄相關器鑑相器的輸出帶有校正選通信號，如圖5b所示(反相的信號)。很明顯，在這種情況下，延遲大於1.5d的多路徑信號不會對鑑相器信號造成任何影響。有這樣一種可能性，就是出現多徑信號的延遲等於偽隨機序列的一個字符的、鑑相器的誤差信號(延遲+1附近的負三角)，但是，通常，具有這種延遲的多路徑信號的幅度很小，其負面效應也無關緊要。
圖6是取決於多路徑信號的延遲的、C/A碼信號的鑑相器的距離誤差的示意圖。直接信號和多路徑信號的組合有如下的關係Sm(t)=A*Cf(t)*cos(W0t+Φ)+α*A*Cf(t-δ)*cos[W0(t-δ)+Φ]，其中，A是直接信號的幅度，Cf(t)是偽隨機序列的濾波後的信號，w0是載波頻率，Φ是載波相位，α是信號相對幅度，δ是多路徑信號相對於直接信號的延遲。
在窄相關器的情況下，對穩態條件下，使用鑑相器IE-LIP+QE-LQP，鑑相器輸出的信號具有如下的形式其中Rf(τ)是偽隨機序列的濾波後的自相關函數，τk是碼跟蹤誤差，d是偽隨機序列的超前和滯後副本之間的延遲，Φm=W0*δ是直接信號與延遲信號之間的相位差。
對於使用帶有一串選通信號的窄相關器的情況，鑑相器輸出信號具有如下的形式E(τk)=[Rf(τk-d/2)-Rf(τk+d/2)]Rf(τk)+α2[Rf(τk-d/2-δ)-Rf(τk+d/2-δ)Rf(τk-δ)+α[Rf(τk-d/2)-Rf(τk+d/2)]Rf(τk-δ)cosΦm+α[Rf(τk-d/2-δ)-Rf(τk+d/2-δ)]Rf(τk)cosΦm.++Sf(τk+1+d/2)Rf(τk)+α2Sf(τk+1)+d/2-δ)Rf(τk-δ)+αSf(τk+1+d/2)Rf(τk-δ)cosΦm.+αSf(τk+1)+d/2-δ)Rf(τk)cosΦm.其中Sf是具有相對持續時間d的校正脈衝和偽隨機序列信號的濾波後的相關函數。
通過設置Φm=0，然後，Φm=πα=0.5，d=0.1，並對此時的E(τk)求解上述方程式，有可能計算出測距誤差。為簡化計算，圖6示出了濾波器具有無限通頻帶的理想情況下的測距誤差的結果。
工業適用性本發明的上述實用的實施例說明，所申請的補償多波束效應的方法和基於它的全球定位系統的多信道數字接收機，在技術上是可行的，工業上是可以實現的，並且可以解決受多路徑效應影響的GPSA和GLONASS系統的偽噪聲信號的有效接收和解碼的技術任務。
權利要求
1.一種在接收來自導航系統的衛星信號時提高抗噪聲性的方法，包括以下步驟對載波是用偽隨機序列編碼的信號進行解碼，包括產生輸入信號的本地差分(超前的減去滯後的)副本，其中，信號的超前和滯後副本之間的延遲d是偽隨機序列的字符的幾分之一，還包括產生輸入信號的準時(精確)副本，以及產生選通數位訊號的序列，其特徵在於選通信號的長度設定為等於信號的超前和滯後副本之間的延遲d，選擇字符的極性，以便使它與精確副本的前一個字符的極性一致，並且，它的起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點延遲d/2，這樣，可實現包括直接信號以及多個延遲的多路徑信號在內的輸入信號、與精確副本以及與代表差分副本和選通數位訊號的序列的混合的信號、進行相關，相關結果存儲在累加器中，並形成用於跟蹤碼的延遲的鑑相器信號，例如IE-L+KIP+QE-L+KQP，其中IE-L+K，QE-L+K是輸入信號與代表差分副本和選通數位訊號的序列的混合的信號的相關結果的同相和正交分量，IP、QP是輸入信號與精確副本信號的相關結果的同相和正交分量，由此根據鑑相器信號實現精確和差分副本的調節，所以誤差信號只影響直接可見的輸入信號，而對多路徑信號則沒有影響。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，輸入信號對信號的精確副本、對信號的差分副本以及對選通數位訊號的序列的相關是獨立實現的；相關結果存儲在相應的正交累加器中，在這種情況下，鑑相器的信號按公式IE-LIP+QE-LQP形成，其中，IE-L、QE-L是輸入信號與差分副本信號的相關結果的同相和正交分量，IP、QP是輸入信號與精確副本信號的相關結果的同相和正交分量，然後，將包含了輸入信號與選通數位訊號的序列的相關結果的累加器的值IK2+QK2與檢測多路徑效應的閾值進行比較，並通過把選通數位訊號的累加器的輸出值加到相應的差分副本累加器的正交輸出上，產生如下形式的鑑相器信號IE-LIP+QE-LQP+IKIP+QKQP。從而在超過閾值時對這種效應時行補償。
3.一種在接收導航系統的衛星的信號時提高抗噪聲性的方法，包括以下步驟對載波用偽隨機序列編碼的信號進行解碼，包括產生輸入信號的超前副本，其中，信號的超前和滯後副本之間的延遲d是偽隨機序列的字符的幾分之一，產生選通數位訊號的序列，其特徵在於，選通信號的長度設定為信號的超前和滯後副本之間的延遲d的一半，選擇字符的極性，以便使它與精確副本的前一個字符的極性一致，並且，它的起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點延遲d/2，可實現包括直接信號以及多個延遲的多路徑信號在內的輸入信號與超前副本的相關操作，輸入信號與代表一串選通數位訊號的信號的相關操作，將相關結果存儲在累加器中，並產生用於跟蹤碼的鑑相器信號，例如，IE2+QE2-IL2-QL2+IK2+QK2，其中，IE、QE是滯後副本的相關結果的同相和正交分量，IK、QK是一串選通數位訊號的相關結果的同相和正交分量。
4.如權利要求3所述的方法，其特徵在於，在第一步驟中，跟蹤碼延遲時，鑑相器的值按下式確定IE2+QE2-IL2-QL2，同時，把存儲輸入信號與選通數位訊號序列的相關結果的累加器的值IK2+QK2與檢測的多波束效應的閾值進行比較，在這種情況下，通過把累加器的輸出值加到鑑相器的計算值上，使該值就變成IE2+QE2-LE2-IL2-QL2+IK2+QK2，從而可補償超過閾值的多波束效應。
5.一種用於接收衛星導航系統的信號的裝置，該衛星導航系統發射載波用偽隨機序列編碼的多個信號，該裝置包括無線電模塊，用於接收輸入信號，把它轉換成中頻信號，該中頻信號包括多個用偽隨機序列編碼的信號中頻載波；模-數轉換器，用於將中頻信號轉換成數位訊號；多信道數字相關器，其每個信道對用偽隨機序列編碼的多個信號之一進行解碼，其特徵在於，該裝置包括產生用偽隨機序列編碼的信號的本地準時(精確)副本的發生器；產生用偽隨機序列編碼的信號的差分(超前的減去滯後的)副本的發生器，其中，超前和滯後副本之間的延遲d是偽隨機序列字符的幾分之一，並且其產生選通數位訊號的序列，以便使選通信號的長度等於信號的超前和滯後副本之間的延遲d，該字符的極性與精確副本的前一個字符的極性一致，並且其起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點延遲d/2；將輸入信號的正交計數與精確副本的計數相乘(相關)的混頻器；將輸入信號的正交計數與代表差分副本和選通數位訊號的序列的混合的信號的計數相乘的混頻器；正交累加器，用於對相關結果進行累加；根據從鑑相器輸出的、基於累加器的計數IE-L+KIP+QE-L+KQP所計算的誤差信號、調節用偽隨機序列編碼的信號的本地副本的延遲的裝置，其中IE-L+K、QE-L+K是輸入信號與代表差分副本和選通數位訊號的序列的混合的信號的相關結果的同相和正交分量，IP、QP是輸入信號與精確副本信號的相交結果的同相和正交分量。
6.如權利要5所述的裝置，其特徵在於，每個相關器信道包括由偽隨機序列編碼的信號的本地準時(精確)副本的發生器；由偽隨機序列編碼的信號的差分(超前的減去滯後的)副本的發生器，其中，超前和滯後副本之間的延遲d是偽隨機序列字符的幾分之一；產生選通數位訊號的序列的發生器，以便使選通數位訊號的長度等於信號的超前和滯後副本之間的延遲d，該字符的極性與精確副本的前一個字符的極性一致，並且它的起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點延遲d/2；將輸入信號的正交計數與精確副本的計數相乘(相關)的混頻器；將輸入信號的正交分量與差分副本的計數相乘的混頻器；將輸入信號的正交計數與選通數位訊號的序列的計數相乘的混頻器；對相關結果進行累加的正交累加器；根據從鑑相器輸出的、基於累加器的計數IE-LIP+QE-LQP所計算的誤差信號、調節用偽隨機序列編碼的信號的本地副本的延遲的裝置，其中，IE-L、QE-L是假定IK2+QK2不超過檢測多路徑信號的閾值時，輸入信號與差分副本信號的相關結果的同相和正交分量，而IK、QK是選通數位訊號的序列的相關結果的同相和正交分量。
7.如權利要求5所述的裝置，其特徵在於，每個相關器信道包括產生用偽隨機序列編碼的信號的本地準時(精確)副本的發生器；產生用偽隨機序列編碼的信號的差分(超前的減去滯後的)副本的發生器，其中，超前和滯後副本之間的延遲d是偽隨機序列的字符的幾分之一；產生選通數位訊號的序列的發生器，以便使選通信號的長度等於信號的超前和滯後副本之間的延遲d，字符的極性與精確副本的前一個字符的極性一致，並且它的起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點延遲d/2；將輸入信號的正交計數與精確副本計數相乘(相關)的混頻器；將輸入信號的正交計數與差分副本的計數相乘的混頻器；將輸入信號的正交計數與選通數位訊號的序列的計數相乘的混頻器；對相關結果進行累加的正交累加器；根據從鑑相器輸出的、基於累加器的計數IE-LIP+QE-LQP+IKIP+QKQP所計算的誤差信號、調節用偽隨機序列編碼的本地副本的延遲的裝置，上述以超過了多路徑信號的檢測閾值為條件。
8.如權利要求5所述的裝置，其特點在於每個相關器信道包括產生用偽隨機序列編碼的信號的本地的提前的副本的發生器；產生用偽隨機序列編碼的信號的滯後的副本的發生器，在偽隨機序列中，提前的和滯後的副本之間的延遲d是偽隨機序列字符的幾分之一；產生選通數位訊號序列的發生器，以便使選通信號的長度等於提前的和滯後的信號副本之間的延遲d，字符的極性與精確副本的提前的字符極性一致，並且它的起點相對於偽隨機序列的精確副本的字符的終點的延遲是d/2；把輸入信號的正交脈衝數乘以(相關)提前的副本的脈衝數的混頻器；把輸入信號的正交脈衝數乘以滯後的副本的脈衝數的混頻器；把輸入信號的正交計數乘以選通數信號的序列的計數的混頻器；對相關結果進行累加的正交累加器；根據從鑑相器輸出的、基於累加器的計數IE2+QE2-IL2-QL2+IK2+QK2所計算的誤差信號、調節用偽隨機序列編碼的本地信號副本的延遲的裝置，其中，IE、QE是超前副本的相關結果的同相和正交分量，IP、QP是滯後副本的相關結果的同相和正交分量，IK、QK是選通數信號的序列的相關結果的同相和正交分量。
9.如權利要求5所述的裝置，其特徵在於，用於跟蹤碼延遲的鑑相器信號由公式IE2+QE2-IL2-QL2確定，累加器的值存儲了輸入信號與選通數位訊號的相關結果IK2+QK2，將檢測的多波束效應與閾值進行比較，如果該效應超過閾值，則將累加器的輸出值加到計算出的鑑相器值上，所以鑑相器的值就變成了IE2+QE2-IL2-QL2+IK2+QK2。
全文摘要
本發明要解決的問題是,特別地,在多波束效應下對碼頻(碼C/A)很低的信號進行操作的接收機中,減小跟蹤PRNS碼延遲時的誤差,而沒有惡化信噪比,或使信噪比的惡化最小。提出一種在接收衛星導航系統的信號時提高抗噪聲性的方法,以及實現該方法的裝置,包括:無線電模塊,這種接收機的眾所周知的部件,它對輸入信號進行放大,並將輸入載波轉換成中頻信號;模－數轉換器,把模擬信號轉換成數字的;由多個單型信道構成的數字相關裝置;每個單型信道跟蹤一個偽隨機信號(PNS),並且它們中的每一個都包括可控增益的載頻發生器和碼頻發生器,用於跟蹤偽噪聲載頻和碼延遲,此外還包括多個數字相關器;其輸出信息用於關閉跟蹤碼延遲的循環,所述單元利用相對於精確副本的信號副本的可變延遲產生鑑別信號。與現有的技術解決方案相比較,給出的方法有許多優點。使用選通數位訊號的校正序列可在反射信號的延遲大於1.5d時消除多路徑效應;並且減小從延遲值大於d/2開始的負面效應。在這種情況下;與純窄相關器模式相比,能量損失僅增加了1.76dB(圖1/6)。
文檔編號H04B1/707GK1285919SQ98812820
公開日2001年2月28日 申請日期1998年9月15日 優先權日1998年9月15日
發明者安德魯·L·羅格, 鮑裡斯·D·費多託夫 申請人:三星電子株式會社