一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離DCDC變換器及其控制方法與流程

2023-06-06 00:48:36

本發明涉及開關電源技術領域，具體為一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器及其控制方法。

背景技術：

雙向隔離直流到直流變換器(雙向隔離dc/dc)是一種應用十分廣泛的電力電子裝置，它能雙向的將一種形式的直流電能轉化成另一種形式的直流電能。廣泛的應用於微電網、電力系統、分布式發電、儲能系統、軌道交通、電機牽引、航空航天、艦艇船舶、工業控制等領域。

例如，帶有儲能電池組的微電網系統，一方面，在微電網光伏、風能等新能源發電量充足的時候，能夠將暫時多餘的能量通過雙向dc/dc變換器儲存在電池、超級電容器等系統中；另一方面，在微電網電能供給緊張時，為了保證重要負荷的連續穩定運行，可將儲能系統的能量通過雙向dc/dc供給重要負荷。

由於雙向dc/dc變換器充電和放電兩種工況的工作原理不同，因此，兩種工況下對開關管的要求不同。導致滿足兩種工況的器件價格高，損耗大，響應慢。使整個裝置的性能變差，難以滿足電力、工業等用戶要求。

技術實現要素：

針對現有技術中存在的問題，本發明提供一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器及其控制方法，結構簡單，設計合理，控制方便，滿足輸出電壓電流要求的同時，減小了體積減小，降低了成本，提高了開關頻率。

本發明是通過以下技術方案來實現：

一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器，其設置在第一直流電壓源v1和第二直流電壓源v2之間，雙向的向第一直流電壓源v1或第二直流電壓源v2供給直流功率；

所述變換器包括高頻變壓器t1，連接在高頻變壓器t1高壓側的母線電容、第一半橋拓撲和第二半橋拓撲，以及連接在高頻變壓器t1低壓側的第三半橋拓撲、第四半橋拓撲、投切電容拓撲和lc濾波拓撲；投切電容拓撲由第九開關管m1和第五電容c5串聯組成；

所述的母線電容、第一半橋拓撲和第二半橋拓撲的兩端均分別連接在第一直流電壓源v1的正、負兩端；

所述的第三半橋拓撲、第四半橋拓撲、投切電容拓撲和lc濾波拓撲並聯設置；所述第二直流電壓源v2正端連接至lc濾波拓撲中點，負端連接至lc濾波拓撲電容端；

所述高頻變壓器原邊的一端經第四電容連接至第一半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至第二半橋拓撲的半橋中點；副邊一端連接至第三半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至第四半橋拓撲的半橋中點。

優選的，第一半橋拓撲由第一開關管q1和第二開關管q2串聯組成，第二半橋拓撲由第三開關管q3和第四開關管q4串聯組成，第三半橋拓撲由第五開關管q5和第六開關管q6串聯組成，第四半橋拓撲由第七開關管q7和第八開關管q8串聯組成；第一開關管q1、第二開關管q2、第三開關管q3、第四開關管q4、第五開關管q5、第六開關管q6、第七開關管q7和第八開關管q8均採用igbt。

進一步，第九開關管m1的驅動信號由第六開關管q6和第八開關管q8進行邏輯運算或得到。

優選的，第九開關管m1為mosfet單管器件。

優選的，母線電容由第一電容c1和第三電容c3並聯組成，lc濾波拓撲由第一電感l1和第二電容c2串聯組成；第一電容c1和第二電容c2為電解電容，第三電容c3、第四電容c4和第五電容c5為薄膜電容，第一電感l1為直流電感。

優選的，當第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2傳遞能量時，第一半橋拓撲和第二半橋拓撲的開關管工作在全橋電路工作模式，第三半橋拓撲和第四半橋拓撲的開關管封鎖驅動信號。

優選的，當第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1傳遞能量時，第一半橋拓撲和第二半橋拓撲的開關管封鎖驅動信號，第三半橋拓撲和第四半橋拓撲的開關管工作在boost電路工作模式。

一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器的控制方法，基於本發明所述的變換器，其包括，

當第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2傳遞能量時，變換器工作在buck電路模式，通過第九開關管m1將第五電容c5切除出電路；

當第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1傳遞能量時，變換器工作在boost電路模式，通過第九開關管m1將第五電容c5投入進電路。

優選的，具體地當第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2傳遞能量時，

開關管q1至開關管q4均導通50％的佔空比，開關管q5至開關管q8關斷；m1的驅動為q6和q8的驅動或邏輯得到，因此m1關斷；

開關管q1與開關管q2驅動互補，開關管q3與開關管q4驅動互補，開關管q4相對於開關管q1滯後一個0-180°的角度；由於開關管q3和開關管q2與開關管q1和開關管q4分別互補，因此，開關管q3相對於開關管q2也滯後同一個角度；開關管q1和開關管q2為超前橋臂；開關管q3和開關管q4為滯後橋臂；

在開關管q1和開關管q4共同導通的時間中，第一直流電壓源v1的輸出電流通過開關管q1和開關管q4至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過開關管q5和開關管q8的反並聯二極體將輸出電流傳到lc濾波拓撲電感端，最後將輸出電流傳遞至第二直流電壓源v2，完成能量從第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2的傳遞；

在開關管q2和開關管q3共同導通的時間中，第一直流電壓源v1的輸出電流通過開關管q2和開關管q3至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過開關管q6和開關管q7的反並聯二極體將輸出電流傳到lc濾波拓撲電感端，最後將輸出電流傳遞至第二直流電壓源，完成能量從第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2的傳遞；

在開關管q1和開關管q3共同導通的時間中，開關管q1和開關管q3通過反並聯二極體續流，第二直流電壓源v2通過開關管q5、開關管q6、開關管q7和開關管q8的反並聯二極體共同導通和lc濾波拓撲實現續流，第一直流電壓源v1不提供能量；

在開關管q2和開關管q4共同導通的時間中，開關管q2和開關管q4通過反並聯二極體續流；第二直流電壓源v2通過開關管q5、開關管q6、開關管q7、開關管q8的反並聯二極體共同導通和lc濾波拓撲實現續流，第一直流電壓源v1不提供能量。

優選的，具體地當第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1傳遞能量時，

開關管q1至開關管q4關斷，開關管q5和開關管q8驅動相同，開關管q6和開關管q7驅動相同，開關管q5和開關管q7的驅動相差180°，開關管q6和開關管q8的驅動相差180°，且每個igbt開關管的導通時間大於50％；開關管m1的驅動為開關管q6和開關管q8的驅動或邏輯得到，因此m1一直導通；

在開關管q5和開關管q8共同導通的時間中，第二直流電壓源v2的輸出電流通過lc濾波拓撲的第一電感l1至開關管q5和開關管q8，經過開關管q5和開關管q8至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過開關管q1和開關管q4的反並聯二極體將輸出電流傳到第一直流電壓源v1，完成能量從第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1的傳遞；

在開關管q6和開關管q7共同導通的時間中，第二直流電壓源v2的輸出電流通過lc濾波拓撲的第一電感l1至開關管q6和開關管q7，經過開關管q6和開關管q7至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過開關管q2和開關管q3的反並聯二極體將輸出電流傳到第一直流電壓源v1，完成能量從第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1的傳遞；

在開關管q5、開關管q6、開關管q7和開關管q8全部導通的時間中，第二直流電壓源v2通過開關管q5、開關管q6、開關管q7、開關管q8和lc濾波拓撲第一電感l1實現續流，第一電容c1向第一直流電壓源v1提供能量。

與現有技術相比，本發明具有以下有益的技術效果：

本發明一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器及其控制方法，解決了全橋型隔離雙向dc/dc變換器工作在升壓模式時低壓側開關管尖峰電壓應力過高的問題，通過在低壓側全橋旁邊併入電容與開關管串聯電路。併入的開關管的控制信號由全橋開關管的驅動信號通過邏輯運算得到。這樣，裝置在升壓運行時能夠降低半導體器件選型的餘量與成本，降低系統損耗，提高開關頻率，降低裝置體積，在降壓運行時能夠提高開關頻率減小佔空比丟失。

附圖說明

圖1本發明實例中所述變換器的結構原理圖。

圖2本發明實例中所述變換器的控制原理圖。

圖3本發明實例中所述變換器buck運行模式的驅動波形。

圖4本發明實例中所述變換器boost運行模式的驅動波形。

具體實施方式

下面結合具體的實施例對本發明做進一步的詳細說明，所述是對本發明的解釋而不是限定。

本發明一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dcdc變換器，如圖1所示，設置在第一直流電壓源v1和第二直流電壓源v2之間，雙向的向第一直流電壓源v1或第二直流電壓源v2供給直流功率，包括，第一電容c1和第三電容c3並聯組成的母線電容，第一開關管q1和第二開關管q2串聯組成的第一半橋拓撲，第三開關管q3和第四開關管q4串聯組成的第二半橋拓撲，第五開關管q5和第六開關管q6串聯組成的第三半橋拓撲，第七開關管q7和第八開關管q8串聯組成的第四半橋拓撲，第一電感l1和第二電容c2串聯組成的lc濾波拓撲，第九開關管m1和第五電容c5組成的投切電容拓撲，以及第四電容c4與高頻變壓器t1；

母線電容的兩端分別連接在所述第一直流電壓源v1的正、負兩端；所述第一半橋拓撲的一端連接至所述母線電容的正端，另一端連接至所述母線電容的負端，所述第一半橋拓撲的半橋中點連接至第四電容的一端；所述第四電容一端連接至第一半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至高頻變壓器原邊的一端；所述第二半橋拓撲的一端連接至所述母線電容的正端，另一端連接至所述母線電容的負端，所述第二半橋拓撲的半橋中點連接至高頻變壓器原邊的另一端；所述高頻變壓器原邊的一端連接至第四電容的一端，另一端連接至第二半橋拓撲的半橋中點。

變壓器副邊一端連接至第三半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至第四半橋拓撲的半橋中點；所述第三半橋拓撲的兩端分別連接至第四半橋拓撲的兩端；所述第四半橋拓撲兩端分別連接至投切電容拓撲兩端；所述投切電容拓撲一端連接至lc濾波拓撲電感端，另一端連接至lc濾波拓撲電容端；所述第二直流電壓源v2正端連接至lc濾波拓撲中點，負端連接至lc濾波拓撲電容端；

當第一直流電壓源v1向第二直流電壓源v2傳遞能量時，第一半橋拓撲和第二半橋拓撲的開關管工作在全橋電路工作模式，第三半橋拓撲和第四半橋拓撲的開關管封鎖驅動信號。

當第二直流電壓源v2向第一直流電壓源v1傳遞能量時，第一半橋拓撲和第二半橋拓撲的開關管封鎖驅動信號，第三半橋拓撲和第四半橋拓撲的開關管工作在boost電路工作模式。

第九開關管m1的驅動信號由第六開關管q6和第八開關管q8進行邏輯運算「或」得到。

本發明一種用於抑制尖峰電壓的雙向隔離dc/dc變換器，具體的，如圖2所示，該變換器第一至第八開關管q1—q8為igbt半橋模塊，第九開關管m1為mosfet單管器件，第一電容與第二電容c1、c2為電解電容，第三至第五電容c3—c5為薄膜電容，第一電感l1為直流電感，t1為高頻變壓器，vbus為第一直流電壓源，vbat為第二直流電壓源。

如附圖2所示，所述雙向dc/dc變換器包括：母線電容c1的兩端分別連接在所述第一直流電壓源vbus的正、負兩端。所述第一半橋拓撲q1的集電極連接至所述母線電容c1的正端，q2的發射極連接至所述母線電容c1的負端，所述第一半橋拓撲的半橋中點連接至第四電容的一端；所述第四電容一端連接至第一半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至高頻變壓器的一端；所述第二半橋拓撲的一端連接至所述母線電容的正端，另一端連接至所述母線電容的負端，所述第二半橋拓撲的半橋中點連接至高頻變壓器原邊的一端；所述高頻變壓器原邊的一端連接至第四電容的一端，另一端連接至第二半橋拓撲的半橋中點。變壓器副邊一端連接至第三半橋拓撲的半橋中點，另一端連接至第四半橋拓撲的半橋中點；所述第三半橋拓撲的兩端分別連接至第四半橋拓撲的兩端；所述第四半橋拓撲兩端分別連接至投切電容拓撲兩端；所述投切電容拓撲一端連接至lc濾波拓撲電感端，另一端連接至lc濾波拓撲電容端；所述第二直流電壓源正端連接至lc濾波拓撲中點，負端連接至lc濾波拓撲電容端。

其中，本實施例中第一直流電壓源vbus是直流母線，第二直流電壓源是磷酸鐵鋰電池組。

本發明實施例中提供的雙向dcdc變換電路，當電池充電時，裝置工作在buck電路模式，這時需要通過開關管m1將c5切除出電路。當電池放電時，裝置工作在boost電路模式，這時需要通過開關管m1將c5投入進電路。

具體地，當電池充電時，如附圖3所示：q1至q4均導通50％的佔空比，q5—q8關斷。m1的驅動為q6和q8的驅動「或」邏輯得到，因此m1關斷。

q1與q2驅動互補，q3與q4驅動互補，q4相對於q1滯後一個角度(0—180°)。由於q3、q2與q1、q4分別互補，因此，q3相對於q2也滯後同一個角度。這樣，q1、q2為超前橋臂；q3、q4為滯後橋臂。

在q1和q4共同導通的時間(ton1)，第一直流電壓源vbus的輸出電流通過q1和q4至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過q5和q8的反並聯二極體將輸出電流傳到lc濾波拓撲電感端，最後將輸出電流傳遞至第二直流電壓源，完成能量從第一直流電壓源vbus向第二直流電壓源vbat的傳遞；在q2和q3共同導通的時間裡(ton2)，第一直流電壓源vbus的輸出電流通過q2和q3至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過q6和q7的反並聯二極體將輸出電流傳到lc濾波拓撲電感端，最後將輸出電流傳遞至第二直流電壓源，完成能量從第一直流電壓源vbus向第二直流電壓源vbat的傳遞。在q1和q3共同導通的時間(toff1)，q1和q3通過反並聯二極體續流，第二直流電壓源vbat通過q5、q6、q7、q8的反並聯二極體共同導通和lc濾波拓撲實現續流，第一直流電壓源不提供能量。在q2和q4共同導通的時間(toff2)，q2和q4通過反並聯二極體續流。第二直流電壓源vbat通過q5、q6、q7、q8的反並聯二極體共同導通和lc濾波拓撲實現續流，第一直流電壓源不提供能量。

具體地，當電池放電時，如附圖4所示：q1至q4關斷。q5和q8驅動相同，q6和q7驅動相同，q5和q7的驅動相差180°，q6和q8的驅動相差180°，且每個igbt的導通時間大於50％。m1的驅動為q6和q8的驅動「或」邏輯得到，因此m1一直導通。

在q5和q8共同導通的時間(ton1)，第二直流電壓源vbat的輸出電流通過lc濾波拓撲的第一電感l1至開關管q5和q8，經過q5和q8至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過q1和q4的反並聯二極體將輸出電流傳到第一直流電壓源vbus，完成能量從第二直流電壓源vbat向第一直流電壓源vbus的傳遞；在q6和q7共同導通的時間(ton2)，第二直流電壓源vbat的輸出電流通過lc濾波拓撲的第一電感l1至開關管q6和q7，經過q6和q7至高頻變壓器t1，經過高頻變壓器t1後通過q2和q3的反並聯二極體將輸出電流傳到第一直流電壓源vbus，完成能量從第二直流電壓源vbat向第一直流電壓源vbus的傳遞；在q5、q6、q7、q8全部導通的時間(toff)，第二直流電壓源vbat通過q5、q6、q7、q8和lc濾波拓撲第一電感l1實現續流，第一電容c1向第一直流電壓源提供能量。

具體地，若採用700v的直流母線(vbus＝700v)，250v-500v的磷酸鐵鋰電池(vbat＝250v-500v)：當電池電壓為500v時，電池放電，此時由於第一電感l1感抗較大，根據若開關頻率較高，則開關管q5至q8的尖峰電壓應力較大，而此時開關管m1導通，電容c5並聯在第三、第四半橋拓撲旁，大大減小了其尖峰電壓應力。而電池充電時，電容c5的容抗較小，很快將母線電流拉低到零，因此，等效佔空比丟失。因此，傳遞相同的能量，開關管q5至q8的電流應力較大。因此，關斷開關管m1，減小了其電流應力。

現有的技術為了解決上述問題需要選用餘量更大的開關管q5至q8，這樣效率將降低，開關頻率降低，體積增大，成本增加。而本實施例提供的雙向dc/dc變換電路，滿足輸出電壓電流要求的同時，減小了電壓電流應力，開關管損耗小，開關頻率提升，體積減小，降低了成本。

以上所述，僅為本發明的具體實施方式，但本發明的保護範圍並不限於此，任何熟悉本技術領域的技術人員在本發明揭露的技術範圍內，可輕易想到變化或替換，都應涵蓋在本發明的保護範圍之內。因此，本發明的保護範圍應以權利要求的保護範圍為準。