一種隔離型四元件諧振電路及控制方法
2023-05-28 11:24:26
一種隔離型四元件諧振電路及控制方法
【專利摘要】本發明涉及電力電子電能變換電路，旨在提供一種隔離型四元件諧振電路及控制方法。該電路包括整流電路和變壓器，還包括由第一諧振電感、第二諧振電感、原邊諧振電容和副邊諧振電容構成的四個諧振元件。本發明通過四個諧振元件實現了軟開關的特性，降低了電路的開關損耗因此，與傳統的PWM斬波變換技術相比，能夠實現原副邊的軟開關特性。同時，本發明的四元件諧振電路的諧振元件位於變壓器的原邊或副邊，在變壓器的原邊和副邊分別具有諧振電容，該諧振電容具有隔直的作用，可以避免互補驅動控制下變壓器的直流偏磁問題，因此本發明的諧振電路適用變頻控制或互補驅動控制等多種控制方式。
【專利說明】
一種隔離型四元件諧振電路及控制方法
【技術領域】
[0001]本發明涉及一種電力電子電能變換電路，尤其涉及一種隔離型四元件諧振電路及控制方法。
【背景技術】
[0002]傳統的PWM斬波變換器，其功率元件工作於硬開關模式下，開關損耗大，效率低，難以通過高頻化實現功率密度的提升，同時EMI特性較差，需要增加很多濾波抑制單元，既增加了成本，也降低了效率。
[0003]諧振變換器利用諧振電路為功率元件創造了軟開關條件，降低了開關損耗。而現有的諧振電路採用變頻式的控制方式，變頻控制方式中，在輕載下容易出現打嗝或跳周期的工作模式，這種工作模式容易出現輸出電壓或輸出電流的紋波較大問題。而現有的諧振電路如果採用改變佔空比的控制方式，則可能出現變壓器偏磁等問題。
【發明內容】
[0004]本發明要解決的技術問題是，克服現有技術中的不足，提供一種隔離型四元件諧振電路及控制方法，以解決現有技術中諧振電路的不足。
[0005]為實現上述目的，本發明的解決方案是:
[0006]提供一種隔離型四元件諧振電路，包括整流電路和變壓器；還包括由第一諧振電感、第二諧振電感、原邊諧振電容和副邊諧振電容構成的四個諧振元件；
[0007]所述第一諧振電感、第二諧振電感和原邊諧振電容相串聯，作為第一串聯支路；第一串聯支路的兩端作為隔離型四元件諧振電路的輸入端接於電源的兩端；
[0008]所述變壓器的原邊繞組並聯在第一諧振電感兩端，其副邊繞組則與副邊諧振電容串聯，作為第二串聯支路；第二串聯支路的兩端連接整流電路的輸入端，整流電路的輸出端則作為隔離型四元件諧振電路的輸出端。
[0009]作為一種改進，所述電源是指由直流電源與DC/DC拓撲電路構成的高頻脈衝電源，其輸出電壓是可調脈衝寬度的脈衝電壓。
[0010]作為一種改進，所述的高頻脈衝電源是通過連接在直流電源輸出端的半橋結構DC/DC拓撲電路實現的，具體為:
[0011]第一開關管的第一端連接直流電源的正輸出端，第一開關管的第二端連接第二開關管的第一端，第二開關管的第二端連接直流電源的負輸出端；
[0012]第二開關管的第一端和直流電源的負輸出端分別作為高頻脈衝電源的輸出端；
[0013]各開關管均具有控制端，通過控制端實現對開關管的控制，使高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝寬度的脈衝電壓。
[0014]作為一種改進，所述的高頻脈衝電源是通過連接在直流電源輸出端的全橋結構DC/DC拓撲電路實現的，具體為:
[0015]第三開關管的第一端連接第五開關管的第一端和直流電源的正輸出端，第三開關管的第二端連接第四開關管的第一端，第五開關管的第二端連接第六開關管的第一端，第四開關管的第二端連接第六開關管的第二端和直流電源的負輸出端；
[0016]第三開關管的第二端和第五開關管的第二端分別作為高頻脈衝電源的輸出端；
[0017]各開關管均具有控制端，通過控制端實現對開關管的控制，使高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝寬度的脈衝電壓。
[0018]作為一種改進，所述第一諧振電感是變壓器的勵磁電感。
[0019]作為一種改進，所述第二諧振電感是與變壓器相獨立的外接電感，或者是變壓器的漏感。
[0020]作為一種改進，所述整流電路是全橋整流電路、半橋倍壓整流電路或T型倍壓整流電路。
[0021]本發明進一步提供了基於前述隔離型四元件諧振電路的諧振控制方法，S卩，對於半橋結構DC/DC拓撲電路而言，所述第一開關管和第二開關管採用互補驅動控制，或者是採用變頻控制和互補驅動控制結合使用。
[0022]或者是，對於全橋結構DC/DC拓撲電路而言，所述第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管中，第三開關管和第六開關管為第一組開關管，第四開關管和第五開關管為第二組開關管，其中相同組別的開關管同步驅動，不同組別的開關管採用互補驅動控制，或者是採用變頻控制和互補驅動相結合的控制。
[0023]作為一種改進，當採用變頻控制和互補驅動相結合的控制方式時，設定諧振電路連接的負載與滿載的比值為預設值A，預設值A為[0，I]之間的任意數值；則:當諧振電路連接的負載與滿載的比值大於預設值A時，採用變頻控制；當諧振電路連接的負載與滿載的比值小於預設值A時，採用互補驅動控制。
[0024]作為一種改進，在採用互補驅動控制時:
[0025]對於半橋結構DC/DC拓撲電路而言，各開關管的頻率的選擇隨著第一開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二開關管佔空比遠離50%而升高。
[0026]或者是，對於全橋結構DC/DC拓撲電路而言，各開關管的頻率的選擇隨著第一組開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二組開關管佔空比遠離50%而升高。
[0027]與現有技術相比，本發明的有益效果在於:
[0028]作為一種新型的四元件諧振的電路，通過第一諧振電感、第二諧振電感、原邊諧振電容和副邊諧振電容構成的四個諧振元件實現了軟開關的特性，降低了電路的開關損耗因此，與傳統的PWM斬波變換技術相比，能夠實現原副邊的軟開關特性。同時，本發明的四元件諧振電路的諧振元件位於變壓器的原邊或副邊，在變壓器的原邊和副邊分別具有諧振電容，該諧振電容具有隔直的作用，可以避免互補驅動控制下變壓器的直流偏磁問題，因此本發明的諧振電路適用變頻控制或互補驅動控制等多種控制方式。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0029]圖1為本發明提供的一種隔離型四元件諧振電路的實施例一電路圖；
[0030]圖2為實施例一電路中的電流電壓波形圖；
[0031]圖3為本發明提供的一種隔離型四元件諧振電路的實施例二電路圖；
[0032]圖4為本發明提供的一種隔離型四元件諧振電路的實施例三電路圖；
[0033]圖5為現有技術的控制方式下電壓波形圖；
[0034]圖6為本發明提供的一種隔離型四元件諧振電路的一種整流電路；
[0035]圖7為本發明提供的一種隔離型四元件諧振電路的另一種整流電路。
【具體實施方式】
[0036]下面將結合本申請實施例中的附圖,對本申請實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本申請一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本申請中的實施例，本領域普通技術人員在沒有作出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本申請保護的範圍。顯而易見地，各附圖僅僅是本發明的實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動的前提下，還可以根據提供的附圖獲得其他的附圖。
[0037]本申請實施例公開了一種隔離型四元件諧振電路，四元件諧振，且諧振元件分別位於隔離器件(即變壓器)的原、副邊，實現了軟開關的特性，降低了開關損耗。
[0038]本申請實施例一提供了一種隔離型四元件諧振電路。參照圖1，該諧振電路包括變壓器Tl,整流電路,第一諧振電感Lm,第二諧振電感Lr,原邊諧振電容Crl和副邊諧振電容Cr2 ;其中，
[0039]所述第一諧振電感Lm、第二諧振電感Lr和原邊諧振電容Crl相串聯，作為第一串聯支路；所述變壓器Tl的原邊繞組並聯在第一諧振電感Lm兩端；所述變壓器的副邊繞組串聯所述副邊諧振電容Cr2，作為第二串聯支路；所述第一串聯支路的兩端連接高頻脈衝電源Vin_ac的輸出端；所述第二串聯支路的兩端連接整流電路的輸入端，所述整流電路的輸出端作為隔離型四元件諧振電路的輸出端；
[0040]所述第一諧振電感Lm、第二諧振電感Lr、原邊諧振電容Crl和副邊諧振電容Cr2構成四元件諧振。
[0041]通過上述的電路結構可以看出，在該諧振電路中，具有隔離器件變壓器Tl，將輸入端和輸出端隔離，同時，具有諧振元件，即分別由兩個電感和兩個電容組成的諧振電路。在該諧振電路中，第一諧振電感Lm、第二諧振電感Lr和原邊諧振電容Crl位於變壓器Tl的原邊，而副邊諧振電容Cr2位於變壓器Tl的副邊，該四元件諧振電路實現了電路的軟開關，降低了開關損耗。
[0042]具體地，圖2示出高頻脈衝電源電壓，流過第一諧振電感Lm的電流，流過第二諧振電感Lr的電流，以及流過副邊諧振電容Cr2的電流波形圖。
[0043]結合圖2，其中，高頻脈衝電源是由直流電源與DC/DC拓撲電路構成的，其輸出電壓為可調脈衝寬度的脈衝電壓。具體的，通過改變正向脈衝的寬度(或者改變負向脈衝的寬度)，即佔空比D可以調節該諧振電路的輸出電壓。
[0044]對於上述實施例一，高頻脈衝電源可以通過多種DC/DC拓撲電路實現，本申請優選圖3所示的半橋結構，或圖4所示的全橋結構。
[0045]如圖3所示，本實施例二提供一種半橋拓撲的四元件諧振電路。
[0046]具體的:
[0047]所述第一開關管的第一端連接所述直流電源的正輸出端，所述第一開關管的第二端連接所述第二開關管的第一端，所述第二開關管的第二端連接所述直流電源的負輸出端;
[0048]所述第一開關管的第二端，也即所述第二開關管的第一端，和所述直流電源的負輸出端，作為所述高頻脈衝電源的輸出端；
[0049]所述第一開關管和第二開關管還分別具有控制端，通過所述控制端控制第一開關管和第二開關管，使所述高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝電壓。
[0050]如圖4所示，本實施例三提供提供一種全橋拓撲的四元件諧振電路。
[0051]具體的:
[0052]所述第三開關管的第一端連接第五開關管的第一端和所述直流電源的正輸出端，所述第三開關管的第二端連接所述第四開關管的第一端，所述第五開關管的第二端連接所述第六開關管的第一端，所述第四開關管的第二端連接第六開關管的第二端和所述直流電源的負輸出端；
[0053]所述第三開關管的第二端，和所述第五開關管的第二端，作為所述高頻脈衝電源的輸出端；
[0054]所述第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管還分別具有控制端，通過所述控制端控制第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管，使所述高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝電壓。
[0055]上述實施例二和實施例三中，可以通過控制開關管的導斷來控制可調脈衝電壓，也即控制輸入到諧振電路的電壓。具體控制方式可以是變頻控制，或者互補驅動控制，或者變頻控制和互補驅動控制的相結合的控制方式。所述的變頻控制是指通過改變開關管通斷的頻率來調節或控制。本申請優選互補驅動控制、變頻控制與互補驅動控制相結合的控制方式。具體地，以圖3實施例二所示的半橋電路為例說明。
[0056]互補驅動控制，是指第一開關管的驅動信號佔空比Dl和第二開關管的驅動信號佔空比D2互補，也即D1+D2 = I ;是一種通過調節開關管佔空比而調節輸入到諧振電路的電壓的正向脈衝寬度的控制方式。當第一開關管的佔空比為D1、第二開關管的佔空比為(1-Dl)時，從圖3所示的電路結構可以看出，高頻脈衝電源的輸出電壓，也即輸入到諧振電路的電壓，其佔空比也為D1。
[0057]在互補驅動控制下，DC/DC電路的輸出功率大小取決於開關管的佔空比。當第一開關管的佔空比Dl和第二開關管的佔空比D2，滿足Dl = D2 = 50%條件時，DC/DC電路的輸出功率最大。而當Dl遠離50%時輸出功率降低，也即:D1在[50%，100%]的區間從小到大變化時，輸出功率隨之降低；或者在[0^,50% ]的區間從大到小變化時，輸出功率隨之降低。
[0058]變頻控制與互補驅動控制相結合的控制方式中，根據所述隔離型四元件諧振電路輸出端連接負載的不同和變化，可以採用互補驅動控制，也可以採用變頻控制；當採用變頻控制時的負載功率大於採用互補驅動控制時的負載功率。具體是:設定諧振電路連接的負載與滿載的比值為預設值A，預設值A為[0，I]之間的任意數值；則:當諧振電路連接的負載與滿載的比值大於預設值A時，採用變頻控制；當諧振電路連接的負載與滿載的比值小於預設值A時，採用互補驅動控制。
[0059]開關管和第二開關管在採用互補驅動控制時，其頻率的選擇隨著第一開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二開關管佔空比遠離50%而升高。
[0060]對於圖4實施例三所示的全橋電路而言，與上述實施例二的區別在於:
[0061]第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管中，第三開關管和第六開關管為第一組開關管，第四開關管和第五開關管為第二組開關管，其中相同組別的開關管同步驅動，不同組別的開關管採用互補驅動控制，或者是採用變頻控制和互補驅動相結合的控制。而在採用互補驅動控制時，各開關管的頻率的選擇隨著第一組開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二組開關管佔空比遠離50%而升高。
[0062]下面對比現有的諧振電路及其控制電路，闡述互補驅動控制下本申請的諧振電路的特點。
[0063]傳統的三元件的串並聯諧振，如LLC諧振變換器，由於其結構的特殊性，只能採用變頻的控制方式。在變頻控制方式下，負載變輕時，只能通過升高開關頻率的方式獲得輸出電壓的穩定；但是，受到控制電路和開關元件物理特性的限制，其開關頻率不能無限升高。因此，變頻控制下，在負載變得很輕時一般都採用「打嗝」或者跳周期的控制方式。參照圖5，其中VgsQl為開關關斷的驅動信號，當「打嗝」或跳周期工作時，驅動信號如圖5中為間隔一段時間出現的，這種控制方式會導致其輸出電壓紋波增大，如圖5中的Vo。
[0064]本發明中的四元件諧振電路，採用互補驅動控制時，輕載下不會因為頻率過高而出現「打嗝」或跳周期的控制方式，因此可以避免輕載下輸出電壓紋波大的問題。除此之外，互補驅動控制的四元件諧振電路，由於保留了諧振的特點，因此，與傳統的PWM斬波變換技術相比，能夠實現原副邊的軟開關特性。總之，本申請在互補驅動控制下，具有如下的優點:
1、實現開關管的零電壓開關，消除開關損耗；2、回收寄生電感或電容上的能量，提升能量轉換效率；3、實現高頻化，提升功率密度。
[0065]同時，本發明的四元件諧振電路的諧振元件位於變壓器的原邊或副邊，在變壓器的原邊和副邊分別具有諧振電容，該諧振電容具有隔直的作用，可以避免互補驅動控制下變壓器的直流偏磁問題，因此本發明的諧振電路適用變頻控制或互補驅動控制等多種控制方式。
[0066]當採用互補驅動控制與變頻控制相結合的控制方式時，在整個輸出負載的範圍內，可以兼顧工作頻率和佔空比，使開關管的佔空比不致過低或過高，同時使開關管的工作頻率也可以也不致過高。
[0067]上述諧振電路中，整流電路在本實施例中通過二極體D1、D2、D3和D4實現，二極體DU D2、D3和D4為全橋整流。整流電路除了實施例一的圖1示出的全橋整流方式，本發明中的整流電路可以是現有技術中的任何整流電路，例如可以是半橋倍壓整流，參照圖6，或者是T型倍壓整流，參照圖7。
[0068]本申請中的第一諧振電感Lm可以通過變壓器的勵磁電感實現；第二諧振電感Lr可以通過變壓器的漏感,也可以是外加的獨立電感。
[0069]以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制。雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明。任何熟悉本領域的技術人員，在不脫離本發明技術方案範圍情況下，都可利用上述揭示的方法和技術內容對本發明技術方案做出許多可能的變動和修飾，或修改為等同變化的等效實施例。因此，凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所做的任何簡單修改、等同變化及修飾，均仍屬於本發明技術方案保護的範圍內。
【權利要求】
1.一種隔離型四元件諧振電路，包括整流電路和變壓器；其特徵在於，還包括由第一諧振電感、第二諧振電感、原邊諧振電容和副邊諧振電容構成的四個諧振元件； 所述第一諧振電感、第二諧振電感和原邊諧振電容相串聯，作為第一串聯支路；第一串聯支路的兩端作為隔離型四元件諧振電路的輸入端接於電源的兩端； 所述變壓器的原邊繞組並聯在第一諧振電感兩端，其副邊繞組則與副邊諧振電容串聯，作為第二串聯支路；第二串聯支路的兩端連接整流電路的輸入端，整流電路的輸出端則作為隔離型四元件諧振電路的輸出端。
2.根據權利要求1所述的電路，其特徵在於，所述電源是指由直流電源與DC/DC拓撲電路構成的高頻脈衝電源，其輸出電壓是可調脈衝寬度的脈衝電壓。
3.根據權利要求2所述的電路，其特徵在於，所述的高頻脈衝電源是通過連接在直流電源輸出端的半橋結構DC/DC拓撲電路實現的，具體為: 第一開關管的第一端連接直流電源的正輸出端，第一開關管的第二端連接第二開關管的第一端，第二開關管的第二端連接直流電源的負輸出端； 第二開關管的第一端和直流電源的負輸出端分別作為高頻脈衝電源的輸出端； 各開關管均具有控制端，通過控制端實現對開關管的控制，使高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝寬度的脈衝電壓。
4.根據權利要求2所述的電路，其特徵在於，所述的高頻脈衝電源是通過連接在直流電源輸出端的全橋結構DC/DC拓撲電路實現的，具體為: 第三開關管的第一端連接第五開關管的第一端和直流電源的正輸出端，第三開關管的第二端連接第四開關管的第一端，第五開關管的第二端連接第六開關管的第一端，第四開關管的第二端連接第六開關管的第二端和直流電源的負輸出端； 第三開關管的第二端和第五開關管的第二端分別作為高頻脈衝電源的輸出端； 各開關管均具有控制端，通過控制端實現對開關管的控制，使高頻脈衝電源輸出的電壓為可調脈衝寬度的脈衝電壓。
5.根據權利要求1至4任意一項中所述的電路，其特徵在於，所述第一諧振電感是變壓器的勵磁電感。
6.根據權利要求1至4任意一項中所述的電路，其特徵在於，所述第二諧振電感是與變壓器相獨立的外接電感，或者是變壓器的漏感。
7.根據權利要求1至4任意一項中所述的電路，其特徵在於，所述整流電路是全橋整流電路、半橋倍壓整流電路或T型倍壓整流電路。
8.一種基於權利要求3或4所述隔離型四元件諧振電路的諧振控制方法，其特徵在於， 對於半橋結構DC/DC拓撲電路而言，所述第一開關管和第二開關管採用互補驅動控制，或者是採用變頻控制和互補驅動控制結合使用；或者是 對於全橋結構DC/DC拓撲電路而言，所述第三開關管、第四開關管、第五開關管和第六開關管中，第三開關管和第六開關管為第一組開關管，第四開關管和第五開關管為第二組開關管，其中相同組別的開關管同步驅動，不同組別的開關管採用互補驅動控制，或者是採用變頻控制和互補驅動相結合的控制。
9.根據權利要求8所述的方法，其特徵在於，當採用變頻控制和互補驅動相結合的控制方式時，設定諧振電路連接的負載與滿載的比值為預設值A，預設值A為[O，I]之間的任意數值；則:當諧振電路連接的負載與滿載的比值大於預設值A時，採用變頻控制；當諧振電路連接的負載與滿載的比值小於預設值A時，採用互補驅動控制。
10.根據權利要求9所述的方法，其特徵在於，在採用互補驅動控制時: 對於半橋結構DC/DC拓撲電路而言，各開關管的頻率的選擇隨著第一開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二開關管佔空比遠離50%而升高；或者是，對於全橋結構DC/DC拓撲電路而言，各開關管的頻率的選擇隨著第一組開關管佔空比遠離50%而升高，或者，其頻率的選擇隨著第二組開關管佔空比遠離50%而升高。
【文檔編號】H02M3/28GK104135154SQ201410381479
【公開日】2014年11月5日 申請日期:2014年8月5日 優先權日:2014年8月5日
【發明者】吳新科 申請人:浙江大學, 英飛特電子（杭州）股份有限公司