佔空比估計器的製作方法
2023-06-06 09:33:46 1
專利名稱：佔空比估計器的製作方法
技術領域：
本發明涉及輸出調節器，特別是涉及用於輸出調節器的佔空比估計器。
背景技術：
輸出調節器被用於多種機器和設備，實際上包括所有的電子設備。輸出調節器通常將未調節的輸入功率轉換為一個或多個已調輸出，用於向機器或設備內的電路提供電力。已調輸出最常見的是已調電壓，但是也可生成已調電流和已調功率。輸出調節器可集成到機器或設備中，或輸出調節器可以是裝配到機器或設備上的獨立部件。輸出調節器的幾個特性可用於判斷具體設計的質量，包括諸如功率密度、效率、輸出調節和瞬態響應之類的工作特性。有必要改進輸出調節器的工作特性以改進使用了輸出調節器的機器和設備，例如使其做得更小、需要更少的電力、具有改進的精度和可靠性或者具有改進的瞬態工作特性。
發明內容
一種用於確定輸出調節器的標稱佔空比的佔空比估計器包括至少兩個模式，所述模式包括模式一估計器和模式二估計器。所述的模式一估計器確定所述標稱佔空比作為先前佔空比的函數。所述的模式二估計器確定所述標稱佔空比作為累積誤差的函數。模式選擇器基於模式選擇標準，選擇所述至少兩個模式中的一個以產生所述標稱佔空比。
在其他特徵中，所述模式一估計器以至少開關頻率的周期頻率確定所述標稱佔空比。所述的模式二估計器包括計算至少為所述輸出調節器的開關周期100倍的時間周期上的移動平均值。
在其他特徵中，所述的先前佔空比包括接通時間。所述模式一估計器進一步確定所述先前佔空比的所述接通時間並運用估計技術。所述的估計技術從包括最小均方和三次樣條的組中選擇。所述的模式一估計器包括產生所述標稱佔空比作為當前佔空比的函數。所述的標稱佔空比由從包括多位數位訊號和變寬脈衝信號的組中所選擇的信號類型表示。
在其他特徵中，所述的累積誤差從包括平均誤差、標準誤差和加權平均誤差的組中選擇。所述的模式選擇標準包括 其中Up*1是由所述模式1估計器確定的所述標稱佔空比，Up*2是由所述模式2估計器確定的所述標稱佔空比，Up*prior是用於前面周期的所述標稱佔空比，T1是預定常數。
在其他特徵中，所述的模式二估計器進一步包括累積器，其確定在大於輸出調節器的開關周期的時間周期上的累積誤差。參考產生器產生參考水平。比較器以最大速率比較所述累積誤差和參考水平，該最大速率約為開關周期的100倍以致產生單零(single zero)，並基於所述比較產生佔空比。
本領域的技術人員能夠從前面的描述中意識到，本發明的寬廣的所講授的內容可以多種不同的形式實現。因而，儘管是聯繫本發明的具體實施例對其進行介紹的，但是並不應該以此來限制本發明的真正範圍，因為專業技術人員研究了附圖、說明書和所附權利要求書之後其他的修改都將是顯而易見的。
圖1是輸出調節器的一個方案的方框圖。
圖2是用於輸出調節器的數字控制器的一個方案的方框圖。
圖3是用於輸出調節器的數字控制器的操作的一個方案的流程圖。
圖4是用於輸出調節器的組件的兩維視圖。
圖5是自適應多模式控制系統的一個方案的狀態圖。
圖6是導通期間的輸出電壓圖。
圖7是自適應多模式控制系統操作的一個方案的流程圖。
圖8是具有輸出限幅器的輸出調節器一個方案的方框圖。
圖9是電壓範圍間的關係的一個方案的方框圖。
圖10是輸出限幅器的一個方案方框圖。
圖11是輸出限幅器操作的一個方案的流程圖。
圖12A是功率陣列的一個方案的方框圖。
圖13是和功率陣列中檢測電流的一個方案相關的波形的時序圖。
圖14是用於控制功率調節器中的能量流的功率開關陣列操作的一個方案的流程圖。
圖15是電流檢測技術的操作的一個方案的流程圖。
圖16是二極體模擬系統一個方案的方框圖，其用於模擬輸出調節器的自由輪轉二極體，該輸出調節器作為開關調節器工作。
圖17是和二極體模擬系統一個方案相關的波形的時序圖。
圖18是二極體模擬系統的操作的一個方案的流程圖。
圖19是用二極體模擬系統實現的空載控制技術的操作的一個方案的流程圖。
圖20是用於功率陣列中控制損耗的一個方案的流程圖。
圖21是通過功率調節器的功率級抑制噪聲產生的操作的一個方案的流程圖。
圖22是用於控制輸出調節器的電路節點的電容的操作的一個方案的流程圖。
圖23是用於在脈衝信號中產生延遲的延遲線的一個方案的方框圖。
圖24是和延遲線的一個方案相關的波形的時序圖。
圖25是用於為輸出調節器增加脈衝寬度解析度的操作的一個方案的流程圖。
圖26是用於為開關調節器確定佔空比的數字控制器的一個方案的方框圖。
圖27是用於開關調節器的數字控制器的一個方案的方框圖。
圖28是佔空比估計器的一個方案的狀態圖。
圖29是和電壓限幅器一個方案相關的電壓水平的視圖。
圖30是用於為開關調節器產生佔空比的數字控制器一個方案相關的波形的時序圖。
圖31A是用於為開關調節器確定佔空比的佔空比估計器的一個方案的方框圖。
圖31B是另一個用於為開關調節器確定佔空比的佔空比估計器的一個方案的方框圖。
圖32是用於為開關調節器產生佔空比的操作的一個方案的流程圖。
圖33是包括節能間歇模式(ESDM)的數字控制器的一個方案的方框圖。
圖34A是用於在恆定電流模式和間歇電流模式之間控制切換的數字控制器的一個方案的方框圖。
圖34B是和數字控制器一個方案相關的波形的時序圖。
圖35是用於在恆定電流模式和間歇電流模式之間控制切換的操作的一個方案的流程圖。
圖36是用於數字控制器的狀態信息存儲系統的一個方案的方框圖。
不同圖中的相同參考標記表示相同的元件。
具體實施例方式
圖1表示用於向負載12提供已調功率的功率調節器10。該功率調節器10可包括數字控制器14，其接收反饋信號16並生成一個或多個驅動功率級20的控制信號18。功率級20將未調電壓如Vin 22轉換為斬波波形，其由輸出濾波器24過濾以產生已調輸出26。該已調輸出26優選為直流(DC)輸出，並可以是包括電壓、電流和功率在內的任何輸出特性。未調電壓可以是任何形式的輸入功率，例如交流(AC)電壓和DC電壓。對於交流輸入電壓，可包括整流級(未示出)以將AC電壓轉換為DC輸入電壓Vin 22。輸出傳感器28檢測已調輸出26，並將反饋信號發送至數字控制器14。功率調節器10可採用任何拓撲結構，如buck、boost、flyback、sepic、Cuk和Zeta。
圖2表示電壓轉換器100的一部分，該電壓轉換器100用於將未調節的輸入電壓Vin轉換為用於向負載(未示出)提供功率的已調輸出。數字控制器102產生一對驅動信號以控制從Vin到斬波波形的轉換。可以任何方式實現數字控制器102，例如執行軟體或固件的可編程裝置、數字電路、邏輯電路、數位訊號處理器以及它們的組合。數字控制器102響應對應於已調輸出的數字誤差信號104生成驅動信號。
輸出傳感器106可檢測已調輸出，生成數字誤差信號104。輸出傳感器106可將已調輸出和參考信號108比較以生成數字誤差信號。參考信號108可以是如模擬信號和數位訊號的任何類型的信號，且可以任何方式產生。
例如，輸出選擇器110可產生參考信號108以響應一個或多個輸入Rx和Ry。該輸入可以是連到參考電壓如接地的電阻器。電阻器的值對應於輸出的電壓水平和公差的選擇。輸出選擇器110可以是獨立的模塊或包括在數字控制器102內。
驅動器電路112a和112b可緩衝來自數字控制器102的驅動信號，並產生驅動上端和下端功率陣列114a和114b的信號。驅動電路112a和112b可具有較低的輸出阻抗以減少功率陣列114a和114b在工作狀態間轉換時的過渡時間。驅動器電路112a和112b可採用任何類型的驅動器。
每個功率陣列114a和114b都包括一個或多個以切換模式工作的功率開關器件，其在導通和關斷狀態之間循環。可使用任何類型的功率開關器件，如MOSFET、BJT、IGBT和MCT。功率陣列114a和114b可按任何拓撲結構配置，如buck、boost、flyback、sepic、Cuk和Zeta。
此處，功率陣列114a和114b是以buck結構說明的。上端功率陣列114a連接在Vin和公共節點VL之間。下端功率陣列114b連接在VL和較低的電壓如地之間。隨著功率陣列114a和114b在導通和關斷狀態間切換，Vin和地被施加到VL上。當Vin施加到VL上時，能量從Vin通過VL流到輸出濾波器(參看圖1)。
電流傳感器116a和116b可測量流過功率陣列114a和114b的電流。電流傳感器可採用諸如變流器、串聯電阻器、赫爾效應器件的檢測電流的以及基於導通狀態下跨MOSFET所形成的電壓確定電流的任何方法。每個電流傳感器116a和116b可產生指示電流特性的數字輸出，如峰值電流、平均電流和實際電流。電流的數字輸出可以是一個或多個位。
電壓傳感器118可檢測VL處的電壓。電壓傳感器118可基於所檢測的電壓產生數字輸出。VL的數字輸出可以是兩位或更多位。VL信息可用於控制和保護如通過下端功率陣列114b非直接檢測電流。
延遲線120可通過數字控制器102微調估計佔空比。延遲線120可產生延遲信號來延長估計佔空比。例如，估計佔空比可計算為時鐘脈衝寬度的整數倍，並且延遲線120可通過小於時鐘脈衝寬度的增量來改變估計佔空比。延遲線120可以接收一個或多個位的數位訊號，例如多位數位訊號，並產生具有控制的脈衝寬度的脈衝。可採用任何類型的脈衝延伸技術。而且，延遲線120可包括產生微小增量的抖動。在示例性系統中，延遲線120可產生最小增量解析度，其等於「t1」，並通過施加抖動，產生的脈衝的均值可以「t1」的任何微小部分脈衝延伸。在一種抖動方法中，在連續脈衝系列中選定數目的脈衝可以整數「N」個增量延伸，該系列脈衝中餘下的脈衝可以整數「N-1」或「N+1」個增量延伸以產生微小延伸的脈衝。
振蕩器122可為電壓轉換器100產生時鐘信號。振蕩器122可接收外部同步信號來同步時鐘信號。可使用任何類型的振蕩器，例如鎖相環振蕩器和晶體振蕩器。
軟啟動電路124可產生軟啟動信號，在接通電源期間限制能量傳送到輸出。軟啟動信號可以是5位信號，其控制驅動信號的脈衝寬度以限制能量傳輸至輸出。例如，在接通期間，軟啟動信號可在限制最大脈衝寬度的值上斜坡上升。可採用任何類型的軟啟動技術，如限制佔空比、控制驅動信號的工作頻率以及可控地增加參考電壓，用輸出反饋信號與其比較以逐漸增加輸出電壓至穩態水平。軟啟動電路124可基於逐個周期限制能量傳輸。
自適應佔空比限制器126可產生數位訊號以限制能量傳輸至輸出，作為輸入功率的電氣特性的函數，輸入功率的電氣特性例如Vin、輸入電流Iin、輸入紋波電壓VINripple、輸入功率Pin、輸入源阻抗Rs和輸入能量Qin。例如自適應佔空比限制器126可監控Iin並產生數位訊號以限制佔空比以使Iin的振幅或大小(amplitude)不超過閾值。自適應佔空比限制器126可基於逐個周期工作控制閾值。每個周期，自適應佔空比限制器126可改變閾值，並為下一個周期限制佔空比。下一個周期的佔空比可基於前面周期的輸入功率電氣特性和閾值的比較確定。
圖3表示電壓轉換器100的操作模式的一個方案。在模塊150，檢測已調輸出並將其和參考比較。所檢測的已調輸出可以是任何電氣特性，如電壓和電流。在模塊152，產生數字反饋信號作為所檢測的已調輸出的函數。數字反饋信號可以是多位信號。數字反饋信號的每個值可與所檢測的已調輸出的模擬值相對應。在模塊154，基於數字反饋信號確定估計佔空比。估計佔空比可表示為應用到計數器上的計數器界限。計數器可以產生一個脈衝作為時鐘信號和計數器界限的函數。在模塊156，產生軟啟動信號以限制能量在接通期間傳輸到已調輸出。軟啟動信號限制佔空比，在該佔空比上功率陣列被過渡驅動。在模塊158，產生輸入限制信號以限制能量作為輸入功率的函數傳輸到已調輸出。例如，在輸入電壓小於預定電壓或輸入電流大於預定電流時，功率傳輸被限制。在模塊160，可生成計時佔空比。在模塊162，以小於時鐘信號的時鐘脈衝的持續時間來調整計時佔空比。例如，計時佔空比的解析度由時鐘頻率限制，以使計時佔空比不等於估計佔空比，而是大於或小於估計佔空比。然後計時佔空比可被增加或減小以更近似等於估計佔空比。在模塊164，可控制一個或多個功率陣列作為計算佔空比的函數以傳輸能量至已調輸出。
圖4表示電壓轉換器100的組件(package)結構的一個方案。組件結構有利地減少了對噪聲的靈敏度，該噪聲由電壓轉換器100的工作產生。組件200包括數字控制器和功率開關器件，用於控制電壓轉換器100中的能量流。組件200的管腳結構為與電壓轉換器100相關的改進的跡線通路而提供。返回管腳202可沿組件200的第一側邊設置。返回管腳202為流到Vout的電流提供回流路徑。Vin管腳204和中間抽頭管腳CT 206可沿組件200的第二側邊設置。用於控制輸入/輸出(I/O)的管腳208-212可沿組件200的第三側邊設置。控制I/O可包括如頻率補償Cf和輸出電壓選擇R1和R2的功能。
多模式控制系統圖5表示用於控制輸出調節器的自適應多模式控制系統300的一個方案。多模式控制系統300可作為已調輸出的函數自動地在三個或更多個操作模式之間切換。輸出調節器可以是包括切換和線性的任何類型的調節器，並可調節諸如電壓和電流的任何輸出特性。多模式控制器300可被配置為包括任何操作模式的組合，如滯後模式、自適應滯後模式、脈寬調製模式、恆定接通時間模式、恆定關斷時間模式、諧振模式、固定頻率軟切換模式、電壓模式、電流模式，固定頻率和包括操作模式組合的可變頻率。多模式控制器300實現於數字控制系統中並和時鐘信號一起工作。自適應多模式控制系統300可基於時鐘信號的逐個周期在操作模式間切換。每個時鐘周期，可檢測輸出調節器的一個或多個特性，然後基於所檢測的特性選擇操作模式。可採用任何的輸出調節器特性，例如輸出電壓、輸出電流、偏置電流、切換電流和溫度，其中每個特性可以是任何數學形式，例如峰值、平均值、加權平均值、變化率和瞬時值。
在開關調節器的示例性結構中，當開關調節器接通時，自適應多模式控制系統300可以電壓模式滯後控制302接通。圖6表示幾個工作狀態下開關調節器的已調輸出電壓320。
在電壓模式滯後控制302 S1期間，已調輸出電壓320向穩態值快速地斜坡上升。在電壓模式滯後控制302 S1中，當電壓小於參考電壓如V0時，能量被傳輸到已調輸出電壓320。當已調輸出電壓320增加至大於V0時，多模式控制系統300中斷驅動信號，並在短時延遲後能量傳輸中止。
當已調輸出電壓320在如VH3和VL3的值範圍內時，自適應多模式控制系統300可切換到電壓模式自適應滯後控制304 S2。在電壓模式自適應滯後控制304 S2中，限制滯後控制下的最大接通時間和最大關斷時間以減小能量傳輸到已調輸出的速率，減小了穩態值附近的阻尼振蕩的振幅。
隨著已調輸出電壓的阻尼振蕩的減小，自適應多模式控制系統300可切換到電壓模式或電流模式的脈寬調製(PWM)控制306 S3。在電壓模式PWM控制306 S3過程中，輸出調節器工作在恆定頻率上，並通過控制佔空比調節輸出電壓，能量在該佔空比傳輸到輸出。可基於輸出調節器的輸出電流、輸出電壓和輸出電壓在其中變化的電壓範圍切換至電壓模式PWM控制306 S3。
當輸出電流減小到一個輕負載限之下時，可切換到恆定接通時間電流模式控制308 SY以節約能量。在恆定接通電流模式控制308 SY期間，可控制開關調節器的關斷時間以維持已調輸出。隨著輸出電流減小，開關調節器的開關頻率可減小或完全停止，減小了開關調節器的開關損耗。在沒有負載或負載很小時，開關調節器可進入時鐘停止的休眠模式。
圖7表示自適應多模式控制系統的一個方案。在模塊330，提供三個或更多個操作模式用於控制輸出調節器。可在任何時鐘驅動介質如固件、軟體和硬體中配置操作模式。在模塊332，產生時鐘信號用於操作多模式控制系統300。在模塊334，可檢測一個或多個輸出調節器的特性。輸出調節器特性可作為時鐘周期如相應於輸出調節器的最小接通時間或佔空比的多個時鐘周期的函數被檢測。在模塊336，檢測到的輸出調節器特性可被評估以確定使用哪個操作模式。在模塊338，可基於該評估選擇一個操作模式。輸出調節器特性的評估和操作模式的選擇可在採樣頻率上基於逐個周期作出，如每個時鐘周期和每個預定數目的時鐘周期。在模塊340，所選的操作模式被用於計算接通時間，將為下一個導電周期設定該接通時間。在模塊342，輸出調節器將輸入電壓轉換為輸出調節器的輸出作為計算的接通時間的函數。
輸出限幅器圖8表示用於產生已調輸出的輸出調節器400的一個方案。輸出調節器400可包括數字控制器402，其接收反饋信號404並產生一個或多個驅動信號406以驅動功率級408。功率級408將未調電壓如Vin轉換為斬波波形，其由輸出濾波器412過濾以產生已調輸出414。已調輸出Vout優選為DC輸出，且可基於包括電壓、電流和功率在內的任何輸出特性調節。
輸出限幅器416可產生反饋信號404以響應對輸出電壓的檢測。輸出限幅器416可確定輸出電壓包含於其中的電壓範圍。輸出限幅器416可確定兩個或更多個電壓範圍以描述組合的電壓範圍，並隨後確定輸出電壓包含於哪個電壓範圍內。例如，從0伏特延伸至10伏特的組合的電壓範圍可由從0伏特到8伏特的第一電壓範圍，從8伏特到9伏特的第二電壓範圍和從9伏特到10伏特的第三電壓範圍和10伏特到更高伏特的第四電壓範圍描述。如果輸出電壓是8.5伏特，那麼輸出電壓落在第二範圍內。可選擇電壓範圍交疊，也可連續。圖9表示電壓範圍交疊結構的例子。第一電壓範圍從0伏特延伸到VL3伏特。第二電壓範圍從VL3伏特延伸到VH3伏特。第三電壓範圍從VL2伏特延伸到VH2伏特。第四電壓範圍從VL1伏特延伸到VH1伏特。第二、第三和第四電壓範圍可描述關於標稱電壓VA0的電壓調節範圍。在另一個替換實施例中，可選擇電壓範圍連續延伸，如從0到VL3、VL3到VL2、VL2到VL1、VL1到VH1、VH1到VH2、和VH2到VH3。
輸出限幅器416可以取樣頻率基於逐個周期動態地設定電壓範圍。例如，每個周期可改變一個或多個參考水平如VL3，以便每一電壓範圍所涵蓋的電壓可改變每個周期。在另一方案中，參考水平可作為已調輸出的紋波電壓的函數進行控制。例如，可調整已調輸出的標稱水平最近處的參考水平以確保紋波電壓是參考水平所涵蓋的電壓範圍的預定百分比。另一方案，在電壓瞬態期間電壓範圍可設定為相對較廣的範圍，而在穩態期間，電壓範圍可設定為窄範圍。此外，基於逐個周期，可改變電壓範圍的配置，如從連續到交疊。雖然，輸出限幅器416是作為具有電壓參考描述的，電流參考也用於定義電流範圍，電流可與該電流範圍比較。
輸出限幅器416可比較輸出電壓和預定的電壓範圍，並選擇數字值以表示輸出電壓所處的電壓範圍。反饋信號404是數位訊號，其具有兩個或更多位以表示相應於輸出電壓的電壓範圍，如攜帶編碼信號的數字總線和表示每個電壓範圍的獨立的數字線。
圖10表示用於產生表示電壓範圍的數字值的電壓限幅器450的一個方案，所檢測的電壓包括在該電壓範圍內。參考產生器452可產生幾個用於為每個電壓範圍設定電壓限的電壓參考454。可有電壓參考的任何安排，如為每個電壓限分配獨立的電壓參考454和從單個電壓參考中獲得多個電壓限。
控制信號455可動態地控制電壓參考，以便可以取樣頻率基於逐個周期控制電壓限。控制信號455可控制一個或多個電壓參考，並在兩個或更多個電壓水平之間切換電壓參考。控制信號455可為模擬的、數字的、混合信號的、並行的、串行的、一線或多線式的及其組合。
一個或多個比較器456可比較輸出電壓和電壓限454。當使用多個比較器456時，比較器可並行地將輸出電壓和定義電壓範圍的每個電壓限進行比較。在一個替換實施例中，可用單個比較器456來比較輸出電壓和可控的電壓參考，該電壓參考是按照相應於電壓限的值的時鐘變遷的順序來排序的。
編碼器458可將比較器450的輸出編碼為具有兩個或多個位的數位訊號。數位訊號可以是任何形式，如並行和串行的。
圖11表示電壓限幅器的操作。在模塊470，產生三個或更多個參考水平以定義電壓範圍。參考水平可以是靜態的或動態的。靜態參考水平可以保持在恆定水平。動態參考水平可基於逐個周期控制，以便電壓範圍動態地改變。例如，在功率調節器接通期間，當調節器輸出增加時，電壓範圍可設定為功率調節器輸出的穩態水平的10％。然後，當功率調節器輸出開始趨穩態水平穩定時，電壓範圍可減小到穩態水平的5％。在步驟472，檢測器件特性的水平。可檢測任何器件特性，如輸出電壓、輸出電流、開關電壓、電感器電流和輸入電壓。在步驟474，器件特性可與至少一個參考水平比較。在步驟476，器件特性水平所落入的電壓範圍可基於步驟474確定。在步驟478，生成數位訊號以指示出器件特性水平所落入的範圍。
功率陣列圖12A表示功率陣列500的一個方案，該功率陣列從輸入電壓中產生斬波電壓。功率陣列500可包括在功率調節器，如在本說明書中所描述的功率調節器10中。功率陣列500可包括功率開關器件Q1-Q8的一個或多個開關陣列502a和502b，以控制兩個節點之間的能量流。功率開關器件Q1-Q8可每個獨立操作於兩個狀態，即導通狀態和關斷狀態。在導通狀態時，功率開關器件具有低阻抗且在兩個節點之間傳導能量。在關斷狀態時，功率開關器件有高阻抗，且阻擋兩個節點之間的能量流。任何數量和任何類型的開關器件可用於功率開關器件，如MOSFET、BJT、MCT、IGBT和射頻(RF)FET。功率開關器件Q1-Q8可包括多種尺寸的任意混合，例如對於MOSFET，一個器件可具有0.1歐姆的Rds(導通)，而其它器件可分別具有0.2歐姆和0.4歐姆的Rds(導通)。
開關陣列502a和502b可連接為任何拓撲結構，如buck、boost、flvback、Cuk、sepic和Zeta。此處，開關陣列502a和502b連接為buck拓撲結構，其中上端開關陣列502a在導通周期內傳導能量，而下端開關陣列502b在自由輪轉周期內傳導能量。開關陣列502a和502b可包括任何功率開關器件的組合，如MOSFET、BJT、MCT、IGBT和RF FET。
驅動器陣列505緩衝從開關控制器504到功率開關器件Q1-Q8的驅動信號。驅動器陣列505可包括若干個驅動器506。每個驅動器506優選驅動單個功率開關器件，然而每個驅動器506可驅動多於一個的功率開關器件Q1-Q8。驅動器506提高功率開關器件Q1-Q8的切換速率以減少功率開關器件在導通狀態和關斷狀態間切換的開關損耗。任何類型的電路和器件可用於驅動器506以提高功率開關器件Q1-Q8的切換速率。
開關控制器504產生用於控制功率開關器件的Q1-Q8驅動信號。開關控制器504數位化操作，且可由任何形式的數字實體如數字電路和執行軟體或固件的可編程器件實現。開關控制器504可接收佔空比信號508，並基於該佔空比信號508產生驅動信號。開關控制器504可以取樣頻率基於逐個周期工作以確定驅動信號。取樣頻率可以是輸出調節器開關頻率的20倍或更高。例如，在固定頻率工作期間，輸出調節器可在50kHz到1MHz間工作，而取樣頻率的範圍在1MHz和100MHz之間。相應於取樣頻率每個時鐘周期開關控制器504可確定驅動信號。
每個功率開關器件Q1-Q8可基於逐個周期獨立地使能或者禁能。
可以控制使能的開關陣列內的功率開關器件的數量。使能/禁能的功率開關器件Q1-Q8的數量可基於任何工作特性確定，工作特性如輸出電流、環境溫度、工作溫度、輸出電壓和電感器電流。例如，當輸出電流約等於最大輸出電流一半時，在每個開關陣列的四個功率開關器件中只有兩個被使能，以使功率開關器件的開關損耗最小化。在另一方案中，在導通周期期間隨著開關器件中電流的斜坡上升，額外的功率開關器件可被使能以減少傳導損耗。相似地，在瞬時負載改變期間，功率開關器件的數量可增加或減少，因此，例如減少開關損耗和傳導損耗。
開關控制器504可通過驅動信號獨立地控制功率開關器件Q1-Q8中的每一個，以便在開通和關斷狀態間的切換期間每個功率開關器件間的時間關係可逐個周期地控制。在每個開關陣列502a和502b中功率開關器件Q1-Q4和Q5-Q8的開通和關斷切換的時間順序可獨立控制。例如，參考圖13，其示出了和功率陣列500相關的波形，可控制功率開關器件Q1-Q4的關斷狀態到導通狀態的切換520，以使首先Q4關斷，接著Q2和Q3一起關斷，最後是Q1關斷。
時間順序可以任何方式控制，如基於流過功率開關器件的電流、使用切換間的預定的延遲時間、在另一個功率開關器件切換完成之後觸發一個功率開關器件的切換以及基於開關陣列公共的節點處的電壓瞬變。
電流傳感器510和512可檢測流過功率開關器件Q1-Q8的電流。流過功率開關器件Q1-Q8的電流可在輸出調節器的任何位置檢測，例如和輸出電感器串聯、和上端開關陣列502a串聯以及和下端開關陣列502b串聯。可使用任何類型的電流傳感器，如變壓器—電阻器傳感器、電感器—電阻器傳感器、赫爾效應傳感器、DC電流傳感器、AC電流傳感器，電感器三級(inductor-tertiary)繞組傳感器和串聯電阻器。
圖14表示用於功率陣列的功率開關陣列的操作，其用於控制功率調節器中的能量流。在步驟550，提供兩個或更多個並聯的開關器件用於控制功率調節器中的能量流。優選地，每個功率開關器件接收獨立的驅動信號。然而，開關器件可被安排成兩組或更多組功率開關器件，每組接收獨立的驅動信號。在步驟552，確定要使能的功率開關器件的數量。功率開關器件數量可被調整以減少功率開關器件中的功率損耗，包括開關損耗和傳導損耗。例如，可檢測輸出電流或開關電流，要被使能的功率開關器件的數量可基於檢測到的電流而控制。當較低的工作電流流過功率開關器件時，通過減少被使能的功率開關器件的數量，可以減少開關損耗。在步驟554，確定功率開關器件接通切換的時間順序。接通切換的時間順序可基於任何技術，例如選擇開關切換之間的固定時間的延遲、基於電壓調節器的工作特性如電壓水平，電流水平和工作溫度選擇時間延遲。在步驟556，產生驅動信號以控制功率開關器件的接通切換。在步驟558，確定關斷切換的時間順序。關斷切換的時間順序並不受所確定的接通切換的時間順序限制。優選地，關斷切換的時間順序和接通時間順序是獨立確定的。然而，關斷切換時間順序可基於接通時間順序確定，如通過鏡像接通切換時間順序而確定。在步驟560，產生用於關斷切換的驅動信號。
電流檢測圖13表示功率陣列500電流檢測操作的一個方案。取樣波形SMPL524表示示例性取樣速率。波形526-540表示功率開關器件Q1-Q8導通周期的一部分。波形542表示流過輸出電感器的電流。在功率陣列500的導通周期的自由輪轉部分期間，電感器中的電流以線形速率減少。波形544表示檢測電壓。檢測電壓可以等於檢測阻抗乘以檢測電流，該電流相應於流過輸出電感器的電流。檢測電壓的解析度可以取樣頻率基於逐個周期調節。檢測電壓波形544被圈住的部分546表示檢測電壓的解析度隨著電感器電流大小的減小而增加。在一個方案中，功率陣列500放大以增加檢測電流的解析度。可以取樣頻率基於逐個周期控制該解析度。在一個方案中，基於解析度觸發器如檢測電流大小、被使能的功率開關器件的數量和導通周期中預定的時間，可通過放大檢測電流信號控制該解析度。在另一個方案中，解析度可通過控制電流傳感器件的阻抗而控制，例如通過1)檢測功率開關器件的跨ON阻抗的電流，和2)控制功率開關器件的數量，該功率開關器件在導通周期時並聯工作。其它檢測電路如變壓器-電阻器傳感器、電感器-電阻器和赫爾效應器件，傳感器件如電阻器的阻抗可被控制。在每種情形下，可以取樣頻率控制整個導通周期的解析度，以致隨著檢測電流大小的減小，在導通周期期間功率陣列500可放大以減小解析度。
圖15表示電流檢測操作技術的一個方案。在步驟580，為檢測電流，電流傳感器被設定為初始解析度。在步驟582，檢測流過一個或多個功率開關器件Q1-Q8的電流。電流可間接也可直接檢測。例如，可檢測並聯的MOSFET的漏極-源極電壓Vds，而根據Vds和已知的MOSFET的ON阻抗可計算出電流。在步驟584，基於逐個周期，以取樣頻率為電流傳感器確定下一個解析度。通過最大化檢測電路限制內的檢測信號的大小，可選擇下一個解析度以使噪聲誤差最小化。在步驟586，將電流傳感器設為下一個解析度，然後在下一個周期再次檢測流過開關器件的電流。
自由輪轉二極體模擬圖16表示二極體模擬系統600的一個方案，用於模擬用作開關調節器的輸出調節器的自由輪轉二極體。輸出調節器包括輸出濾波器605。雖然二極體模擬系統600是以具有接地參考輸出的buck拓撲表示的，但其可採用任何拓撲，如boost、buck-boost、cuk、sepic和zeta，且輸出可參考到任何電路節點，如高端參考和低端參考。二極體模擬系統600有利地利用自由輪轉開關陣列602以模擬輸出調節器的自由輪轉二極體。自由輪轉開關陣列602可包括若干個並聯且獨立控制的功率開關器件。可選擇功率開關器件使其比同等的自由輪轉二極體具有較低的組合傳導損耗，以減少在輸出調節器的自由輪轉階段的傳導和開關損耗。自由輪轉開關陣列602也可提供可控阻抗以減少噪聲產生以及輕負載條件下如間歇模式工作時的負電流的電流路徑。自由輪轉開關陣列602的功率開關器件和第一功率開關器件604中每個都工作在導通狀態或關斷狀態，以控制從輸入電源Vin到已調輸出606的能量流。每個功率開關器件可配置為任何組的功率開關器件，如單功率開關器件和功率開關陣列。功率開關器件可以是任何類型的開關器件如MOSFET、BJT、MCT和IGBT。驅動器608和610可緩衝輸送到開關陣列602和功率開關器件604的驅動信號。驅動器608和610可通過增加功率開關器件的開關速率減少功率開關器件的開關損耗和傳導損耗。任何類型的驅動器可用於驅動功率開關器件。
上端電流檢測電路和下端電流檢測電路可檢測流過開關陣列602和第一功率開關器件604的電流。可使用任何類型的電流檢測電路，例如分流電阻器、電阻器-變壓器、跨已知阻抗的電壓檢測和赫爾效應。下端電流檢測電路可包括電壓參考VILIM和跨接開關陣列602的比較器614。比較器614可產生自由輪轉開關電流信號以響應對流過開關陣列604的電流和電壓參考VILIM的比較。電壓參考VILIM可基於導通電流時跨第一功率開關器件形成的壓降設定一個值。電壓參考可基於逐個周期程序化，以便例如，可調整下端電流檢測電路閾值以解釋自由輪轉開關陣列602的阻抗變化，例如在並聯功率開關器件的數量和溫度影響中的變化。
上端電流檢測電路可包括電流檢測電路616以檢測流過第一功率開關器件604、參考ITH和比較器618的電流。比較器618可比較流過第一功率開關器件602的電流的大小和參考ITH。比較器可產生導通開關電流信號。參考Ith可基於逐個周期程序化。
控制器620可產生用於控制功率開關器件602和604的驅動信號。控制器620可確定驅動信號作為脈寬信號622的函數。來自比較器614和618的輸出也可用於確定驅動信號。例如，控制器620可以響應檢測流過自由輪轉陣列602的電流趨近0安培，禁能自由輪轉開關陣列602內的一個或多個功率開關器件，以引起跨開關陣列602的電壓增加而促進比較器618的解析度。控制器620也可保持或偏移比較器618的閾值電壓VILIM的水平，以準備隨著自由輪轉開關陣列602中的電流繼續降低而禁能另一個功率開關器件。以這種方式，控制器620可隨著流過自由輪轉開關陣列602的電流減少而放大。通過隨著電流減少而禁能開關陣列602中的單個功率開關器件，在第一功率開關器件604和開關陣列602之間的公共節點「A」處的阻抗逐漸增加，消除和抑制在公共節點上的噪聲。
在另一個例子中，在輕負載情形時，控制器620可將自由輪轉功率開關器件602用作雙向開關器件以使電流可在正方向和負方向上流動。控制器620可在很輕的負載下以連續輸出電流模式工作，包括零輸出電流。
圖17表示和二極體模擬系統600一個方案相關的波形。第一波形640表示流過輸出濾波器605中感應器的電流。第二波形表示公共節點的電壓Vx，第三波形644表示用於第一功率開關器件604的驅動信號。第四波形646表示加權的驅動信號，其用於自由輪轉開關陣列602的功率開關器件。第四波形的每個水平指示出被使能的功率開關器件的不同數量。例如，在較高電流水平，可使能四個功率開關器件。隨後隨著電流小，功率開關器件中的一個被禁能。隨著電流繼續減小，兩個以上的額外的功率開關器件被禁能。最後，開關陣列602中餘下的功率開關器件被禁能。
圖18表示二極體模擬系統600操作的一個方案。在步驟650，第一功率開關器件604從導通狀態切換到關斷狀態。在步驟652，監控流過第一功率開關器件的電流。在步驟654，將流過第一功率開關器件604的電流和參考水平比較。在步驟658，自由輪轉開關陣列602的工作狀態可從關斷狀態改變為導通狀態。自由輪轉開關陣列602可作為脈寬信號和流過第一功率開關器件或自由輪轉開關陣列602的電流的函數控制。例如，隨著第一功率開關器件604基於脈寬信號切換到關斷狀態，自由輪轉開關陣列602的功率開關器件可切換到導通狀態。在另一方案，如果流過第一功率開關器件604的電流超過預定限，自由輪轉開關陣列602被阻止改變工作狀態為導通狀態。在步驟660，自由輪轉開關陣列602的工作狀態可從導通狀態改變為關斷狀態。在一個方案中，作為脈寬信號的函數，將自由輪轉開關陣列602的功率開關器件切換到關斷狀態。
在另一個方案中，基於流過自由輪轉開關陣列602的電流，自由輪轉開關陣列602的功率開關器件按順序切換到關斷狀態。在步驟662，監控流過自由輪轉開關陣列602的電流。在步驟664，比較監控電流和參考水平。在步驟666，基於流過開關陣列602的電流的大小，控制開關陣列602中的獨立的功率開關器件。例如，如果流過自由輪轉開關陣列602的電流超過參考水平，就禁能開關陣列602中的一個或多個功率開關器件。隨著電流趨向零安培減少或從零安培附近增加，按順序控制功率開關器件，以有利地增加了節點「A」的阻抗，從而消除了節點「A」處的噪聲產生。在步驟668，可改變參考水平，且可返回操作到步驟662以繼續。
空載控制圖19表示用二極體模擬系統600實現的空載控制技術操作的一個方案。在步驟700，提供至少兩個有公共節點的功率開關器件，其中一個功率開關器件是導通功率開關器件，而另一個功率開關器件是自由輪轉功率開關器件。導通功率開關器件在導通階段期間傳送能量至輸出調節器的輸出。自由輪轉功率開關陣列在自由輪轉階段期間導通能量。每個功率開關器件可以是一個功率開關陣列也可以是單個開關器件。在步驟702，將兩個功率開關器件中的一個從導通狀態切換到關斷狀態。在步驟704，在關斷切換期間，監控流過已被關斷的功率開關器件的電流。在步驟706，將流過第一功率開關器件的電流和參考水平比較。在步驟708，當流過功率開關器件的電流減小到小於參考水平時開始的具有預定時間周期的延遲發生。在步驟710，其它功率開關器件的工作狀態從關斷狀態改變到導通狀態。
可控的功率開關器件損耗圖20表示用於控制功率調節器中功率陣列500的損耗的操作的一個方案。功率陣列500可包括一個或多個開關陣列502。在步驟730，提供至少一個具有控制從輸入源到輸出的電流的功率開關器件的開關陣列502。在步驟732，可接收輸出和輸入信息，如輸入電壓、輸出電壓和輸出電流。在步驟734，可確定流過開關陣列502的期望電流。使用任何信息如輸出和輸入信息、佔空比信息和操作模式信息可確定期望電流。在步驟736，可確定開關陣列502的期望功率損耗。該期望功率損耗可包括使能的功率開關器件的傳導損耗和開關損耗。開關陣列502可包括兩個或多個相同或不同尺寸的功率開關器件如MOSFET，每個都具有不同的Rds(導通)。可使能不同組的功率開關器件以減小在特定工作條件下開關陣列的功率損耗。例如，在穩態或瞬態輕負載工作條件下，只有一個具有最高Rds(導通)的功率開關器件可被使能以使和開關陣列502相關的開關損耗被最小化。相似地，在穩態或瞬態最大負載操作條件時，所有功率開關器件可被使能以最小化開關陣列502的傳導損耗。
可使用功率開關器件的工作條件如Vds、Ids和Rds(導通)計算出期望功率損耗來確定出功率開關器件的期望功率損耗。也可使用查詢機理如查詢表估計出期望功率損耗來確定出期望功率損耗。查詢機理可遍及工作條件的參考範圍來估計功率損耗。查詢機理也可對具體的工作條件指示出優選要使能的功率開關器件組。可基於逐個周期確定期望功率損耗以獲得期望損耗，如估計損耗和計算損耗。
在步驟738，可確定要被使能的功率開關器件數量和類型。可選擇最小化期望功率損耗的功率開關器件的組合。對用於幾個功率開關器件組合的開關陣列，功率開關器件組合可通過計算出期望功率損耗而確定。功率開關器件組合也可通過使用查詢機理而確定。在步驟740，可使能所選的功率開關器件的組合。可基於逐個周期控制功率開關器件，以便在功率調節器的工作階段期間，如導通階段和自由輪轉階段，可改變功率開關器件的數量。例如，在功率調節器的切換周期期間，隨著功率開關器件中電流減少，可改變功率開關器件的數量。
噪聲抑制圖21表示通過功率調節器的功率級抑制噪聲產生的操作的一個方案。步驟750，功率級可包括至少兩個具有公共節點的開關陣列。開關陣列可以任何拓撲形式安排，如buck、boost、sepic和zeta。每個開關陣列可包括一個或多個並聯的且獨立控制的功率開關器件，以便可基於逐個周期對每個開關陣列內的開關器件的數量進行控制。功率開關器件優選為MOSFET，但可使用具有可變輸出電容的任何類型的功率開關器件，例如BJT、IGBT和MCT。對每個開關陣列內導通的功率開關器件的控制使得公共節點的阻抗被控制。示例性操作可包括上端開關陣列和下端開關陣列，其以降壓結構連接，其中上端開關陣列在導通階段工作，而下端開關陣列在自由輪轉階段工作。在步驟752，可監控公共節點的噪聲特性，如電壓和電流。在步驟754，可將噪聲特性與一個或多個參考水平比較以產生阻抗控制信號。在步驟756，開關陣列響應阻抗控制信號而被控制。例如，可操作具有四個並聯的功率開關器件的上端開關陣列，以便四個功率開關器件按序逐個關斷，以致在整個控制的時間周期上公共節點的阻抗可從低阻抗變到高阻抗，從而在開關切換中消除了噪聲尖峰的產生。
控制電容圖22表示用於控制輸出調節器電路節點的電容的操作的一個方案。輸出調節器可包括具有至少一個開關陣列的功率級，該開關陣列連到第一開關器件以將輸入源轉換為已調輸出。在步驟770，開關陣列可通過公共節點連到第一開關器件。開關陣列可包括並聯的且獨立控制的兩個或多個的共射共基連接的功率開關器件對，以便可基於逐個周期對開關陣列內的導通的功率開關器件的數量進行控制。第一開關器件對可以是單個共射共基連接的功率開關器件對，也可以是共射共基連接的功率開關器件對的開關陣列。功率開關器件對可以是具有可變輸出電容的任何類型的共射共基連接的功率開關器件，例如具有BJT的MOSFET、具有IGBT的MOSFET以及具有MCT的MOSFET。在諧振模式、軟開關和類諧振模式開關調節器中，控制公共節點的電容具有特別的優勢。例如，控制固定頻率軟開關調節器中公共節點的電容，可在增加的輸入電壓和輸出負載範圍上控制功率開關器件的諧振。在步驟772，監控流過開關陣列的電流。開關陣列電流可直接或間接監控，如通過監控輸出調節器的輸出電流。在步驟774，基於流過開關陣列的電流確定公共節點的期望電容。期望電容可選擇為使開關陣列電流與跨開關陣列的Vds的預定電壓相諧振的電容。例如，在軟開關轉換器中，接通時，流過功率開關器件的電流可使功率開關器件的電容與零伏特諧振，以減少開關損耗。在這個例子中，可控制電容以便流過開關陣列的電流足夠諧振開關陣列的Vds至預定的電壓水平，從而減少開關損耗。在步驟776，確定要使能的開關陣列中的功率開關器件的組合。每個功率開關器件具有相關的輸出電容，其形成公共節點電容的一部分。通過使能在開關陣列中所選的功率開關器件，可控制公共節點的總電容。與每個相關的電容。為第一開關器件使用開關陣列可增加公共節點電容可被控制的範圍。在步驟778，控制開關陣列中的功率開關器件以在公共節點處產生期望電容。在步驟780，所選的功率開關器件可在整個導通周期被使能/禁能，以便在公共節點處的電容在整個導通周期保持恆定。在步驟782，功率開關器件也可按順序接通或關斷以控制公共節點的電容。
延遲線圖23表示用於在脈衝信號中產生延遲的延遲線800的一個方案。延遲線800特別適合於延遲用於輸出調節器的數字控制系統中所產生的脈衝信號的邊沿以提高脈衝信號的解析度。可使用任何類型的延遲線，例如插入器和延遲鎖定環。圖24表示數字控制系統中的示例性脈衝信號820。數字控制信號可包括時鐘信號822，其用於產生諸如脈衝信號820的數位訊號。脈衝信號820的脈寬為輸出調節器設定導通時間。可通過改變脈衝信號的脈寬將輸出調節器的已調輸出維持在調節範圍內。在調節該已調輸出中的誤差與脈衝信號的脈寬解析度相關，該脈衝信號由時鐘信號822的頻率限制。最大脈寬解析度受限於等於或大於時鐘信號822脈寬的增量。受限的脈寬解析度可引起誤差的增大，該誤差相應於最大脈寬解析度與期望脈寬的周期時間的比率。
延遲線800通過提高脈寬解析度可有利地減少脈寬誤差。延遲線800可包括若干個延遲電路802以產生若干個延遲的脈衝信號820的邊沿。延遲電路802可以任何結構布置，例如串聯結構、並聯結構和串並聯結構。可使用任何類型的延遲電路802的時間周期關係，如相等的、兩個的、指數的。可使用任何數量的延遲電路802，雖然該數量優選在4到40的範圍內。延遲電路的數量越大，脈寬解析度的改進就越大。延遲電路802的輸出可以輸入到用於選擇延遲的復用器804。組合器806可將所選延遲和脈衝信號進行組合以產生高解析度的輸出。儘管是DLL 800以延遲脈衝信號的上升沿示出並描述的。然而，延遲線800也可延遲脈衝信號的下降沿。
圖25表示用於提高輸出調節器的脈寬信號解析度的操作的一個方案。在步驟850，為輸出調節器接收脈寬信號。在步驟852，從脈寬信號產生兩個或更多個延遲脈衝信號。在步驟854，選擇一個延遲脈衝信號以獲得期望的延遲時間。該選擇基於代表脈寬誤差的延遲脈衝信號的選擇，以便將延遲脈衝信號和脈寬信號組合以減小脈寬信號誤差。在步驟856，將所選的脈衝信號和脈寬信號組合。在步驟868，基於該組合產生高解析度的脈衝信號。
自適應佔空比限圖26表示用於產生佔空比信號以操作輸出調節器的數字控制器900的一個方案。佔空比確定器902可接收數字誤差信號ek，其是參考和輸出調節器的輸出之間的輸出誤差的函數。在一個方案中，誤差信號ek可指示輸出誤差包含於其中的幾個電壓範圍中的一個。例如，誤差信號可指示輸出誤差落在從0.5伏特到0.8伏特的電壓範圍內。在另一個方案中，誤差信號可指示出輸出誤差的大小。誤差信號ek可以是任何形式的信號，如數位訊號和模擬信號。
佔空比確定器902可產生標稱佔空比信號作為誤差信號ek的函數。佔空比確定器902可接收額外的數字輸入，如來自第二環的誤差信號、輸出調節器的電壓和電流狀態信息。標稱佔空比信號可以是任何類型的代表佔空比的數位訊號，例如具有可控脈寬的脈衝信號和一個或多個位的數位訊號如多位數位訊號。
佔空比限制器904可限制能量傳送到輸出，該輸出作為輸入或輸出功率的調節器特性的函數，調節器特性如Vin、輸入紋波電壓Vinripple、輸入電流Iin、輸入功率Pin、輸入能量Qin、輸入源阻抗Rs，輸出功率Po、輸出電壓Vo和輸出電流Io。佔空比限制器904可控制佔空比以限制能量傳送到輸出。佔空比限制器904可工作於輸出調節器的所有工作階段，如穩態工作、接通、過流、過壓。佔空比限制器904可比較一個或多個輸入/輸出調節器特性和相應的閾值，然後作為該比較的函數限制佔空比。佔空比限制器904可以取樣頻率或更低的頻率基於逐個周期工作以控制閾值。每個周期，佔空比限制器904可為下一個周期改變閾值且限制佔空比。下一個周期的佔空比可基於比較前面周期的輸入功率調節器特性和閾值而確定。例如，佔空比限制器904可監控Iin並產生數位訊號以限制佔空比，以使Iin的大小不超過閾值。另一個實施例中，佔空比限制器904可以確定輸入源阻抗或者可以接收指示輸入源阻抗的信號，且做出響應，佔空比限制器904可產生數位訊號以限制佔空比。可採用任何方法測量輸入源阻抗。
佔空比估計圖27表示用於控制開關調節器的數字控制器950的一個方案。圖28表示在數字控制器950中實現的狀態圖940的一個方案，該數字控制器950用於產生佔空比信號以操作開關調節器。狀態圖940可包括三個或更多工作狀態。在示例性數字控制器950中，狀態S0 942可實現用於穩態控制的PWM控制。狀態S2 944可為瞬態條件實現減緩誤差梯度控制。狀態S3 946可為最大誤差條件實現滯後控制。
數字控制器950可包括佔空比估計器952以產生標稱佔空比信號Up*和Down*，其相應於標稱穩態值，從該標稱穩態值為開關調節器產生電流穩態值。佔空比估計器952可用於產生標稱負載信號於所有工作狀態，如PWM和減緩誤差控制。然而，佔空比估計器952優選不用於滯後控制工作狀態。在滯後控制中，佔空比可直接與誤差信號關聯，以致當誤差信號在一種狀態時，佔空比設定在ON狀態(up)，而當誤差信號在其它狀態時，佔空比設定在OFF狀態(down)。佔空比估計器952可產生標稱佔空比信號作為輸入信號的函數，輸入信號如誤差信號、UD脈衝和延遲控制。開關調節器中的功率開關器件可工作於當前佔空比以控制從輸入源到輸出負載的能量轉換。例如，具有duck拓撲的開關調節器和固定頻率操作，標稱佔空比信號Up*可近似等於相應於輸出電壓與輸入電壓的比率的值。在固定頻率操作中，標稱穩態值的組合可相應於開關調節器總的開關周期，如對1MHz的開關頻率為1微秒。
調整確定器954可確定調整值ADJ，以和標稱佔空比信號組合，從而產生已調整佔空比信號Up和Down。調整確定器954可產生調整值作為誤差信號及來自開關調節器的其它信號的函數。調整確定器954一般可用於除滯後控制以外的所有工作狀態。因為在滯後控制工作狀態中，佔空比或是100％ ON或是100％ OFF，不需要調整值。在一個方案中，用於PWM狀態942和減緩誤差控制狀態944的調整值可計算如下ADJk＝g(ek)+h(trendk)Upk＝Up*-ADJk*FAConDownk＝Down*+ADJk*FACoff其中FAC可基於標稱佔空比確定，
trendk=Fslopeek-ek-n]]>其中Fslope是常數， 是來自前面「n」個周期的誤差的平均值，其中「n」是在一個開關周期內的取樣數目，且A1、A2和A3在圖29中定義，其表示用於產生誤差信號的電壓限幅器的電壓水平。
Δ1和Δ2是環路增益(loop gains)，其以取樣速率選擇且具有基於誤差信號的值。選擇環路增益的值Δ1和Δ2相關，如Δ2約等於Δ1的兩倍。數字控制器的環路增益可以最大為取樣速率且包括取樣速率的任何速率自適應改變。每個環路增益可動態地改變作為輸出調節器的任何參數的函數，所述參數包括誤差信號的電壓範圍、已調輸出的電壓範圍和佔空比。
數字控制器的環路補償可包括g(ek)與h(trendk)的比率。環路補償可以最大為取樣速率且包括取樣速率的任何速率自適應地改變。在一個方案中，常數Fslope可自適應改變，以改變環路補償。環路補償可動態地改變作為輸出調節器的任何參數的函數，所述參數例如誤差信號的電壓範圍、已調輸出的電壓範圍和佔空比。
組合器956可組合標稱佔空比信號和調整值，以產生已調整佔空比信號。在一個方案中，已調整佔空比信號可用作計數器界限以產生UD脈衝。
在該情形下，計數器958可產生UD脈衝作為時鐘信號CLOCK和已調整佔空比信號的函數。UD脈衝具有「on」水平和「off」水平，且具有變化的脈寬以表示用於驅動開關調節器功率開關器件的接通時間。計數器958可計數時鐘周期的數量，該時鐘周期是計數器界限設定的以產生UD信號的「開通時間」和「關斷時間」。例如，已調整佔空比信號的Up部分可設定用於接通時間的計數器界限，而已調整佔空比信號的Down部分可設定用於關斷時間的計數器界限。優選地，信號計數器可產生UD信號以響應包括Up和Down信息的信號計數器界限信號。UD脈衝可包括和脈衝解析度相關的量化誤差，該脈衝解析度是由時鐘信號的頻率限制的。圖30表示量化誤差的例子，其中UD脈衝970是從時鐘信號972產生的，且已調整佔空比信號974可具有與時鐘信號的頻率相關的量化誤差976。
延遲線960可微調UD脈衝，其由計數器958產生以減少量化誤差。延遲線960響應接收UD脈衝和延遲控制信號，可產生微調脈衝信號，該微調脈衝信號的佔空比約等於相應於已調整佔空比信號的脈寬。延遲線960可延遲UD脈衝的任一邊沿以產生微調的脈衝信號。例如，在一方案中，可產生脈寬短於相應已調整佔空比的UD脈衝，然後延遲線960可延遲下降沿以產生微調的脈衝信號。在另一方案中，可產生脈寬長於相應已調整佔空比UD脈衝，然後延遲線960可延遲上升沿以產生微調的脈衝信號。
控制模塊962可產生延遲控制信號作為UD脈衝和已調整佔空比信號的函數。延遲控制信號可優選為多位信號。
佔空比限制器964可限制傳送到輸出的能量作為開關調節器的電氣特性的函數，所述電氣特性如Vin、輸入電流Iin、輸入功率Pin、輸入能量Qin和電感器電流IL。佔空比限制器964可控制佔空比以限制輸送到輸出的能量。佔空比限制器964可包含於數字控制器950中的任何地方。在一個方案中，佔空比限制器964可操作多位信號如已調整佔空比信號。在另一方案中，佔空比限制器964可操作脈衝信號如微調的脈衝信號。
圖31A表示用於產生標稱佔空比信號Up*和Down*的佔空比限制器970的一個方案，用於操作開關調節器的當前佔空比可從該標稱佔空比信號產生。佔空比估計器970可包括一個或多個用於確定標稱佔空比的模式。
模式1估計器972可確定標稱佔空比信號作為當前佔空比和前面的佔空比值的接通時間(上升時間)的函數。模式1估計器972可對當前佔空比和前面的佔空比值應用任何估計技術，如最小均方技術或三次插值技術，以確定標稱佔空比。在一個方案中，模式1估計器可估計延遲控制和UD脈衝以確定接通時間。預定的當前和前面的佔空比值可用於估計標稱佔空比。
模式2估計器972可確定標稱佔空比信號作為誤差信號的函數。模式2估計器974可在若干個周期上確定誤差的數學函數，如比開關調節器的開關周期大的任何數量。可採用任何類型的數學函數，例如移動平均值、平均值和加權平均值。誤差的數學函數可與一個或多個參考比較。然後基於比較，Up*可被增加、減小或保持恆定。
圖31B表示示例性模式2估計器1000。累積器1002可在約等於開關調節器的轉換時間周期1000倍的整個時間周期上計算誤差的運行平均值。一個或多個比較器1004可比較累積器1002的輸出和兩個參考X1和X2，參考可由參考產生器1006產生。計數控制器1008可基於比較器1004的輸出控制標稱佔空比的計數。例如，如果運行平均值大於X1，計數控制器1008可減小Up*計數一步。如果運行平均值小於X2，計數控制器1008可增大Up*計數一步。如果運行平均值小於X1且大於X2，那麼計數控制器1008可保持Up*計數不變。
在長時間周期上計算誤差的數學函數可提供緩慢和準確的標稱佔空比估計。而且，用於控制開關調節器已調輸出的控制環的傳送函數可減小到單零，從而減小了與數字控制器相關的相移。減小的相移可用於增加控制環的相位裕度、增加環的交界頻率以及增加相位裕度和增加交界頻率的組合。在模式2估計器974產生恆定Up*值的時間周期，控制環減小到單零。
模式選擇器976可基於模式選擇標準在佔空比估計器970的模式之間選擇。在一個方案中，模式選擇器976可基於Up*1和Up*prior之間的差在Up*1和Up*2之間選擇，如下 其中Up*1是由模式1估計器972產生的上值(up value)，Up*2是由模式2估計器972產生的上值，而Up*prior是前面周期的Up*值，對於1MHz的開關頻率T1可近似等於5納秒。
可採用任何模式選擇標準，如比較Up*1和Up*prior的運行平均值，和比較Up*1的運行平均值和Up*prior。而且可為T1選擇任何值。
圖32表示為開關調節器確定佔空比工作的一個方案。在步驟980，在第一模式中確定標稱佔空比作為前面佔空比的函數。在步驟982，在第二模式確定標稱佔空比作為累積的誤差的函數。在步驟984，在兩個模式之間選擇以計算標稱佔空比。在步驟986，基於模式選擇標準如計算佔空比改變的速率，作出選擇。
節能間歇模式控制圖33表示數字控制器1050的一個方案，該數字控制器1050包括節能間歇模式以控制數字控制器1050的功率消耗。數字控制器1050可包括本說明書描述的部分或所有功能。
節能間歇模式(ESDM)控制器1152可監控檢測點，如輸出電壓、電感器電流或輸出電壓以確定何時切換到節能間歇模式。在檢測點監控的參數可反映輸出調節器的功率狀態，如低輸出功率或電感器中間歇電流。例如，當輸出電流小於預定大小時或者當流過輸出電感器的電流變成間歇時，ESDM控制器可以切換到節能間歇模式。ESDM控制器1152可有利地控制輸送到數字控制器1150控制功能部分的功率流。數字控制器1050如PWM控制器1154、延遲線1156和電壓檢測比較器1158內的控制功能可在節能模式時關閉，以減少功率消耗。
圖34A表示用於控制輸出調節器的切換模式間切換的數字控制器1100的一個方案。特別地，數字控制器1100可控制連續電流模式(CCM)操作和間歇電流模式(DCM)操作之間的切換。圖34B表示和DCM操作相關的波形。第一波形Vout 1110表示輸出調節器的已調輸出電壓。第二波形表示輸出調節器的電感器電流IL 1112。在DCM期間，已調輸出電壓1110和電感器電流1112工作於三個階段中；導通階段、自由輪轉階段和間歇階段。在導通階段時，將來自輸入源的能量傳輸到輸出濾波器，引起電感器電流1112使輸送的能量斜坡上升到已調輸出(負載)，導致已調輸出電壓1110的增加。在自由輪轉階段，存儲在電感器中的能量被輸送到已調輸出，引起電感器電流1112已調輸出電壓1110斜坡下降。在間歇階段，電感器中所有能量被輸送到已調輸出，因此電感器電流可近似保持為零，且能量從輸出電容器轉移以供應能量至已調負載。
數字控制器1100可包括一個或多個比較器1102以確定何時在CCM和DCM之間切換。在一個方案中，比較器1102可將已調輸出電壓1110和電感器電流1112與參考水平比較，以產生用於控制CCM和DCM之間切換的控制信號。
一個或多個參考產生器1104可產生參考水平。可採用任何類型的參考產生器1104。參考產生器1104可產生參考水平V1用於偏移所檢測的已調輸出電壓。參考水平V2可用於和偏移的已調輸出電壓1110比較，以控制DCM到CCM的切換。可產生參考水平11以反映預定的電流，如最小負載電流。電感器電流1112可與11比較以確定電感器電流小於I1的時間的百分數。
模式控制器1106可控制切換模式作為比較器輸出的函數。在一個方案中，基於電感器電流小於I1的時間的百分數，模式控制器1106可控制CCM到DCM的切換。在另一個方案中，基於所檢測的輸出電壓升高到大於V1的水平，模式控制器1106可控制CCM到DCM的切換。在DCM中，模式控制器可將接通時間設定為常數，且通過改變輸出調節器的開關頻率而調節已調輸出。
為了控制DCM到CCM的切換，當切換到DCM時，數字控制器1100可將所檢測的已調輸出電壓偏移到參考水平V1以上。然後，隨著輸出負載電流增加，所檢測的已調輸出電壓的波形改變形狀，波形的一部分向參考水平V2移動。比較器1102可將偏移的已調輸出電壓與參考水平V2比較，並指示出當偏移的已調輸出電壓近似小於或等於參考水平V2。模式控制器1106可響應比較器1102的輸出，將切換模式從DCM切換到CCM。
圖35表示切換模式控制操作的一個方案。在步驟1120，監控以連續電流模式操作的開關調節器的電感器電流。在步驟1122，比較電感器電流和參考電流水平，如Imin，其中Imin是在間歇電流操作開始前的最小輸出電流。繼續步驟1124，確定切換周期的百分數，在該切換周期期間，電感器電流近似小於或等於最小輸出電流。在步驟1126，比較切換周期百分數和參考百分數如近似等於40％。在步驟1128，如果佔空比百分數超過參考百分數，切換到DCM。在步驟1130，檢測已調輸出電壓。在步驟1132，將所檢測的已調輸出電壓偏移到第一電壓參考V1之上。在步驟1134，比較偏移的已調輸出電壓和第二電壓參考V2。繼續步驟1136，如果偏移的已調電壓一部分小於或等於V2，那麼模式控制器切換到CCM模式。
捕獲狀態信息圖36表示用於為輸出調節器1200捕獲數字控制器1201狀態信息的存儲系統1200。輸出調節器1200可以是包括開關調節器、線形調節器、電流調節器、電壓調節器和功率調節器在內的任何類型的調節器。輸出調節器1200可包括功率級1204和輸出濾波器1206，以將來自輸入源的能量轉換成已調輸出，該能量用於供應能量至負載1208。輸出傳感器1210可檢測已調輸出並向數字控制器1201提供輸入。
存儲系統1200可包括信息控制器1203以恢復狀態信息。信息控制器1203可有利地捕獲任何狀態信息，如輸出電壓、輸出電流、標稱佔空比、已調整佔空比、功率開關器件接通時間、功率開關器件關斷時間、輸入電流、誤差電壓、延遲控制值、調整值和所有其它由數字控制器1201或輸出調節器1200接收或處理的數字值。
存儲器1212可存儲狀態信息。可採用任何類型的存儲器，如靜態RAM、動態RAM、快閃RAM和內容可尋址RAM。狀態信息可臨時性以任何方式組織，這些方式包括使用時間戳、按序存儲信息和基於觸發事件存儲狀態信息的子集。觸發事件可以是任何類型的事件，如狀態值超過預定閾值、預定時間間隔已用完以及多個觸發事件的組合。狀態信息可在任何時間間隔上存儲，例如切換周期一部分的短間隔和延伸到數月和數年的長間隔。
狀態信息分析器1214可分析存儲的狀態信息。狀態信息分析器1214可評估存儲的信息以確定系統和元件工作條件，例如對標稱工作範圍的偏離、元件可靠性估計和元件保養的必要性。可在預定的時間周期評估所存儲的狀態信息。狀態信息分析器1214可永遠與存儲系統1202連接通信或間歇地與獨立的系統連接，該系統用於評估一個或多個輸出調節器的狀態。
已經說明了本發明的多個實施例。儘管如此，應該明白的是，在不偏離本發明的精神和範疇下，可對本發明做出不同的修改。因此，其它的實施例包括在權利要求的範疇內。
權利要求
1.一種用於確定輸出調節器的標稱佔空比的佔空比估計器，包括至少兩個模式，包括模式一估計器和模式二估計器；所述的模式一估計器確定所述標稱佔空比作為先前佔空比的函數；所述的模式二估計器確定所述標稱佔空比作為累積誤差的函數；以及模式選擇器，其基於模式選擇標準，選擇所述至少兩個模式中的一個以產生所述標稱佔空比。
2.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述模式一估計器以至少開關頻率的周期頻率確定所述標稱佔空比。
3.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的模式二估計器包括計算至少為所述輸出調節器的開關周期100倍的時間周期上的移動平均值。
4.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的先前佔空比包括接通時間；和所述模式一估計器進一步確定所述先前佔空比的所述接通時間並運用估計技術。
5.根據權利要求4所述的佔空比估計器，其中所述的估計技術從包括最小均方和三次樣條的組中選擇。
6.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的模式一估計器包括產生所述標稱佔空比作為當前佔空比的函數。
7.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的標稱佔空比由從包括多位數位訊號和變寬脈衝信號的組中所選擇的信號類型表示。
8.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的累積誤差從包括平均誤差、標準誤差和加權平均誤差的組中選擇。
9.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的模式選擇標準包括 其中Up*1是由所述模式1估計器確定的所述標稱佔空比，Up*2是由所述模式2估計器確定的所述標稱佔空比，Up*prior是用於前面周期的所述標稱佔空比，T1是預定常數。
10.根據權利要求1所述的佔空比估計器，其中所述的模式二估計器進一步包括累積器，其確定在大於輸出調節器的開關周期的時間周期上的累積誤差；參考產生器，其產生參考水平；以及比較器，其以最大速率比較所述累積誤差和參考水平，該最大速率約為開關周期的100倍以致產生單零，並基於所述比較產生佔空比。
全文摘要
一種用於確定輸出調節器的標稱佔空比的佔空比估計器包括至少兩個模式，所述模式包括模式一估計器和模式二估計器。所述的模式一估計器確定所述標稱佔空比作為先前佔空比的函數。所述的模式二估計器確定所述標稱佔空比作為累積誤差的函數。模式選擇器基於模式選擇標準，選擇所述至少兩個模式中的一個以產生所述標稱佔空比。
文檔編號G05F1/40GK1603998SQ20041008891
公開日2005年4月6日 申請日期2003年7月10日 優先權日2002年7月10日
發明者S·蘇塔迪加, 何潤生, 張建成 申請人:馬維爾國際貿易有限公司