一種hs－dpcch信道ack時隙信號解調方法
2023-05-28 13:07:31 1
專利名稱：一種hs－dpcch信道ack時隙信號解調方法
技術領域：
本發明涉及寬帶碼分多址WCDMA上行信號解調，具體涉及一種WCDMA高速下行分組接入HSDPA的HS-DPCCH信道的ACK時隙信號解調方法。
背景技術：
HS-DPCCH信道是WCDMA HSDPA系統中用於下行HS-PDSCH信道質量反饋和HARQ-ACK響應的信道，其信道結構如圖1所示，HS-DPCCH信道的各子幀中的第一個時隙用於HARQ-ACK響應，簡稱ACK時隙，承載了UE對下行HS-PDSCH信道解調結果的反饋，是高速下行分組接入HSDPA混合自動重發請求HARQ技術的必要組成部分。HSDPA基站解調HS-DPCCH信道的ACK時隙時，需要用到ACK時隙的信幹比SIR估計值來判斷ACK時隙是有效的反饋結果還是上行非連續發送DTX。
由於3GPP R6規範的ACK時隙的內容，即有效的反饋結果發生變化，該變化如圖2所示，有效的反饋結果由ACK和NACK擴展為ACK、NACK、PRE和POST，使ACK信道編碼改變，因而現有的SIR估計方法不能直接適用，現有3GPP R5規範的SIR估計方法參見3GPP R4-030928，該提案中給出的SIR估計辦法是SIR={Im[zaccum]}2RNoiseSFHS-DPCCHk=1Finger|ck|2]]>其中， 指接收信號碼域功率，PNoise指每碼片噪聲功率，ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目。
同時，該現有的SIR估計方法對接收信號碼域功率 是有偏估計，且未考慮HS-DPCCH信道和上行專用物理控制DPCCH信道之間的定時偏移，如圖3所示，這樣當定時偏移不為0時，HS-DPCCH信道的ACK時隙時隙就與兩個上行DPCCH時隙有重疊，此時如果兩個DPCCH時隙的多徑數目不同，則它們的信道估計值也不同，現有方法未考慮信道估計值不同，則使SIR估計則偏差較大。
發明內容
本發明需要解決的技術問題是提供一種HS-DPCCH信道ACK時隙信號解調方法，能夠適合3GPP R6規範、兼容R5規範進行SIR估計並對接收信號碼域功率進行無偏估計且考慮HS-DPCCH信道和DPCCH信道之間的定時偏移，在此基礎上能使ACK時隙信號解調更正確。
本發明的上述第一個技術問題這樣解決，提供一種HS-DPCCH信道ACK時隙信號解調方法，包括以下步驟1.1)根據定時偏移TimingOffset將ACK時隙分為一或二部分進行ACK時隙SIR估計when slot_offset0,SIR=(10-slot_offset)*SIR1+slot_offset*SIR210when slot_offset=0,SIR=SIR1]]>其中，SIR1=(max[correlation1])2-ISCP/(10-slot_offset)ISCPCP1]]>SIR2=(max[correlation2])2-ISCP/slot_offsetISCPCP2]]>slot_offset＝Ti min gOffset mod 10ISCP是指與HS-DPCCH信道的ACK時隙有重疊的上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率，(max[correlation1])2和(max[correlation2])2是本部分HS-DPCCH符號與對應信道編碼模式w(n，l)的最大相關值的平方，CP1和CP2是本部分信道估計值功率均值，TimingOffset是HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道之間的定時偏移，z是ACK時隙的符號組成向量z＝[z1z2z3z4z5z6z7z8z9z10]；1.2)根據所述SIR估計和指定門限判斷該ACK時隙是有效的反饋結果還是DTX，如果是有效的反饋結果則根據解碼算法進一步區分。有效的反饋結果在R5裡指ACK和NACK，在R6裡指ACK，NACK，PRE，POST)，最終的ACK時隙的解調結果指DTX或ACK或NACK或PRE或POST，上報給基站的HSDPA調度器進行處理。
按照本發明提供的解調方法，所述上行DPCCH時隙可以是兩個，ISCP是指與HS-DPCCH信道的ACK時隙有重疊的前一個上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率。
按照本發明提供的解調方法，所述幹擾信號碼域功率經過濾波，穩定狀態時，所述兩個上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率差異很小，可認為是相同的。
按照本發明提供的解調方法，所述correlation1和correlation2是本部分HS-DPCCH符號與對應信道編碼模式w(n，l)的相關值，即correlation1(l)=110-slot_offsetn=110-slot_offset(znw(n,l)),l=1,2,3,4]]>correlation2(l)=1slot_offsetn=11-slot_offset10(znw(n,l)),l=1,2,3,4.]]>按照本發明提供的解調方法，所述信道估計值功率均值CP1和CP2是CP1=110-slot_offseti=110-slot_offsetcpi]]>CP2=1slot_offseti=11-slot_offset10cpi]]>其中，cp是信道估計值功率組成向量cp＝[cp1cp2cp3cp4cp5cp6cp7cp8cp9cp10]cpn=k=1Finger|ck*(n)|2,n=1,2,...,10]]>ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目。
按照本發明提供的解調方法，所述ACK時隙的符號組成向量z是
zn=imag{k=1Fingerck*(n)rk(n)},]]>n＝1，2，...，10，其中rk(n)是第n個符號的第k條多徑解擴輸出，ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目，imag{}表示取虛部。
按照本發明提供的解調方法，所述ACK信道編碼模式數組w(n，l)包括但不限制於是3GPP R6規範或者3GPP R5規範規定的信道編碼模式，可適合3GPP R6規範併兼容3GPP R5規範；這種解調方法是兼容的，3GPP R5的編碼模式也可同樣統一處理，下面僅以3GPP R6的編碼模式為例對發明方法進行說明。
按照本發明提供的解調方法，所述3GPP R6規範的信道編碼模式w(n，l)是4行10列的二維數組，如下表所示
按照本發明提供的解調方法，所述幹擾信號碼域功率ISCP的獲取包括以下步驟9.1)計算s(j)=i=1Npp(i,j);]]>9.2)計算I(j)=i=1Np|p(i,j)-s(j)|2;]]>9.3)計算I=1Nrj=1NrI(j);]]>9.4)迭代計算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI輸出ISCP(n)；其中，Np是一個DPCCH時隙中導頻符號個數，i是一個DPCCH時隙中導頻符號的索引，取值範圍是[1Np]；n是時隙索引，取值範圍是{1，2，3，...}；Nr是第n時隙的多徑數目，j是多徑索引，取值範圍是[1Nr]；p(i，j)是第n時隙的第j條多徑的第i個導頻符號幅度；s(j)是第n時隙的第j條多徑的導頻符號幅度均值；I(i)是第n時隙的第j條多徑的幹擾信號能量；I是第n時隙的所有多徑的幹擾信號能量均值；ISCP(n)是第n時隙的幹擾信號碼域功率；α是IIR濾波器的濾波係數，當n＝1時，α＝1；當n＞1時，α∈(0，1)。
按照本發明提供的解調方法，所述指定門限的取值範圍是[-5，-6.5]dB，SIR大於該門限是有效的反饋結果，否則是上行非連續發送DTX。
本發明提供的HS-DPCCH信道ACK時隙信號解調方法，與現有技術相比①採取了最大相關值技術求信號碼域功率，從而適應了R6規範中HS-DPCCH信道ACK時隙Message內容變化，並與R5規範兼容；②考慮了HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道的定時偏移；③對接收信號碼率功率採用了無偏估計；所以本方法不僅可以滿足規範的要求，而且使得SIR估計更加準確，有助於提高HS-DPCCH信道的ACK解碼的性能。
下面結合附圖和具體實施例進一步對本發明進行詳細說明。
圖1是HS-DPCCH的信道結構圖。
圖2是3GPP R6相對於3GPP 5的HARQ-ACK時隙Message內容的變化圖。
圖3是HS-DPCCH與DPCCH的定時關係圖。
圖4是ISCP的計算流程圖。
具體實施例方式
首先，說明本發明核心HS-DPCCH信道的ACK時隙的SIR估計方法，包括以下步驟(一)獲取輸入數據幹擾信號碼域功率，ACK時隙符號，信道估計值功率，ACK信道編碼模式數組，以及HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道之間的定時偏移。
幹擾信號碼域功率是指與HS-DPCCH的ACK時隙有重疊的上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率，如果有兩個DPCCH時隙與HS-DPCCH的ACK時隙重疊，則輸入為前一個DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率。幹擾信號碼域功率是經過濾波的，可認為在穩定狀態時相鄰兩個時隙內的幹擾信號碼域功率不變。
ACK時隙符號是指最大比合併以後的HS-DPCCH的ACK時隙的10個符號。信道估計值功率是指與ACK時隙符號一一對應的信道估計值的功率。ACK信道編碼模式數組是3GPP R6規範規定的對不同的ACK內容的信道編碼模式。HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道之間的定時偏移是指HS-DPCCH的子幀與它前面最近的上行DPCCH無線幀之間的定時偏移。
(二)根據定時偏移計算相應的時隙偏移，即HS-DPCCH信道的ACK時隙與它前面最近的上行DPCCH時隙之間的偏移。
(三)根據時隙偏移的不同分別計算SIR。
如果時隙偏移不為0，則根據時隙偏移將HS-DPCCH的ACK時隙分為兩部分來計算各自的SIR，最後用兩部分的SIR計算整個HS-DPCCH的ACK時隙的SIR；各部分SIR的計算公式為SIR＝(本部分ACK符號與對應信道編碼模式的最大相關值的平方-幹擾信號碼域功率/本部分ACK符號個數)/(幹擾信號碼域功率×本部分信道估計值功率均值)。
上式的分母是對接收信號碼域功率的無偏估計。
如果時隙偏移為0，則將HS-DPCCH的ACK時隙作為一部分直接計算SIR，計算公式與時隙偏移不為0時各部分的計算公式相同。
第二步，詳細說明上述各步驟的具體內容，由於這種解調方法是兼容的，3GPP R5的編碼模式也可同樣統一處理，下面僅以3GPP R6編碼模式為例對發明方法進行詳細說明(一)獲取輸入數據的方式①幹擾信號碼域功率ISCP，是根據上行DPCCH信道的導頻符號計算，即為導頻符號的方差。ISCP的一種計算流程參見如圖4所示，包括9.1)計算s(j)=i=1Npp(i,j);]]>9.2)計算I(j)=i=1Np|p(i,j)-s(j)|2;]]>9.3)計算I=1Nrj=1NrI(j);]]>9.4)迭代計算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI輸出ISCP(n)。
其中，Np是一個DPCCH時隙中導頻符號個數，i是一個DPCCH時隙中導頻符號的索引，取值範圍是[1Np]；n是時隙索引，取值範圍是{1，2，3，...}；Nr是第n時隙的多徑數目，j是多徑索引，取值範圍是[1Nr]；p(i，j)是第n時隙的第j條多徑的第i個導頻符號幅度；s(j)是第n時隙的第j條多徑的導頻符號幅度均值；I(j)是第n時隙的第j條多徑的幹擾信號能量；I是第n時隙的所有多徑的幹擾信號能量均值；ISCP(n)是第n時隙的幹擾信號碼域功率；α是IIR濾波器的濾波係數，當n＝1時，α＝1；當n＞1時，α∈(0，1)。
②ACK時隙的符號組成向量z＝[z1z2z3z4z5z6z7z8z9z10]，其中，zn=imag{k=1Fingerck*(n)rk(n)},n=1,2,...,10...(1)]]>其中，rk(n)是第n個符號的第k條多徑解擴輸出，ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目，imag{}表示取虛部。
③信道估計值功率組成向量cp＝[cp1cp2cp3cp4cp5cp6cp7cp8cp9cp10]，其中cpn=k=1Finger|ck*(n)|2,n=1,2,...,10...(2)]]>④ACK信道編碼模式數組w是4行10列的二維數組，由3GPP TS25.212規定，如下表所示，表中的數值是極性化以後的，即0_+1，1_-1。
⑤HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道之間的定時偏移TimingOffset，範圍是[101，250]符號，由3GPP規範規定，如圖3所示的TimingOffset。
(二)根據TimingOffset計算時隙偏移slot_offset，如式(3)。
slot_offset＝Ti min gOffset mod 10 (3)(三)根據slot_offset將ACK時隙分為兩部分或一部分計算SIR。
如果slot_offset≠0，則將ACK時隙分為兩部分，用式(4)和(5)分別計算SIR1和SIR2，最後用式(6)計算整個ACK時隙的SIR；如果slot_offset＝0，則用式(4)計算SIR1就為整個ACK時隙的SIR，見式(6)。
SIR1=(max[correlation1])2-ISCP/(10-slot_offset)ISCPCP1...(4)]]>SIR2=(max[correlation2])2-ISCP/slot_offsetISCPCP2,only when slot_offset0...(5)]]>when slot_offset0,SIR=(10-slot_offset)*SIR1+slot_offset*SIR210when slot_offset=0,SIR=SIR1...(6)]]>其中，max[V]函數表示取向量V的最大元素，correlation1是由四個元素組成的向量，各元素計算如下correlation1(l)=110-slot_offsetn=110-slot_offset(znw(n,l)),l=1,2,3,4...(7)]]>correlation1是第一部分的HS-DPCCH符號與對應的ACK信道編碼模式的相關值。
(max[correlation1])2-ISCP/(10-slot_offset)是對接收信號碼率功率RSCP的無偏估計，與現有方法的有偏估計相比，其估計準確度更高。這裡通過ACK時隙符號與已知信道編碼模式相關並求最大相關值的方法來計算，滿足了R6規範的ACK時隙內容變化的要求。
CP1=110-slot_offseti=110-slot_offsetcpi...(8)]]>CP1是第一部分的cp的均值，它用在分母中的原因是RSCP是用信道補償後的符號計算的，而ISCP是用解擴後但沒有信道補償的符號計算的，因此要消除RSCP中信道估計值帶來的乘性增益。
correlation2(l)=1slot_offsetn=11-slot_offset10(znw(n,l)),l=1,2,3,4...(9)]]>correlation2是第二部分的HS-DPCCH符號與對應的ACK信道編碼模式的相關值。
CP2=1slot_offseti=11-slot_offset10cpi...(10)]]>CP2是第二部分的cp的均值。
權利要求
1.一種HS-DPCCH信道ACK時隙信號解調方法，其特徵在於，包括以下步驟1.1)根據定時偏移TimingOffset將ACK時隙分為一或二部分進行SIR估計when slot_offset0,SIR=(10-slot_offset)*SIR1+slot_offset*SIR210when slot_offset=0,SIR=SIR1]]>其中，SIR1=(max[correlation1])2-ISCP/(10-slot_offset)ISCPCP1]]>SIR2=(max[correlation2])2-ISCP/slot_offsetISCPCP2]]>slot_offset＝TimingOffset mod 10ISCP是指與HS-DPCCH信道的ACK時隙有重疊的上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率，(max[correlation1])2和(max[correlation2])2是本部分HS-DPCCH符號與對應信道編碼模式w(n，l)的最大相關值的平方，CP1和CP2是本部分信道估計值功率均值，TimingOffset是HS-DPCCH信道與上行DPCCH信道之間的定時偏移，z是ACK時隙的符號組成向量z＝[z1z2z3z4z5z6z7z8z9z10]；1.2)根據所述SIR估計和指定門限判斷該ACK時隙是有效的反饋結果則進一步解碼或是DTX則拋棄。
2.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述上行DPCCH時隙可以是兩個，ISCP是指與HS-DPCCH信道的ACK時隙有重疊的前一個上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率。
3.根據權利要求2所述解調方法，其特徵在於，所述幹擾信號碼域功率經過濾波，穩定狀態時，所述兩個上行DPCCH時隙對應的幹擾信號碼域功率基本相同。
4.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述correlation1和correlation2是本部分HS-DPCCH符號與對應信道編碼模式w(n，l)的相關值，即correlation1(l)=110-slot_offsetn=110-slot_offset(znw(n,l)),l=1,2,3,4]]>correlation2(l)=1slot_offsetn=11-slot_offset10(znw(n,l)),l=1,2,3,4.]]>
5.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述信道估計值功率均值CP1和CP2是CP1=110-slot_offseti=110-slot_offsetcpi]]>CP2=1slot_offseti=11-slot_offset10cpi]]>其中，cp是信道估計值功率組成向量cp＝[cp1cp2cp3cp4cp5cp6cp7cp8cp9cp10]cpn=k=1Finger|ck*(n)|2,n=1,2,...,10]]>ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目。
6.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述ACK時隙的符號組成向量z是zn=imag{k=1Fingerck*(n)rk(n)},n=1,2,...,10,]]>其中rk(n)是第n個符號的第k條多徑解擴輸出，ck(n)是第n個符號的第k條多徑的信道估計值，k是多徑索引，n是符號索引，Finger是多徑數目，imag{}表示取虛部。
7.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述ACK信道編碼模式數組w(n，l)可以是3GPP R6規範或者3GPP R5規範規定的信道編碼模式。
8.根據權利要求7所述解調方法，其特徵在於，所述3GPP R6規範的信道編碼模式w(n，l)是4行10列的二維數組，如下表所示
9.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述幹擾信號碼域功率ISCP的獲取包括以下步驟9.1)計算s(j)=i=1Npp(i,j);]]>9.2)計算I(j)=i=1Np|p(i,j)-s(j)|2;]]>9.3)計算I=1Nrj=1NrI(j);]]>9.4)迭代計算ISCP(n)＝(1-α)ISCP(n-1)+αI輸出ISCP(n)；其中，Np是一個DPCCH時隙中導頻符號個數，i是一個DPCCH時隙中導頻符號的索引，取值範圍是[1Np]；n是時隙索引，取值範圍是{1，2，3，...}；Nr是第n時隙的多徑數目，j是多徑索引，取值範圍是[1Nr]；p(i，j)是第n時隙的第j條多徑的第i個導頻符號幅度；s(j)是第n時隙的第j條多徑的導頻符號幅度均值；I(i)是第n時隙的第j條多徑的幹擾信號能量；I是第n時隙的所有多徑的幹擾信號能量均值；ISCP(n)是第n時隙的幹擾信號碼域功率；α是IIR濾波器的濾波係數，當n＝1時，α＝1；當n＞1時，α∈(0，1)。
10.根據權利要求1所述解調方法，其特徵在於，所述指定門限的的取值範圍是[-5，-6.5]dB。
全文摘要
本發明涉及一種HS－DPCCH信道ACK時隙信號解調方法，包括根據定時偏移TimingOffset將ACK時隙分為一或二部分進行估計
文檔編號H04L12/56GK101039171SQ200710086768
公開日2007年9月19日 申請日期2007年3月15日 優先權日2007年3月15日
發明者田濤, 徐海燕 申請人:中興通訊股份有限公司