電壓源逆變器的控制方法
2023-06-20 11:50:56 1
專利名稱：電壓源逆變器的控制方法
技術領域：
本發明涉及用於防止PWM(脈寬調製)系統的電壓源逆變器中的轉矩降低、轉矩波動以及不穩定現象的交流(AC)電機控制方法。
背景技術：
在PWM系統的電壓源逆變器中，使構成逆變器的P側開關元件和N側開關元件交替導通，以控制輸出電壓。然而，由於關斷時間導致在開關元件的切換過程中出現延遲，因此在對開關元件中的一個進行關斷之後經過了預定時期(空載時間)時才導通開關元件中的另一個，並且P側開關元件和N側開關元件不同時導通。
在現有技術的PWM系統的電壓源逆變器中，特別是在逆變器的輸出頻率較低的情況下，僅因為輸出電壓較低，就會由於所述空載時間的偏差而出現輸出電壓的大的變動和變形。因此，成為問題的是由逆變器控制的電機的轉矩降低，並且出現轉矩波動和不穩定電機現象。
已知的常規調整方法是專利文獻1中所公開的一種方法，通過該方法對空載時間(導通延遲)補償值的偏移進行自動調整。
專利文獻1國際申請公開WO98/42067(PCT/JP97/00909)。
發明內容
解決問題的手段然而，在專利文獻1中提供的相關示例中沒有公開一種用於對一起構成逆變器的P側開關元件與N側開關元件的空載時間補償值之間的偏差進行自動調整的方法。因此，當在P側開關元件與N側開關元件之間存在空載時間差時，無法進行令人滿意的校正，並且為了進行調整，必須通過提供兩個或者更多個不同的開關頻率(載波頻率)來驅動電機。
在考慮到這些問題的情況下提出了本發明。本發明的一個目的是提供一種簡單、精確的測量方法，從而能夠在不需要改變載波頻率的情況下對P側與N側之間的空載時間差進行測量，以及一種電壓源逆變器的控制方法，該方法能夠防止出現由於逆變器輸出電壓的變形而導致的不穩定現象以及由空載時間的偏差導致的轉矩波動。
解決問題的手段為了解決上述問題，本發明的特徵在於採用以下控制方法。
(第一發明)本發明提供了一種PWM系統的電壓源逆變器的控制方法，該電壓源逆變器包括控制電壓的大小、頻率和相位的功率半導體器件。
該控制方法包括如下步驟在運轉之前，針對逆變器的各相電流的各個極性存儲電壓誤差信息；以及在運轉過程中，讀取電壓誤差信息，以對電壓指令值或PWM指令信號的脈寬進行補償，從而校正電壓誤差。
(第二發明)所述控制方法還包括以下步驟在運轉前，對AC電機提供電流電壓指令，以在構成電壓源逆變器的功率半導體器件的兩相的電流值相等並且另一相的電流值為0的相位下，驅動AC電機；修改電壓校正值，以使得兩相的電流值相等或者一相的電流值為0；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉過程中使用的電壓誤差信息，以存儲電壓誤差信息。
(第三發明)該控制方法還包括以下步驟在運轉之前，對AC電機提供電流電壓指令，以在構成電壓源逆變器的功率半導體器件的兩相的電流值相等並且另一相的電流值是這兩相的電流值的總和的相位下，驅動AC電機；
修改電壓校正值，以使得兩相的電流值相等或者使得在一相中流過另一相的2倍的電流；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉期間使用的電壓誤差信息，以存儲電壓誤差信息。
(第四發明)該控制方法還包括以下步驟在運轉之前，對AC電機提供電流電壓指令，以在構成電壓源逆變器的功率半導體器件的各相中的電流落入預定條件的相位下驅動AC電機；修改電壓校正值，以使得電流值落入預定條件；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉期間使用的電壓誤差信息，以存儲該電壓誤差信息。
(第五發明)在該控制方法中，以不同的相位多次執行根據第二發明至第四發明的條件和方法中的任何一種，並且計算在運轉期間使用的電壓誤差信息並進行存儲。
儘管不對空載時間進行測量，但是可以對各相以及P側與N側之間的空載時間差進行測量和校正。因此，可以消除由於構成逆變器的開關元件的關斷時間而導致的切換延遲的偏差，並且由於不需要改變載波頻率，因此可以減少調整所需要的時間。
發明效果根據本發明，由於可以容易並且準確地計算空載時間的偏差值，所以可以防止由於空載時間的偏差所導致的波形變形和轉矩波動而產生的不穩定現象，並且可以提供穩定的控制。
圖1是示出根據本發明第一實施例的電壓源逆變器的電路結構的圖；圖2是示出作為本發明第一實施例的組成部分的控制器8的詳細電路圖；圖3是示出針對本發明第一實施例執行的運算處理內容的流程圖；
圖4是示出針對本發明第二實施例執行的運算處理內容的流程圖；圖5是示出根據本發明的空載時間補償器(9U、9V、9W)的說明圖。
標號和標記說明1電壓源逆變器2AC電機3U、3V、3W電流檢測器4U、4V、4W補償器5振蕩器6U、6V、6W加法器7門電路8逆變器控制器9U、9V、9W空載時間補償器10DC電源11速度指令電路12勵磁電流指令電路13A至13F開關電路14速度檢測器153相/2相轉換器162相/3相轉換器17一次角頻率運算電路18速度控制電路19轉矩電流控制電路20勵磁電流控制電路21電壓指令補償電路22A、22B加法器23累積器24偏差調諧處理器
具體實施例方式
以下參照附圖對本發明的實施例進行描述。
實施例1圖1中示出了本發明的第一實施例。在圖1中，標號1表示電壓源逆變器；2表示AC電機；3U、3V、3W表示電流檢測器；4U、4V、4W表示比較器；5表示用於使載波信號振蕩的振蕩器；6U、6V、6W表示加法器；7表示門驅動電路；8表示逆變器控制器；9U、9V、9W表示空載時間補償器；10表示直流(DC)電源；11表示速度指令電路；而13A、13B、13C表示開關電路。電壓源逆變器1採用PWM控制方法來將從DC電源10接收的DC電壓轉換成具有任意頻率的AC電壓。電壓源逆變器1包括由電晶體和諸如IGBT的功率半導體器件形成的開關元件TUP、TVP、TWP、TUN、TVN、TWN；以及以反向並聯方式連接到各功率半導體器件的反饋二極體DUP、DVP、DWP、DUN、DVN、DWN。將AC電機2連接到電壓源逆變器1的各相U、V、W的AC輸出端子。通過電流檢測器3U、3V、3W檢測AC電機2的U相、V相和W相的相電流Iu、Iv、Iw。應該注意將速度檢測器14與AC電機2相連。
將由速度指令電路11生成的速度指令值ωr*、AC電機2的U相、V相和W相的相電流Iu、Iv、Iw(這些電流是由電流檢測器3U、3V和3W檢測的)，以及由速度檢測器14獲得的速度檢測值ωr發送給逆變器控制器8。而且，如下所述，以120°的相位差輸出用於各相U、V和W的電壓指令模式信號(Vu*、Vv*、Vw*)。這裡，上標*表示指令值(以下相同)。當在運轉之前對空載時間的偏差進行測量時，開關電路13A、13B、13C輸出0，而在運轉期間，輸出從空載時間補償器9U、9V和9W接收的值。圖5是空載時間補償器9U、9V、9W的說明圖。如圖5所示，作為空載時間補償器9U的輸出，可以根據Iu的極性設置ΔVdup或ΔVdun各自的值；作為空載時間補償器9V的輸出，可以根據Iv的極性設置ΔVdvp或ΔVdvn各自的值；並且作為空載時間補償器9W的輸出，可以根據Iw的極性設置ΔVdwp或ΔVdwn各自的值。
此外，以120°的相位差將用於各相的電壓指令模式信號(Vu*、Vv*、Vw*)發送給加法器6U、6V、6W。加法器6U、6V、6W將電壓指令模式信號Vu*、Vv*、Vw*加上開關電路13A、13B、13C的輸出值，並將電壓指令值Vu*、Vv*、Vw*分別發送給比較器4U、4V、4W。將通過振蕩器5(其生成載波信號以執行PWM控制)輸出的信號(以下將該信號的頻率稱為載波頻率)發送給比較器4U、4V、4W。比較器4U、4V和4W將加法器6U、6V和6W輸出的信號與載波信號進行比較，並且生成PWM脈衝以導通或關斷構成電壓源逆變器1的開關元件TUP、TVP、TWP、TUN、TVN、TWN。門電路7根據通過比較器4U、4V、4W輸出的PWM脈衝來提供用於開關元件TUP、TVP、TWP、TUN、TVN、TWN的選通信號。
圖2是示出前述逆變器控制器8的詳細電路。在圖2中，標號12表示勵磁電流指令電路；13D、13E和13F表示開關電路；15表示3相/2相轉換器；16表示2相/3相轉換器；17表示一次角頻率運算電路；18表示速度控制電路；19表示轉矩電流控制電路；20表示勵磁電流控制電路；21表示電壓指令補償電路；22A、22B表示加法器；23表示累積器；以及24表示偏差調諧處理器。逆變器控制器8包括3相/2相轉換器15，用於輸出通過對AC電機2的相電流(U相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iw)進行坐標變換而獲得的轉矩反饋值Iqfb和勵磁電流反饋值Idfb。此外，還提供了轉矩電流控制電路(ACRq)19，其將速度控制電路(ASR)18的輸出值定義為轉矩電流指令值Iqref，提供該速度控制電路(ASR)18是為了使從速度指令電路11接收的速度指令值ωr*與通過檢測器14獲得的速度檢測值ωr一致，並且該轉矩電流控制電路(ACRq)19還控制Iqref和通過3相/2相轉換器15輸出的轉矩電流反饋值Iqfb以使它們一致；並且還提供了對勵磁電流方向上的電壓進行控制的勵磁電流控制電路(ACRd)20，使得勵磁電流指令電路12的勵磁電流指令值Idref與3相/2相轉換器15的勵磁電流反饋值Idfb一致。
此外，逆變器控制器8包括電壓指令補償電路21，其輸出由AC電機2生成的感應電壓和通過一次電阻r1和洩漏電感生成的反電動勢力電壓。在電壓指令補償電路21的輸出中，通過加法器22A將轉矩電流方向分量的電壓與轉矩電流控制電路19的輸出進行相加，從而生成轉矩電流方向電壓指令值Vqref。通過加法器22B將勵磁電流方向分量的電壓與勵磁電流控制電路20的輸出進行相加，從而生成勵磁電流方向電壓指令值Vdref。還提供了2相/3相轉換器16，其採用轉矩電流方向電壓指令值Vqref和勵磁電流方向電壓指令值Vdref，以生成用於相位差為120°的各相U、V、W的電壓指令模式信號(Vu*，Vv*、Vw*)，並且輸出這些模式信號。
應該注意3相/2相轉換器15和2相/3相轉換器16分別利用表達式1和表達式2來進行運算。
IdfbIqfb=cossin-sincos10001/3-1/3IwIuIv(1)]]>Vw*Vu*Vv*=10-1/23/2-1/2-3/2cos-sinsincosVdrefVqref(2)]]>此外，逆變器控制器8還包括一次角頻率運算電路17，其基於Idref和Iqref以及所設定的二次電阻r2來計算滑動頻率指令值ωs*，並且採用該指令值和通過速度檢測器14獲得的速度檢測值ωr來計算一次角頻率ω1*，並且輸出該一次角頻率ω1*。通過累積器23將由一次角頻率指令運算電路17輸出的一次角頻率ω1*進行累積，並且將結果作為相位θ輸出給3相/2相轉換器15和2相/3相轉換器16。
應該注意逆變器控制器8包括偏差調諧處理器24，其控制在開始轉運之前的空載時間偏差測量操作。偏差調諧處理器24輸出用於切換開關電路13A至13F的切換信號Csw，並且設定(Set)用於運轉開始之前的空載時間偏差測量的勵磁電流指令值Idref和相位θ。
此外，在運轉之前進行空載時間偏差的測量時，逆變器控制器8通過開關電路13D將轉矩電流指令值改變為0，並且通過開關電路13E、13F將勵磁電流指令值Idref和相位θ變為從偏差調諧處理器24接收的指令值。
如上所述，在運轉期間，根據Iu的極性，空載時間補償器9U的輸出是ΔVdup或ΔVdun，根據Iv的極性，空載時間補償器9V的輸出是ΔVdvp或ΔVdvn，根據Iw的極性，空載時間補償器9W的輸出是ΔVdwp或ΔVdwn。因此，可以針對相位電流的各個極性來校正電壓誤差。
接著，參照圖3的流程圖，通過主要採用偏差調諧處理器24的操作，對運轉前進行的偏差測量處理進行詳細說明。
在U相、V相和W相中的一相的電流檢測值為0的相位下，在改變電壓校正值的同時進行運轉，並且當另外兩相的電流檢測值一致時，或者當一相的電流變為0時，將電壓校正值的差存儲為這兩相之間的偏差值(相對值)。在此條件下，對P側與N側之間的偏差值進行測量。
參照圖1中的電壓源逆變器的電路結構圖，對各相設置電流檢測器3U、3V、3W。然而，實際上，由於可以僅對兩相(在此情況下為W相和U相)提供電流檢測器以降低成本，因此將對此情況進行說明。
在運轉開始前執行的偏差測量處理中，偏差調諧處理器24採用電壓源逆變器1和AC電機2的額定電流值來確定要在偏差測量期間提供的DC電流的大小是否為Id(塊3a)。將開關電路13A到13C設置在a側，而將開關電路13F設置在b側，並且將空載時間補償器9U、9V、9W的輸出與各相的電壓指令值進行相加。應該注意用於測量的補償值是Δdup、Δdun、Δdvp、Δdvn、Δdwp、Δdwn，並且他們的初始值相等。此外，在逆變器的可容許範圍內將載波頻率設置得儘可能高，以增大空載時間的影響(塊3b)。
接著，當將相位θ設定為330°並且運轉時，各相的電壓指令值是Vw*＝-Vu*，Vv*＝0(塊3c)。調整Δdun，以使W相、U相的電流檢測值Iw、-Iu相等。在該校正操作中，當abs(Iw)＞abs(Iu)時，Δdun增大，或者當abs(Iw)＜abs(Iu)時，Δdun減小，並且將W相P側與U相N側之間的空載時間的差值存儲在Δdun中(塊3d)。應該注意abs(X)表示X的絕對值。
在上述說明中，Δdun根據abs(Iw)、abs(Iu)的大小而變化。然而，可以使Δdun改變以使Iv＝0，即Iu+Iw＝0。
實施例2
現在將說明第二實施例。根據第二實施例，在U相、V相和W相中的兩個的電流檢測值相等的相位下，在使電壓校正值變化的同時進行運轉，並且當這兩相的電流檢測值一致時，或者當對一相提供另一相的2倍的電流時，存儲電壓校正值的差值作為這兩相之間的偏差值(相對值)。在該條件下，對同一側(P或者N)的相之間的偏差值進行測量。
由於第二實施例與第一實施例的差異僅在於相位θ的提供和調整方法，因此將參照圖4的流程圖來說明這些部分。
在運轉開始之前進行的偏差測量處理中，偏差調諧處理器24執行(塊3a)和(塊3b)。
接著，當將相位θ設定為60°並且運轉時，各相的電壓指令值是Vw*＝Vu*＝Vv*/2(塊4C)。對Δdup進行調整，以使得W相、U相的電流檢測值Iw、Iu相等。在該校正操作中，當abs(Iw)＞abs(Iu)時，Δdup增大，或者當abs(Iw)＜abs(Iu)時，Δdup減小，並且將W相P側與U相N側的之間的空載時間的差值存儲在Δdup中(塊4d)。
此外，對於與上述相位不同的另一任意相位θ，可以識別在相位θ期間流動的各相的電流值。因此，僅需要調整空載時間的差值，以獲得電流值，這樣也可以執行空載帶補償。
此外，在運轉開始前，當以不同相位多次重複上述條件或方法中的一種時，可以測量U相、V相、W相的偏差值以及各相的P側、N側的空載時間的偏差值。
利用簡單的聯立方程式(計算)，將針對通過上述測量獲得的用於各相以及P側、N側的空載時間的電壓校正值(偏差值)Δdup、Δdun、Δdvp、Δdvn、Δdwp、Δdwn轉換成針對運轉所採用的空載時間補償器9U、9V、9W而提供的設定值ΔVdup、ΔVdun、ΔVdvp、ΔVdvn、ΔVdwp、ΔVdwn(電壓誤差信息)。
根據該實施例，將通過如此測量出的空載時間所提供的電壓誤差信息設定在與空載時間補償器9U、9V、9W相對應的多個位置處，並且在運轉時將開關電路13A至13F改變到a側。結果，可以通過採用通過各個空載時間提供的電壓誤差信息來執行空載時間補償。
在上述說明中，將電壓校正值(偏差值)存儲為待與電壓指令值相加的電壓誤差信息。但是，在採用PWM信號的脈寬作為空載時間補償的逆變器的情況下，僅需要將電壓補償值(偏差值)轉換成採用PWM信號的脈寬的電壓誤差信息，並且可以存儲該脈寬。
此外，在上述說明中，僅對W相和U相設置了電流檢測器。但是，在對另一相或者對三相提供電流檢測器時可以以相同方式進行處理。
此外，改變了相位θ以使待針對各相提供的電壓值變化。但是，相位θ可以是固定的，並且可以改變在偏差測量處理中使用的電壓指令值Vu*、Vv*、Vw*，或者可以修改電流指令值Idref、Iqref。可以以相同的方式進行處理。
通過採用具有速度檢測器的感應電機說明了本發明的實施例。但是，也可以將本發明應用於不具有速度檢測器的感應電機，或者同步機。顯然，同樣可以獲得本發明的效果。
此外，不言自明的是即使在運轉期間採用不同的空載時間補償方法，也可以毫無問題地採用針對本發明實施例公開的利用空載時間的電壓誤差測量方法。
產業適用性當採用本發明時，可以防止由PWM系統的電壓源逆變器驅動的電機的轉矩降低、轉矩波動以及出現不穩定現象。
權利要求
1.一種脈寬調製系統的電壓源逆變器的控制方法，該電壓源逆變器包括控制電壓的大小、頻率及相位的功率半導體器件，所述控制方法包括以下步驟在運轉前，針對所述逆變器的各相電流的各個極性存儲電壓誤差信息；以及在運轉期間，讀取電壓誤差信息，以對電壓指令值或脈寬調製指令信號的脈寬進行補償，從而校正電壓誤差。
2.根據權利要求1所述的控制方法，還包括以下步驟在運轉前，對交流電機提供電流電壓指令，以在構成所述電壓源逆變器的所述功率半導體器件的兩相的電流值相等並且另一相的電流值為0的相位下，驅動交流電機；修改電壓校正值，以使得所述兩相的電流值相等或者一相的電流值為0；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉過程中使用的電壓誤差信息，以存儲所述電壓誤差信息。
3.根據權利要求1所述的控制方法，還包括以下步驟在運轉之前，對交流電機提供電流電壓指令，以在構成所述電壓源逆變器的所述功率半導體器件的兩相的電流值相等並且另一相的電流值是這兩相的電流值的總和的相位下，驅動交流電機；修改電壓校正值，以使得所述兩相的電流值相等或者使得在一相中流過另一相的2倍的電流；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉期間所使用的電壓誤差信息，以存儲所述電壓誤差信息。
4.根據權利要求1所述的控制方法，還包括以下步驟在運轉之前，對交流電機提供電流電壓指令，以在構成所述電壓源逆變器的所述功率半導體器件的各相中的電流落入預定條件的相位下，驅動交流電機；修改電壓校正值，以使得電流值落入所述預定條件；並且基於經修改的電壓校正值來計算在運轉期間使用的電壓誤差信息，以存儲所述電壓誤差信息。
5.根據權利要求1所述的控制方法，其中在運轉前，以不同的相位多次執行根據權利要求2至4中任何一項的條件和方法，並且計算在運轉期間使用的電壓誤差信息並且對其進行存儲。
全文摘要
提供了一種用於以簡單方式高精度地確定空載時間變化的方法以及一種能夠防止不穩定現象的電壓源逆變器控制方法。在一種對包括可以控制電壓的大小、頻率及相位的功率半導體器件的脈寬調製系統的電壓源逆變器進行控制的方法中，在運轉之前，針對逆變器的相電流的各個極性存儲電壓誤差信息，並且在運轉過程中，讀取電壓誤差信息，以根據電壓指令值或脈寬調製指令信號的脈寬對電壓誤差進行補償，從而校正電壓誤差。
文檔編號H02M7/5387GK1836367SQ20048002355
公開日2006年9月20日 申請日期2004年7月30日 優先權日2003年8月18日
發明者山本陽一, 田中正城, 中村茂和, 末武寬士 申請人:株式會社安川電機