減少數字傳輸用調幅發射機中帶外發射的方法
2023-05-28 10:56:26 1
專利名稱：減少數字傳輸用調幅發射機中帶外發射的方法
技術領域：
本發明涉及AM廣播發射機(AM-振幅調製)的領域，該發射機在數位化向前推進時由模擬發射轉換成數字傳輸。
到現在為止，通常的發射機類型是非線性的AM發射機，它的特點是RF輸入(射頻)和音頻輸入，而且該發射機類型是連續在使用。其原因如下AM發射機以開關的模式在內部操作並因此具有比那些線性發射機好上3倍的效率，後者在其它情況下通常用於數字傳輸，比如，對DAB(數字音頻廣播)和DVB(數字視頻廣播)的情況。這樣便可節約操作的成本。
如果在初步階段無更多的投資，則確信廣播電臺從模擬向數字轉換是比較容易的。
對於數字調製採用非線性AM發射機需要特殊的發射機操作模式。在模擬AM的情況下，只有HF(高頻)振蕩的包絡會根據信息信號而受到影響。如果，數位訊號代替音頻信號饋給調製器，則隨著數字調製將發生「通斷鍵控」(OOK)或幾乎等效於「幅移鍵控」(ASK)。在矢量圖中，OOK或ASK只分別處於正的實軸上。
然而，在數字調製中，這是常見的，而且，由於較佳的信噪比，故對數位訊號，有必要通過全部的複雜平面。當觀察矢量圖中數位訊號的各個取樣點，可獲得相關的相位星。由於這上面的組點是在4個象限上分布並且如在OOK或ASK的情況那樣不是處於一條直線上，所以該組點的最小距離較大(對於傳輸的數位訊號給出相同的能量支出)。
所調製的數位訊號由兩個部分的信號(I和Q)產生，這兩個信號互相垂直。I-信號(「同相位」)被調製成具有頻率Ft(載頻)的餘弦振蕩。Q-信號(「正交」)被調製成具有相同頻率Ft的正弦振蕩。兩種調製振蕩的和產生複雜的調製數據信號(餘弦0-180度，正弦-90_+90度)。調製的I/Q-信號通過濾波器以如此的方式成形，從便它具有與所希望的帶寬完全一樣的預定曲線形狀。
但是，需要調製的I/Q-信號以這樣的方式加以轉換，以便使兩種信號，振幅信號(A-信號)和相位調製的載波信號(RF-P)從中產生，它們適合於對AM發射機的適當控制(見圖2)。接著，在AM發射機的輸出，所調製的I/Q信號又一次用較高的功率產生。
所調製的I/Q-信號對應於迪卡爾圖。迪卡爾圖被轉換成帶振幅和相位的極性圖。以這種方式，可獲得振幅信號(A-信號)以控制在音頻輸入的AM發射機。相位調製過的射頻(RF-P信號)從初始得到的相位信號(P-信號)產生。有利的是，也可無中間步驟直接通過P-信號獲得RF-P信號。以此便產生控制AM發射機所需要的信號-控制音頻輸入用的振幅信號(A-信號)-控制RF電路用的相位調製的RF信號(RF-P信號)。
A-信號被饋送給AM發射機的調製器輸入(音頻輸入)，而RF-P信號則用於對發射機的HF-型控制。在發射機輸出級，兩種信號A和RF-P被用乘法結合，形成高頻數字輸出信號。理論上輸出信號與坐標轉換前對應放大的複雜的調製I/Q信號相同。
這是技術發展水平所描述的對，比如，在歐洲專利EP0708545或在德國專利DE19717169中。
在實際中，發射機的數字輸出信號並不精確地等同於放大調製的I/Q-信號。倒不如說，由於在調製過程中發生的非線性失真和由此帶來的不想要的發射，輸出信號是不同的。
AM發射機數字操作所需要的迪卡爾→極性轉換是十分高度非線性的。作為這樣的結果，A-信號和RF-P信號都具有非常大的帶寬並因此變得顯著地寬於對應於I-信號和Q-信號的帶寬。這便產生了以下的問題1.發射機必須在其A-分量上具有大大寬於(5倍或更多)模擬AM所需的帶寬。
2.發射機也必須在其RF分量上具有大大寬於(5倍或更多)模擬AM所需的帶寬。
3.兩個分量的信號傳播時間必須相等(小到零點幾微妙)以允許A-信號和RF-P信號在發射機輸出級同步結合。
4.超越信道極限(也即，I/Q信號的帶寬)傳播的A-信號和RF-P信號的頻譜分量必須在發射機輸出級互相補償。不然，將發生不想要的發射(帶外發射-OOB和偽發射-SE)。
由於發射機輸出級是模擬目標，故所要求的超越信道極限傳播的頻譜分量的補償只是部分地成功了。實踐顯示，通過合理的努力可使這些不想要的頻譜分量僅僅抑制大約30dB(100倍的功率)到大約36dB(4000倍)。這些是有用頻譜和不想要發射的噪聲譜大小之間的距離。這些距離被稱為「過肩距離」。需要40dB(10000倍)到55dB(320000倍)的過肩距離以遵守由ITU(國際電信同盟，日內瓦)定義的所允許頻譜罩(spectrum mask)。
ITU頻譜罩(ITU-RSM.328-9，頻譜和帶寬的發射3.6.1.3帶外頻譜)定義了最大的AM發射機不想要發射的允許水平。由於AM發射機的國際協調，不想要發射的絕對最大值由ITU頻譜罩確定。
在最接近有用頻譜的附近，該罩提供一個公差範圍，該範圍可以達到符合ITU罩的要求。根據這點，對於給定的過肩距離帶外發射只需要減小得足夠快從而使ITU罩不被超過。這在
圖1中示出幾個例子，在這裡，作為如下假設，即用計數法產生的邊帶功率與對ITU罩(載波功率以下-12dB)所確定的標稱模擬邊帶功率一樣大。
從該圖中可看出，在發射機中獲得的過肩距離越小，則帶外發射中的傾斜率(或落差)就必定越高。如果，因為技術原因，比如，只有35dB的過肩距離可在發射機的輸出級獲得，則數字調製信號必須因此以這樣的方式加以影響，從而可獲得對於10kHz的信道帶寬得到至少10dB/7.2kHz的OOB傾斜度，一般來講，就是10dB/(0.72x帶寬)。
發射機中數字調製信號的影響及其對減少不想要發射用OOB傾斜度的作用是本發明的主題。
在矢量圖中，如果未採用特殊措施，則數字調製信號可從任何想要的可允許複雜點移到彎曲路徑上任何其它的可允許點，該彎曲路徑連接所有的可允許點而不形成紐結(kink)。這樣做的結果是，在矢量圖中就發生相當大數目的零交叉或近似零交叉。
因此在迪卡爾→極性的轉換中，帶零接觸或帶幾乎零接觸的尖峰在A-信號中發生同時在相位上跳過π。兩種特徵均導致，A-信號和RF-P信號都獲得了非常大的帶寬。由於在發射機輸出級中所需要的補償，這是不希望的而且必須加以避免。
當A-信號中的尖峰得以避免以及由此同時發生的相位跳躍時，那麼A-信號中方向上的變化實際上得以保持但不再那麼快。同樣保持的是π的相位變換(代替跳躍)，但該相位變換也不再如跳躍中的情況那樣快。為此，A-信號和RF-P信號的帶寬便明顯變窄，而對應頻譜的傾斜率則變得更大了。所以總的來說，發射機輸出級的補償過程變得不那麼嚴格而不想要的發射則減少。
對過程更加精確的分析顯示，在接近有用信號(信道極限)頻率的頻譜中未發生很多變化，這說明，這種措施無法明確地增加過肩距離。畢竟，過肩距離的大小與可獲得的補償有關。另一方面，帶外發射頻譜中的傾斜度增加了，從而若通過補償獲得35dB的過肩距離則可獲得10dB/(0.72x帶寬)的想要值。
對A-信號「零接觸」和由此在相位中跳躍的避免通過就象在矢量圖的0/0點處「挖個孔」那樣加以得到。這意味著，矢量圖中避免0/0點的調製選擇必需通過寬餘量進行。
對於AM帶中數字傳輸用的已由ITU推薦用於標準化並使用OFDM(正交頻分復用)多載波方法的DRM(數字無線電世界)系統的情況，由於傳輸信號的類噪聲特性而並不能為此容易地在矢量圖中進行挖「孔」。所以，DRM系統對發射機提出非常高的線性要求，因此相應地需要大的過肩距離。這意味著對DRM系統仍需發展新的高度線性的AM發射機以便能夠根據ITU頻譜罩符合有關不想要發射的要求。這是昂貴而乏味的並有可能一起危害DRM系統的引入。
通過使用在0/0點附近帶「孔」的調製方法，當今常用的具有小於35dB過肩距離的現存AM發射機，也可用於AM帶中的數字傳輸，如在「服務要求」中DRM所要求的那樣。繼續使用現存發射機的可能性是廣播電臺的最高優先權。只需要額外添加用於調節A-信號和RF-P信號(見圖2)的數字調製器。以這種方式，就有可能由模擬轉換到數字而無需有關傳輸裝置的較大成本。
對於現存AM帶中的數字傳輸，提出了調製方法的建議，該方法的特徵是在0/0點附近有一「孔」。那種調製方法是作為偏移調製(offset modulation)或代碼調製而出名的。
這樣的調製用於，比如不能將高頻的振幅減小到零值的發射機中。在具有行波管的衛星脈衝轉發器或具有以C類操作的傳輸放大器的GSM行動電話中可發現那樣的例子。
特別適合的是由16APSK(帶16組點的振幅相移鍵控)得到的調製類型。之所以這樣是因為，相比對於短波傳送尤其困難，較少的組點數量(比如，16)和採用較高水平的調製(比如，64組點)相比導致較大的淨數據吞吐量，因為低水平的調製固有地更加凹凸不平且要求較少的護錯編碼。
例1OFDM信號的改進OFDM信號具有完全矩形的頻譜，但在時域中，也即對時間信號的I-分量和Q-分量都具有類噪聲的特性，即時間。這是許多彼此互相獨立的子信道發生幹擾的結果。
如果在OFDM信號的情況中，接受了某種退化，也即對於給定信噪比誤比特率略微增加，於是就可以在矢量圖中進行「挖孔」。
為了這個目的，需要改進OFDM基帶信號的I(t)和Q(t)分量。只有在完成該步後才可以執行I/Q→A/RF-P轉換和給發射機調換頻率。
I(t)和Q(t)基帶信號是AC電壓並因此它們中的每一個都有零交叉。當I(t)和Q(t)都同時具有零交叉或在時間上只有很小的差別時，會發生臨界的情況，即此時在矢量圖中逼近或觸及0/0點。這在將I(t)和Q(t)分別看作x/y坐標系統(迪卡爾)中的x和y時就可看到。因此，如果同樣有x＝0，則不允許同時有y＝0；不然將遇到坐標原點0/0，但是這種情況必須絕對加以避免。
這個問題可通過定義閾值+So、+Su、-So和-Su，其中So＞Su，並不斷地將這些閾值與I(t)和Q(t)的大小進行比較加以解決(見圖3)。箭頭標出了需要修正以使I(t)信號在其零交叉處移動的位置。在實際中，I(t)和Q(t)信號是環繞的並且沒有紐結點。
當觀察以下情況，其中來自正值的Q(t)作為兩個信號的第一個(來自負值，它將是閾值-Su)那樣落在低閾值+Su下方時，I(t)將在此後立即具有零交叉。
對於I(t)，當信號來自正值時要檢查它是否落在閾值+So下方，或當信號來自負值時要檢查它是否落在閾值-So下方。如果發生這種情況，則希望信號落在相應的Su閾值下方不久之後就發生零交叉。這意味著，信號I(t)和Q(t)的零交叉互相跟得太緊，這根據前面的考慮是要加以避免的。
I(t)和Q(t)信號的零交叉不能絕對地加以避免。這裡要達到的是在時間上移動零交叉為此相隔，從而使兩種信號不會同時具有低的振幅值。對於所描述的例子，這就是說，I(t)信號必須以這樣的方式受到影響即使零交叉的發生在時間上離Q(t)信號的零交叉足夠遠。
在該例中，為此目的向I(t)信號加入進一環繞的脈衝，環繞脈衝的領先符號根據Su閾值的領先信號選擇。照這樣，I(t)信號以這樣一種方式「彎曲」一短時間從而使它的零交叉與Q(t)信號有足夠的距離。
有利的是，加入的脈衝具有餘弦(cos2)形狀或高斯鐘形曲線狀，選擇該形狀，從而使所發射信號的帶寬不增加。所加入脈衝的振幅由I(t)或Q(t)信號的傾斜度決定，要求選擇與傾斜度成正比的振幅。
改進後的I(t)和Q(t)信號如上述地被I/Q→A/RF-P轉換並饋送給AM發射機。由於進過改進，故A(t)和RF-P(t)信號在發射機中具有的帶寬較帶有OFDM基帶調製情況中的要小。
在發射機輸出級，結合A(t)和RF-P(t)信號以形成較低帶寬，也即信道帶寬的輸出信號，因為進行了改進所以需要較少的補償，這樣的結果就獲得了較低的帶外發射。
帶外發射的減少在過肩距離的大小中實際上變得幾乎不顯著；然而，用此使OOB向兩邊減少的傾斜度卻增加了。在本文中，在矢量圖中選擇的「孔」越大，則傾斜度就變得越大。
但是，矢量圖中的「孔」不能製作得跟想要的一樣大，因為OFDM信號被加入的脈衝所惡化了。這相當於有意增加噪聲。因此，必須選擇OOB和誤比特率之間適宜的折衷。在由接收機參照的OFDM信號中傳輸的導向符號也會受到噪聲的影響，該事實具有有利的效果因為噪聲由於這個原因而具有較不嚴重的後果。
例2BPSK測試順序的改進為了測量無線電信道也為了和接收機同步，可以使用BPSK測試順序(二進位相移鍵控-偽隨機或CAZAC)。在本文中，該測試順序的特性要為此加以確定，使之不產生無法接受的不想要的發射。
未改進的BPSK測試順序在符號中具有頻繁的變化。因此在迪卡爾→極性圖的轉換期間，具有零接觸或幾乎零接觸的尖峰在A-信號中發生並在相位上跳過π。這兩種特性導致A-信號和RF-P信號都得到非常大的帶寬。由於在發射機輸出級中需要的補償過程，因而這是不想要的，且必須加以避免。
因此，BPSK測試信號以這樣的方式加以，從而使矢量圖中形成一「孔」。由此，改進過的BPSK測試信號屬於這樣一類表徵為在矢量圖中的0/0點附近有一「孔」的調製。
在時域中，未進改進的BPSK測試順序看上去如圖4-A中部分所示的那樣。脈衝具有的大小為1且在時間上(定時地)有規律地彼此互相隔開。用於評估測試順序的已知算法旨在對改進過的測試順序同樣有用。
改進在於，第一步，將時鐘頻率加倍，以及在相同符號的兩個脈衝之間分別精確地設置附加的脈衝，如圖4-B的虛線所示。
第二步，在未改進測試順序中發生脈衝符號改變的每一處位置，在其中間精確地插入一脈衝。(見圖4-C)。脈衝的大小小於1(比如，0.2)並且在方向上為此定義使得未改進的測試順序中產生正脈衝以響應從+到-的轉變，而當符號從-變為+時則產生負脈衝(定義I)。
該定義是任意的從而使使改進測試順序中脈衝的符號可以其它相近的方式等效地加以選擇，這被稱為定義II。
由於改進的信號(圖4-C)，故當在複雜的平面中觀察時引起在調製的信號中產生旋轉。旋轉造成頻譜中的不對稱。為了避免不對稱，每次順序被重複時根據定義II來決定脈衝。這導致對脈衝串定義的連續變化。
在調製之前，將改進過的測試順序的信號通過環繞濾波器(比如，帶外轉的根引起的餘弦(root raised cosine with roll-off)＝0.2)。
改進並經過濾波測試順序的調製器具有I/Q形狀，根據圖4-B的信號作為I-信號加以調製，而根據圖4-C的信號則作為Q-信號加以調製。
由此，保證了調製的測試信號的矢量圖在它的原點具有一「孔」。
在接收端，不需要複雜的相互關係。相反，分別將接收端I-信號和Q-信號與在根據圖4-B在接收機中產生的信號相關就足夠了。此後，接著發生的是，可將接收的I-分量和Q-分量分開。
權利要求
1.一種減少數字傳輸用AM發射機中帶外發射的方法，其中，用於控制AM發射機的振幅信號和相位調製RF信號從數字調製信號產生，其特徵在於對於數字調製，所選擇的方法將振幅信號和相位調製RF信號的帶寬限制在這樣的程度，從而使帶外發射(1)作為過肩距離(2)的函數減少，後者可通過AM發射機以不超過(3)ITU頻譜罩的等級實現；數字調製方法具有的特徵是，零交叉沒有觸及而是通過矢量圖中寬的餘量，在0/0點附件形成一「孔」加以避免；以及對於數字調製，可以使用偏移調製或編碼調製的方法。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，矢量圖示中帶16組點的振幅相移鍵控的變量特別適合作為偏移調製，因為數量相對小的組點導致高的淨數據吞吐量；是個低水平的調製，它是相對地不平坦的且僅需較少的防差錯編碼。
3.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，提出的調製原理可用於OFDM信號的傳輸；矢量圖示中的「孔」通過移動OFDM基帶信號零交叉處的I(t)和Q(t)分量來完成；零交叉的移動根據預定閾值以下I(t)和Q(t)分量的減少來進行；落在閾值以下的分量首先保持不變，但其它的分量隨後就由加入的脈衝加以校正；只有在第一分量已落在低閾值(q)以下並且隨後的分量落在高閾值(i)以下的情況才加入附加的脈衝；「孔」的大小由附加脈衝的振幅決定；並且必須在「孔」的大小和由附加脈衝引起的比特誤碼率之間選擇合理的折衷。
4.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，測量無線電信道可以使用改進過的二進位相移鍵控測試順序；通過加倍時鐘頻率(B)和在未改進測試順序中具有符號改變的兩脈衝之間插入脈衝(C)，使改進產生了調製信號，該調製信號表徵為在矢量圖示中的0/0點附近有一「孔」；「孔」的大小可由插入脈衝的振幅加以調節；並且為了評估改進過的測試順序，可為未改進過的測試順序用已知的算法。
全文摘要
與使用現存AM發射機的數字傳輸相關的問題是，必須減少發生的帶外發射以符合ITU罩，因為可由AM發射機獲得的過肩距離對於滿意的補償是不夠的。控制AM發射機所需要的信號，(振幅信號和相位調製的RF信號)，由通過迪卡爾→極性轉換的數字調製信號形成，從而使振幅信號和RF信號的帶寬到達一造成無法接收的帶外發射值。為了防止這一點，本發明提供了一用於數字調製的方法，該方法通過在其矢量圖示中的寬餘量來避免零點，也即，在0/0點附近形成一「孔」。這種類型的調製方法被稱為偏移調製和編碼調製。16APSK的變量特別合適，因為只用16組點就可得到較高的淨數據吞吐量，而要求的編碼可忽略編碼。為了傳輸OFDM信號，通過偏移I(t)和Q(t)信號的零交叉來獲得矢量圖中的「孔」，後者通過將脈衝插入隨後的分量來獲得，比如，若另一個分量Q(t)已短期落入所定義閾值之內則可將脈衝插入I(t)。通過調製可使用測量無線電信道用的BPSK測試順序，其中，通過在兩個符號位改變的脈衝之間插入一脈衝來形成調製信號，所述的調製信號在0/0點附近有一「孔」。孔的大小可由所插入的脈衝加以調節。
文檔編號H04H20/49GK1568591SQ02800506
公開日2005年1月19日 申請日期2002年1月17日 優先權日2001年3月6日
發明者D·如多爾夫, A·謝弗 申請人:德國電信股份有限公司