逆變器及其控制電路、以及使用了它的發光裝置和液晶電視的製作方法

2023-06-13 13:45:41

專利名稱：逆變器及其控制電路、以及使用了它的發光裝置和液晶電視的製作方法
技術領域：
本發明涉及對螢光燈等提供驅動電壓的逆變器。
背景技術：
近年來，能夠實現薄型、大型化的液晶電視正取代陰極射線管電視而逐
漸普及。液晶電視在顯示影像的液晶屏的背面配置多根冷陰極螢光燈(Cold Cathode Fluorescent Lamp,以下稱CCFL)或外部電才及螢光燈(External Electrode Fluorescent Lamp,以下稱EEFL ),使之作為背光燈發光。
為進行CCFL或EEFL等螢光燈的驅動，例如使用將12V左右的直流電 壓升壓，作為交流電壓進行輸出的逆變器(DC/AC轉換器)。逆變器將流過 CCFL的電流轉換成電壓反饋給控制電路，基於該反饋的電壓來控制開關元 件的接通、斷開。例如，專利文獻1中公開了這樣的基於逆變器的螢光燈驅 動技術。
專利文獻1:特開2003 - 323994號公報

發明內容
〔發明所要解決的課題〕
1. 在以高電壓驅動螢光燈等負載時，針對過電流、過電壓、地線短路、 電源線短路等電路異常的電路保護成為重要的技術。作為這樣的電路保護， 一般是採用當電路異常持續預定時間時停止逆變器的開關動作的方法。
但是，在該方法中，由於即使已發生了電路異常，在經過預定時間前的 期間內逆變器也還會繼續工作，所以作為電路保護有時不夠充分。特別是在 並聯連接螢光燈進行驅動時，電路電流變得非常大，消耗功率上升到數百W 程度，所以需要更可靠地進行針對人體所？ 1起的地線短路的保護等。
2. 為進行調節螢光燈亮度的調光，有時對逆變器的控制電路設置調光功 能。對於調光，有由設計安裝螢光燈和逆變器的設備的裝配廠(set maker) 來設定的、和使用設備的用戶在使用該設備時進行設定的兩種。作為其調光
方法，有控制流過螢光燈的電流的模擬調光控制(電流調光控制)和間歇地
進行螢光燈的發光的突發(burst)調光控制等。
逆變器的控制電路除上述調光控制外，還同時進刊"險測燈的不亮燈、過 電壓、過電流等電路異常，執行電路保護的電路保護。這裡，當逆變器發生 電路異常時，若要保持由裝配廠或用戶設定的調光水平，有時會給電路動作 帶來故障。例如，在逆變器發生地線短路時，若驅動逆變器使調光水平保持 恆定，則會發生地線短路的路徑上持續流過電流的問題。
3. EEFL等燈一般是利用漏電感(leakage inductance )和燈自身的寄生 電容的諧振來使之發光的，其諧振頻率fr用電感L和電容C以fr = 1/ ( 2 x丌 x V (LC))給出。
這裡，燈的寄生電容在放電開始後要比放電開始前高。因此，包含燈地 構成的諧振電路的諧振頻率在燈亮和燈不亮時是變化的。因此，希望逆變器 的控制電路根據燈亮和燈不亮而改變施加給變壓器的電壓的開關頻率。
1. 本發明的一個方案是鑑於這樣的課題設計的，其目的之一在於提供一 種強化了對電路異常的保護功能的逆變器的控制電路。
2. 另外，本發明的另一方案的目的之一在於提供一種能夠限制來自外部 的調光控制的逆變器的控制電路。
3. 本發明的再一個方案的目的之一在於提供一種能根據驅動對象的焚光 燈的狀態來控制開關頻率的逆變器的控制電路。
〔用於解決課題的手段〕
l.本發明一個方案涉及一種包含變壓器的逆變器的控制電路。該控制電 路包括脈衝調製器，生成佔空比被反饋控制的脈沖信號，使得與變壓器的 二次線圈的電流相應的檢測電壓趨近於基準電壓；邏輯控制部，基於從脈沖 調製器輸出的脈衝信號，對變壓器的一次線圈的電流進行開關控制；第l保 護電路，檢測逆變器的電路異常，當電路異常持續預定的異常檢測時間時， 停止逆變器的開關控制；第2保護電路，監視與逆變器的輸出電壓相應的反 饋電壓，在反饋電壓低於預定的閾值電壓時，將異常^r測時間設定得較短， 並使基準電壓降低。
根據該方案，在由第1保護電路進行異常檢測時，在因負載短路等而使 逆變器的輸出電壓下降的情況下，至停止開關控制的時間被縮短，且通過降 低基準電壓，能夠強制性地減少逆變器的輸出電流，減少消耗功率，從而能
夠強化電路保護。
第2保護電路可以包括電壓源，生成閾值電壓；第2比較器，將反饋 電壓與由電壓源生成的閾值電壓進行比較。電壓源可以在本控制電路起動開 始後的起動期間內，將閾值電壓設定得比起動期間經過後的正常動作時低。
在進行使輸出電壓在起動後緩緩上升的軟起動時，通過在輸出電壓較低 的起動開始後的起動期間內將第2保護電路的閾值電壓設定得較低，能夠判 別輸出電壓因短路而較低的狀態、和輸出電壓因軟起動而較低的狀態，能夠 將起動期間從第2保護電路所進行的電路保護中排除出去。
第l保護電路可以包括 一端電位被固定了的電容；電流源，生成充電 電流，對電容充電；第1比較器，將電容所呈現的電壓與對應於異常檢測時 間的電壓進行比較。第2保護電路可以在反饋電壓低於閾值電壓時，使充電 電;危i曾力口。
脈沖調製器、邏輯控制部、第1及第2保護電路可以被一體集成在一個 半導體襯底上。所謂"一體集成"，包括電路的所有結構要件都形成在半導體 襯底上的情況，以及電路的主要結構要件被一體集成的情況，也可以為調節 電路常數而將一部分電阻、電容等設置在半導體襯底的外部。通過將控制電 路集成為一個LSI，能夠減小電路面積。
本發明的另一方案是一種逆變器。該逆變器包括變壓器；上述的控制 電路，對變壓器的一次線圈的電流進行開關控制；電流電壓轉換部，被設置 在變壓器的二次線圏的電流路徑上，將二次線圈所流過的電流轉換成電壓， 作為檢測電壓反饋給上述控制電路。
本發明的另一方案是一種發光裝置。該發光裝置包括螢光燈；上述的 逆變器，將輸出電壓作為驅動電壓提供給螢光燈。可以並聯連接有多個螢光 燈。另外，逆變器可以有兩個，分別設置在螢光燈的兩端，提供彼此反相的 驅動電壓。另外，焚光燈可以是冷陰極螢光燈，也可以是外部電極焚光燈。
本發明的再一個方案是一種液晶電視。該液晶電一見包括液晶屏；配置 在液晶屏背面的多個發光裝置。
2.本發明的另一方案涉及一種螢光燈驅動用逆變器的控制電路。該控制 電路包括電壓源，生成預定的基準電壓；誤差放大器，對為調節驅動對象 的螢光燈的亮度而從外部輸入的模擬調光控制電壓和由電壓源生成的基準電 壓中較低者的電壓，與相應於逆變器的二次線圈所流過的電流的檢測電壓的
誤差進行放大；脈衝寬度調製比較器，將從誤差放大器輸出的誤差電壓與三 角波電壓進行比較，輸出脈衝寬度調製信號；邏輯控制部，基於從脈沖寬度 調製比較器輸出的脈衝寬度調製信號，對變壓器的一次線圈的電流進行開關 控制。
根據該方案，在模擬調光控制電壓低於基準電壓時施加反饋，使得檢測 電壓趨近於模擬調光控制電壓，所以能夠實現來自外部的調光，在模擬調光 控制電壓高於基準電壓時施加反饋，使得檢測電壓趨近於基準電壓，從而能 夠以由控制電路預先確定的亮度使焚光燈發光。結果，能夠將變壓器的二次 線圈所流過的電流限制在基準電壓所確定的電流值以下。
控制電路可以還包括保護電路，監視與逆變器的輸出電壓相應的反饋電 壓，在反饋電壓低於預定的閾值電壓時，使基準電壓降低。
此時，在因地線短路等異常而導致輸出電壓下降時，由於基準電壓被降 低，所以能夠使流過變壓器的二次線圈的電流的上限值降低，能夠強化電路 保護。
可以在模擬調光控制電壓的輸入端子和誤差放大器之間還具有模擬調光 停止開關。可以在驅動對象的螢光燈不亮時，斷開模擬調光停止開關。
在焚光燈不點亮時，若進行模擬調光則會變得更加難點亮。所以，通過 在不點亮時斷開模擬調光停止開關，將模擬調光無效化，並進行反饋使得熒 光燈中流過基準電壓所確定的電流，因而能夠容易地點亮。
保護電路可以在反饋電壓低於閾值電壓時，斷開模擬調光停止開關。
此時，在由保護電路檢測到地線短路等異常時也不向誤差放大器輸入模 擬調光控制電壓，所以能夠施加反饋使得流過由基準電壓確定的電流等，能 夠容易地點亮燈。
控制電路可以還包括突發調光用比較器，將從外部輸入的突發調光控 制電壓與頻率被設定得比三角波電壓低的第2三角波電壓進行比較；強制關 閉電路，參照突發調光用比較器的輸出信號，在突發調光控制電壓低於第2 三角波電壓的期間，將檢測電壓強制提升到脈沖寬度調製信號的佔空比實質 成為0的電壓值。
所謂"脈衝寬度調製信號的佔空比實質成為0的電壓值"，是指變壓器的 一次線圈中流過的電流的開關停止的範圍。此時，因為是根據突發調光用比 較器的輸出信號的電平來間歇地對螢光燈提供驅動電壓，所以能夠調節螢光
燈的亮度。
保護電路可以在反饋電壓低於閾值電壓時，使強制關閉電路成為非有效 狀態，停止突發調光。
在該情況下，在由保護電路檢測到地線短路等異常時，通過停止突發調 光，能夠容易地點亮螢光燈。
電壓源、誤差放大器、脈衝寬度調製比較器、以及邏輯控制部可以被一
體集成在一個半導體襯底上。通過將控制電路集成為一個LSI，能夠減小電
路面積。
本發明的另一方案是一種逆變器。該逆變器包括變壓器，其二次線圏 連接驅動對象的螢光燈；控制電路，對變壓器的一次線圈的電流進行開關控 制；電流電壓轉換部，被設置在變壓器的二次線圏的電流路徑上，將流過二 次線圈的電流轉換成電壓，作為檢測電壓反饋給控制電路。
本發明的另一方案是一種發光裝置。該發光裝置包括螢光燈；逆變器， 將輸出電壓作為驅動電壓提供給螢光燈。可以並聯連接有多個螢光燈。另夕卜， 逆變器可以有兩個，分別設置在螢光燈的兩端，提供彼此反相的驅動電壓。 進而，萸光燈可以是外部電極螢光燈或者冷陰極螢光燈。
本發明的再一個方案是一種液晶電視。該液晶電視包括液晶屏；配置 在液晶屏背面的多個發光裝置；信號處理部，向發光裝置的逆變器輸出模擬 調光控制電壓。
3.本發明的另一方案涉及一種螢光燈驅動用逆變器的控制電路。該控制 電路包括誤差放大器，對用於調節驅動對象的螢光燈的亮度的調光控制電 壓、和與流過逆變器的變壓器的二次線圈的驅動電流相應的檢測電壓的誤差 進行放大；三角波信號生成部，生成三角波信號；脈衝寬度調製用比較器， 將從誤差放大器輸出的誤差電壓與從三角波信號生成部輸出的三角波信號進 行比較，輸出脈衝寬度調製信號；邏輯控制部，基於從脈沖寬度調製用比較 器輸出的脈衝寬度調製信號，對變壓器的一次線圈的電流進行開關控制；頻 率控制部，監視分別與流過變壓器的二次線圈的驅動電流和從逆變器提供給 螢光燈的驅動電壓相應的檢測電壓，在與驅動電流相應的第1檢測電壓低於 預定的第1閾值電壓，或者與驅動電壓相應的第2檢測電壓高於預定的第2 閾值電壓時，使三角波信號的頻率上升。
根據該方案，通過將驅動電流低於預定值的狀態或者驅動電壓高於預定 值的狀態判定為螢光燈的不亮狀態，並提升三角波信號的頻率，能夠提高燈 的點亮性。
可以是頻率控制部包括第1比較器，將與驅動電壓相應的第l檢測電
壓與第1閾值電壓進行比較，在第l檢測電壓低於第1閾值電壓時，使輸出
成為預定電平；第2比較器，將與驅動電流相應的第2檢測電壓與第2閾值 電壓進行比較，在第2檢測電壓高於第2閾值電壓時，使輸出成為預定電平； 邏輯門，對第1比較器和第2比較器的輸出信號進行邏輯運算；其中，由邏 輯門的輸出信號控制三角波信號的頻率。
第1比較器將與調光控制電壓成比例的電壓和預定的基準電壓中的較低 者設定成第1閾值電壓，與第l檢測電壓進行比較。
此時，與調光控制電壓成比例的電壓變得低於基準電壓時，應與第l檢 測電壓進行比較的第1閾值電壓將根據調光控制電壓而變化，所以在使螢光 燈以低亮度發光時，也能很好地檢測出燈的點亮、未點亮狀態。
三角波信號生成部可以包括電容；充放電電路，對電容提供充電電流， 或者從電容牽引出放電電流。頻率控制部可以通過增加充放電電路的充電電 流和放電電流，來使三角波信號的頻率上升。
控制電路可以被一體集成在一個半導體襯底上。通過將控制電路集成為 一個LSI，能夠減小電路面積。
本發明的另 一方案提供一種具有上述控制電路的逆變器。該逆變器包括 變壓器，其二次線圈連接驅動對象的螢光燈；上述的控制電路，對變壓器的 一次線圈的電流進行開關控制；驅動電壓檢測部，對提供給驅動對象的螢光 燈的驅動電壓進行半波整流並轉換成直流電壓，作為第l檢測電壓反饋給控 制電路；電流電壓轉換部，被設置在變壓器的二次線圈的電流路徑上，將流 過二次線圈的驅動電流轉換成電壓，作為第2檢測電壓反饋給控制電路。
根據該方案，能夠將螢光燈的驅動電壓和驅動電流反饋給控制電路，判 定螢光燈的點亮、未點亮狀態，合適地切換變壓器的驅動頻率。
本發明的再一個方案是一種具有上述逆變器的發光裝置。該發光裝置包 括螢光燈；上述的逆變器，將輸出電壓作為驅動電壓提供給螢光燈。
根據該方案，能夠提高螢光燈的點亮性。
可以並聯連接有多個螢光燈。逆變器可以有兩個，分別設置在螢光燈的 兩端，提供彼此反相的驅動電壓。另外，螢光燈可以是外部電極螢光燈或冷
陰極螢光燈。
本發明的再一個方案是一種液晶電視。該液晶電視包括液晶屏；配置
在液晶屏背面的多個發光裝置。
根據該方案，能夠提高作為液晶的背光燈來使用的螢光燈的點亮性。 另外，將以上構成要素的任意組合、本發明的構成要素以及表達方式在
方法、裝置、系統等之間相互轉換的方案，作為本發明的實施方式也是有效的。
〔發明效果〕
1. 通過本發明的一個方案的逆變器的控制電路，能夠強化短路保護功能。
2. 通過本發明的另一方案的逆變器的控制電路，能夠從外部控制驅動對 象的螢光燈的亮度，並能夠將之限制在由控制電路生成的基準電壓所確定的 電流4直以下。
3. 通過本發明的再一個方案的逆變器的控制電路，能夠從外部控制驅動 對象的螢光燈的亮度，並能夠將之限制在由控制電路生成的基準電壓所確定 的電流^直以下。


圖1是表示第1實施方式的發光裝置的結構的電路圖。 圖2是表示安裝圖1的發光裝置的液晶電視的結構的框圖。 圖3是表示第1實施方式的控制電路的結構的電路圖。 圖4的(a) ~ (e)是表示非地線短路時的圖1的逆變器的動作狀態的 時序圖。
圖5的(a) ~ (e)是表示地線短路時的圖1的逆變器的動作狀態的時 序圖。
圖6是表示第2實施方式的發光裝置的結構的電路圖。
圖7是表示安裝圖6的發光裝置的液晶電視的結構的框圖。
圖8是表示第2實施方式的控制電路的結構的框圖。
圖9是表示脈沖寬度調製器、第1保護電路、第2保護電路的結構的電路圖。
圖IO是表示突發調光控制部的結構的電路圖。
圖11的(a) ~ (c)是表示逆變器的動作狀態的電壓波形圖。
圖12的(a) ~ (e)是用於說明突發調光的時序圖。 圖13的(a) ~ (d)是表示非地線短路時的圖6的逆變器的動作狀態的 時序圖。
圖14的(a) ~ (f)是表示地線短路時的圖6的逆變器的動作狀態的時序圖。
圖15是表示本發明第3實施方式的發光裝置的結構的電路圖。
圖16是表示安裝圖15的發光裝置的液晶電視的結構的框圖。
圖17是表示第3實施方式的控制電路的結構的框圖。
圖18是表示脈沖寬度調製器、第l保護電路、第2保護電路的結構的電路圖。
圖19是表示頻率控制部的結構的電路圖。
圖20是表示三角波信號生成部的結構例的電路圖。
圖21的(a) ~ (c)是表示逆變器的動作狀態的電壓波形圖。
圖22的(a) ~ (e)是表示頻率控制部所進行的頻率控制的情況的時序圖。
具體實施例方式
以下，基於優選的實施方式參照

本發明。對於各附圖中所示的 相同或等同的構成要素、部件、處理標註相同的標號，並適當省略重複的說 明。另外，實施方式只是例示，並非限定本發明，實施方式中所記述的所有 特徵及其組合不一定就是本發明的本質特徵。 (第1實施方式)
圖l是表示本發明的第1實施方式的發光裝置200的結構的電路圖。圖 2是表示安裝圖1的發光裝置200的液晶電視300的結構的框圖。液晶電視 300與天線310相連接。天線310接收廣播波，向接收部304輸出接收信號。 接收部304對接收信號進行檢波、放大，輸出給信號處理部306。信號處理 部306將對被調製了的數據進行解調所得到的圖像數據輸出到液晶驅動器 308。液晶驅動器308將圖像數據按各掃描線輸出給液晶屏302,顯示視頻、 圖像。在液晶屏302的背面，作為背光燈配置有多個發光裝置200。本實施 方式的發光裝置200能夠很好地作為這樣的液晶屏302的背光燈來使用。以 下，回到圖1，詳細說明發光裝置200的結構和動作。
本實施方式的發光裝置200包括EEFL210、第1逆變器lOOa、第2逆變 器100b。 EEFL210配置在液晶屏302的背面。第1逆變器100a、第2逆變器 1 OOb是DC/AC轉換器，將從直流電源輸出並輸入到輸入端子102的輸入電 壓Vin轉換成交流電壓進行升壓，分別向EEFL210的第1端子212、第2端 子214提供第1驅動電壓Vdrvl、第2驅動電壓Vdrv2。第1驅動電壓Vdrvl、 第2驅動電壓Vdrv2是彼此反相的交流電壓。
在圖l中，表示了一個EEFL210,但也可以並聯配置多個。以下，說明 實施方式的第1逆變器100a、第2逆變器100b的結構。第1逆變器100a、 第2逆變器100b是同樣的結構，所以下面將二者不作區分地統稱為逆變器 100進4亍i兌明。
逆變器100包括H橋電路10、變壓器12、電流電壓轉換部14、驅動電 壓才全測部20、控制電^各30、電容CIO。
H橋電路10包括第1高側電晶體(high side transistor) MH1、第1低側 電晶體(low side transistor) ML1、第2高側電晶體MH2、第2低側電晶體 ML2這四個功率電晶體(power transistor )。
第l高側電晶體MH1 —端與被施加輸入電壓Vin的輸入端子102相連接， 另一端與變壓器12的一次線圈12a的第l端子相連接。第l低側電晶體MLl 一端與電位被固定了的接地端子相連接，另一端與一次線圏12a的第1端子 相連接。第2高側電晶體MH2—端與輸入端子102相連接，另一端經由用於 阻止直流的電容CIO與一次線圈的第2端子相連接。第2低側電晶體ML2 一端與接地端子相連接，另一端經由用於阻止直流的電容C10與一次線圈12a 的第2端子相連接。
電流電壓轉換部14被設置在變壓器12的二次線圈12b的電流路徑上。 電流電壓轉換部14將流過二次線圈12b的電流、即流過EEFL210的電流變 換成電壓，作為々企測電壓Vdet輸出。電流電壓轉換部14包括整流電^各16、 濾波器18。
整流電路16包括第1 二極體Dl、第2 二極體D2、第1電阻Rl。第1 二極體Dl陽極接地，陰極與二次線圈12b的一端相連。第2 二極體D2的陽 極與第1 二極體Dl的陰極相連。第1電阻R1被設置在第2二極體D2的陰 極與接地之間。流過二次線圈12b的交流電流被第1 二極體Dl、第2二極體 D2半波整流，流向第1電阻R1。第1電阻R1上產生與流過二次線圏12b的
電流成比例的電壓降。整流電路16輸出第1電阻R1上產生的電壓降。
濾波器18是包括第2電阻R2、第1電容C1的低通濾波器。濾波器18 將除去了整流電路16的輸出電壓的高頻分量的檢測電壓Vdet反饋給控制電 路30。
驅動電壓4企測部20包括整流電路22和濾波器24，被設置在逆變器100 的輸出端子104與接地之間。驅動電壓檢測部20生成與從逆變器IOO輸出的 驅動電壓Vdrv相應的直流的反饋電壓Vfb,反饋給控制電路30。
整流電路22包括第2電容C2、第3電容C3、第3 二極體D3、第4 二 極管D4、第3電阻R3、第4電阻R4。第2電容C2和第3電容C3被串聯連 接在輸出端子104和接地之間。第3 二極體D3的陽極接地，陰極與第2電 容C2和第3電容C3的連接點相連。另外，第4二極體D4的陽極與第3 二 極管D3的陰極相連接。在第4 二極體D4的陰極與接地之間，串聯連接第3 電阻R3和第4電阻R4。從輸出端子104輸出的驅動電壓Vdrv是交流電壓， 由第2電容C2和第3電容C3分壓。分壓後的驅動電壓Vdrv由第3 二極體 D3和第4 二極體D4半波整流，再由第3電阻R3和第4電阻R4分壓。由第 3電阻R3和第4電阻R4分壓後的驅動電壓被輸出到濾波器24。
濾波器24將除去了從整流電路22輸出的信號的高頻分量後的反饋電壓 Vfb反饋給控制電路30。濾波器24與濾波器18—樣，可以用電阻和電容來 構成。
控制電路30基於所反饋的檢測電壓Vdet和反饋電壓Vfb,控制H橋電 路10的第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側電晶體MH2、 第2低側電晶體ML2的導通、截止。通過H橋電路10的控制，向變壓器12 的一次線圈12a提供開關電壓。其結果，用變壓器12進行能量轉換，向與二 次線圈12b相連的EEFL210提供第1驅動電壓Vdrvl。
下面說明控制電路30的結構。圖3是表示第1實施方式的控制電路30 的結構的電路圖。控制電路30包括脈衝寬度調製器60、第1保護電路50、 第2保護電路40、邏輯控制部70、軟起動控制部72，是被一體集成在一個 半導體襯底上的功能IC。控制電路30通過使與外部相連的H橋電路10的晶 體管導通、截止，來開關控制逆變器IOO的變壓器12。
脈沖寬度調製器60生成佔空比被反饋控制的脈沖信號，使得與變壓器 12的二次線圈12b的電流、即EEFL210中流過的電流相應的檢測電壓Vdet
接近基準電壓Vref。脈衝寬度調製器60包括誤差放大器61、脈沖寬度調製 比較器(以下稱PWM ( Pulse Width Modulation)比較器)64、三角波信號生 成部66、電壓源68。
電壓源68生成基準電壓Vref。電壓源68生成才艮據EEFL210的發光亮度 而決定的基準電壓Vref。誤差放大器61的反相輸入端子被輸入從電流電壓轉 換部14反饋來的檢測電壓Vdet,非反相輸入端子被輸入從電壓源68輸出的 基準電壓Vref。誤差放大器61輸出與檢測電壓Vdet和基準電壓Vref的誤差 相應的誤差電壓Verr。另夕卜，基準電壓Vref也可以從外部輸入。
三角波信號生成部66生成具有預定頻率的三角波狀的三角波信號Vosc。 PWM比較器64對從誤差放大器61輸出的誤差電壓Verr和從三角波信號生 成部66輸出的三角波信號Vosc進行比較，生成當Verr<Vosc時變成高電平、 Verr〉Vosc時變成低電平的脈衝信號。該脈沖信號是佔空比被反饋控制，使得 檢測電壓Vdet趨近於基準電壓Vref的脈衝寬度調製信號。以下，將該脈沖 信號稱為PWM信號Vpwm。 PWM信號Vpwm ^皮輸入到邏輯控制部70。
邏輯控制部70基於PWM信號Vpwm的佔空比，控制H橋電路10的第 1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側電晶體MH2、第2低 側電晶體ML2的導通、截止。對H橋電路IO進行開關控制的結果是，直流 電壓的輸入電壓Vin被轉換成交流電壓，作為驅動電壓Vdrv輸出。
第l保護電路50檢測逆變器100的電路異常，若電路異常持續預定的異 常檢測時間Ta，則停止逆變器100的開關控制。在本實施方式中，第l保護 電路50監視從誤差放大器61輸出的誤差電壓Verr,檢測EEFL210的不亮等 電路異常。當然，第l保護電路50的異常檢測手段不限於此，只要能才企測出 輸出電壓的過電壓、輸出電流的過電流、或者發熱異常等逆變器的狀態脫離 正常狀態的情況即可。
另一方面，第2保護電^各40監視與逆變器100的輸出電壓Vdrv相應的 反饋電壓Vfb,檢測輸出電壓Vdrv的振幅低於預定值的狀態，詳細情況在後 面敘述。這樣的狀態是由逆變器100的輸出端子104的地線短路等造成的。 第2保護電路40檢測到地線短路時，輸出變成高電平的第2比較信號Vcmp2。
以下順次說明第1保護電路50和第2保護電路40。
第1保護電路50包括異常檢測比較器54、電流源52、第1比較器55、 "或，，門57、第4電容C4。異常檢測比較器54通過比較從誤差放大器61
輸出的誤差電壓Verr和預定的異常檢測閾值電壓Vthl來檢測電路異常，輸 出在發生異常的期間成為高電平的異常檢測信號S abn 。
第4電容C4的一端的電位被固定。電流源52生成其電流值可在大小兩 個值間切換的充電電流Ic，對第4電容C4充電。電流源52包4舌分別生成第 1充電電流Icll、第2充電電流Icl2的第1電流源52a、第2電流源52b。經 由"或'，門57對第1電流源52a輸入異常檢測信號Sabn和第2比較信號 Vcmp2，在異常淨全測信號Sabn和第2比較信號Vcmp2的至少一者為高電平 的期間成為有效(active),進行第1充電電流Icll的生成。第2電流源52b 在從後述的第2保護電路40輸出的第2比較信號Vcmp2為高電平的期間成 為有效，進行第2充電電流Icl2的生成。例如，第2充電電流Icl2預先設定 成第1充電電流Icll的IO倍左右。電流源52通過切換第1電流源52a和第 2電流源52b的有效、非有效，來控制充電電流Ic的值。
第1比較器55將第4電容C4所呈現的電壓Vxl與對應異常檢測時間 Ta所設定的電壓(以下稱閾值電壓Vtime )進行比較。第1比較器55輸出在 Vxl〉Vtime時變成高電平、VxKVtime時變成低電平的第1比較信號Vcmpl。
第1保護電路50的電流源52、第1比較器55、第4電容C4構成計時 器，在從異常檢測比較器54輸出的異常檢測信號Sabn變成高電平起經過預 定的異常檢測時間Ta後，第1比較信號Vcmpl變成高電平。異常檢測時間 Ta由Ta = Vtime x C4/Ic給出。這裡，C4表示第4電容C4的電容值，Ic表示 流入第4電容C4的電流值。
在僅第1電流源52a有效時，即由第1保護電路50檢測到電路異常時， 流入第4電容C4的電流變成與Icll相等，所以異常檢測時間成為Tal = Vtime x C4/Icl 1 。另 一方面，若由第2保護電路40檢測到短路，則第2電流源52b 成為有效，所以流入第4電容C4的電流成為Ic = Icll + Icl2,異常4全測時間 成為Ta2 = Vtime x C4/ (Icll + Icl2 )。在如上所述將第2充電電流Icl2設定 為第1充電電流Icll的IO倍左右時，短3各時的異常一全測時間Ta2^皮-沒定成 非短路時的異常4企測時間Tal的1/10左右。第1比較信號Vcmpl在第1保護 電^各50 4全測到異常起經過異常4企測時間Ta後變成高電平。在本實施方式的 控制電路30中，第1保護電路50將EEFL210的不亮檢測為電路異常，在不 亮時使第1比較信號Vcmpl成為高電平。
在第1保護電路50中生成的第1比較信號Vcmpl被輸出到邏輯控制部
70。邏輯控制部70在第1比較信號Vcmpl成為高電平時停止H橋電路10 的開關動作。
接下來說明第2保護電路40的結構。第2保護電路40包括電壓源42、 第2比較器44。電壓源42生成預定的閾值電壓(以下稱為短路才全測閾值電 壓Vth2 )。第2比較器44將反饋電壓V化與由電壓源42生成的短路檢測閾 值電壓Vth2進行比較，輸出在VftKVth2時變成高電平、在Vfb<Vth2時變 成低電平的第2比較信號Vcmp2。這樣生成的第2比較信號Vcmp2在例如逆 變器IOO的輸出端子104發生地線短路時變成高電平。該第2比較信號Vcmp2 被輸出到脈沖寬度調製器60。
脈衝寬度調製器60的電壓源68在第2比較信號Vcmp2變成高電平時4吏 基準電壓Vref降低。例如，電壓源68在第2比較信號Vcmp2為高電平時將 基準電壓Vref設定成通常時候的1/4倍左右。這樣，第2保護電路40監碎見 與逆變器IOO的輸出電壓Vdrv相應的反饋電壓Vfb,在反饋電壓Vfb低於短 路檢測閾值電壓Vth2時使由脈衝寬度調製器60的電壓源68生成的基準電壓 Vref降低。
另外，從第2比較器44輸出的第2比較信號Vcmp2被輸出到第1保護 電路50的電流源52。如上所述，在第2比較信號Vcmp2變成高電平時、即 檢測到短路時，第2電流源52b成為有效狀態，對第1保護電路50的第4電 容C4的充電電流增加，第1保護電路50的異常檢測時間Ta被設定得較短。
軟起動控制部72是控制使逆變器100的輸出電壓Vdrv緩緩上升的軟起 動的電路塊。軟起動控制部72向第2保護電路40的電壓源42輸出軟起動控 制信號SS。該軟起動控制信號SS例如是在由控制電路30使逆變器100起動 開始後的起動期間內為高電平、之後變成低電平的信號。軟起動控制部72可 以將逆變器100起動開始後的預定時間設定為起動期間，也可以將控制軟起 動的傾斜波形的軟起動電壓達到預定電位前的期間設定為起動期間。
電壓源42在軟起動控制信號SS為高電平期間，將短路檢測閾值電壓 Vth2設定為第1電壓值Vth2a，在其為低電平期間，將之設定為比第1電壓 值Vth2a高的第2電壓值Vth2b。即，在本控制電路30起動開始後的起動期 間內，從電壓源42輸出的短路4企測閾值電壓Vth2被設定得比經過起動期間 後的正常工作時要低。
下面il明如上這樣構成的逆變器IOO的動作。圖4的(a) ~ (e)和圖
5的U) ~ (e)是表示本實施方式的逆變器100的負載短路時的動作狀態的 時序圖。在這些時序圖中，為使說明方便，縱軸和橫軸被適當放大、縮小了。
首先，使用圖4的(a) ~ (e)說明沒有檢測到地線短路時的動作。圖 4的(a)表示4企測電壓Vdet和基準電壓Vref,該圖的(b )表示誤差電壓Verr， 該圖的(c)表示異常檢測信號Sabn，該圖的(d)表示第4電容C4的電壓 Vxl ，該圖的(e )表示第1比較信號Vcmpl 。
在時刻t0之前，檢測電壓Vdet被穩定為基準電壓Vref, EEFL210以預 定的亮度發光。此時的誤差電壓Verr取低於異常檢測閾值電壓Vthl的恆定 值。因此，在時刻t0以前，異常才全測信號Sabn為低電平，第1電流源52a 被i殳定成非有效，第4電容C4的電壓Vxl成為0V。
在時刻t0，若流過EEFL210的電流發生變動，變壓器12的二次線圏12b 的電流發生變動，則檢測電壓Vdet也相應於電流的變動而變動。此時，放大 ^^測電壓Vdet和基準電壓Vref的誤差而得到的誤差電壓Verr也上升，變得 高於異常檢測閾值電壓Vthl。結果，在時刻t0，異常檢測信號Sabn成為高 電平。
在時刻t0異常一全測信號Sabn成為高電平後，第1電流源52a成為有效 狀態，開始第4電容C4的充電，第4電容C4所呈現的電壓Vxl開始上升。 之後，在經過異常檢測時間Tal後的時刻tl，第4電容C4所呈現的電壓Vxl 變得高於闞值電壓Vtime時，第1比較信號Vcmpl變成高電平。
在時刻tl第1比較信號Vcmpl變成高電平後，邏輯控制部70停止H橋 電路10的開關控制。H橋電路10的開關控制停止後，流過二次線圈12b的 電流下降，檢測電壓Vdet也下降到0V 。
這樣，本實施方式的逆變器100在非地線短路時若由第1保護電路50 檢測到電^各異常，則在經過預定的異常檢測時間Tal後停止逆變器100，執 行電^各保護。
下面參照圖5的(a) ~ (e),說明地線短路時的電路保護。圖5的(a) 表示4全測電壓Vdet和基準電壓Vref,該圖的(b )表示反饋電壓Vfb,該圖 的(c)表示第2比較信號Vcmp2,該圖的(d)表示第4電容C4的電壓Vxl， 該圖的(e)表示第1比較信號Vcmpl。
在時刻t0，逆變器100的輸出端子104發生地線短^各。輸出端子104發 生地線短路時，除EEFL210之外形成另一個針對接地的電流路徑，所以變壓
器12的二次線圏12b的電流增加。
另外，由於在時刻t0輸出端子104地線短路，輸出端子104所呈現的驅 動電壓Vdrv的振幅變小，與驅動電壓Vdrv相應的反饋電壓Vfb降j氐到OV 附近。在時刻t0，若反饋電壓Vfb變得低於短路檢測閾值電壓Vth2，則第2 比專交信號Vcmp2變成高電平。
在時刻t0第2比4交信號Vcmp2變成高電平後，第1電流源52a變成有 效，並且第2電流源52b變成有效，所以針對第4電容C4的充電電流Ic變 成Icll+Ic12。結果，第4電容C4的電壓Vxl與圖4的(d)相比快速上升。 在從時刻t0經過異常檢測時間Ta2後的時刻tl，，第1比較信號Vcmpl變成 高電平，逆變器100停止。逆變器100停止後，流過二次線圈12b的電流下 降，檢測電壓Vdet也下降到OV 。
間Ta設定得較短，以比非地線短路時短的時間停止逆變器100，執行電路保 護。
另外，由於在時刻t0第2比較信號Vcmp2變成高電平，所以脈沖寬度 調製器60的電壓源68所生成的基準電壓Vref下降。結果，進行電路保護使 得檢測電壓Vdet接近下降後的基準電壓Vref,即，使得變壓器12的二次線 圈12b中流過的電流減少。
這樣，根據本實施方式的控制電路30,在地線短路時將基準電壓Vref 設定得比正常動作時低，由此能夠減少逆變器100 ^C停止之前的期間內的逆 變器100的輸出電流，減少流過地線短路路徑的電流，並抑制電路的消耗功 率，強化逆變器IOO和安裝它的組件的保護。
進而，本實施方式的控制電路30在起動期間內使由電壓源42生成的短 路檢測閾值電壓Vth2降低。結果，在進行使輸出電壓Vdrv在起動後緩緩上 升的軟起動時，能夠判別輸出電壓Vdrv因短路而較低的狀態、和輸出電壓 Vdrv因軟起動而較低的狀態，能夠將起動期間從第2保護電路40所進行的 電路保護中排除出去。
實施方式是個例示，其各結構要件和各處理過程的組合可以有各種變形 例，本領域技術人員能夠理解這些變形例也在本發明的範圍內。
在實施方式中，控制電路30的第l保護電路50是監視從誤差放大器61 輸出的誤差電壓Verr，檢測EEFL210的不亮的，但本發明不限於此。第l保
護電路50也可以監視與輸出電壓Vdrv相應的電壓Vfb,在該電壓超過閾值
電壓時判斷為燈不亮。
在本實施方式中，控制電路30可以全部被一體集成，也可以是其一部分 由分立部件或晶片部件構成。另外，控制電路30可以包含H橋電路IO地被 集成。至於將哪部分以何種程度集成，根據逆變器100的規格、成本、所佔 面積等決定即可。
在本實施方式中，邏輯電路的高電平、低電平的邏輯值的設定只是一例， 可以通過用反相器等適當反轉而自由改變。
在實施方式中，是通過切換由第l保護電路50的電流源52生成的充電 電流Ic來切換至逆變器停止的異常檢測時間的，但不限於此。例如為進行異 常鬥全測時間的切換，可以切換第4電容C4的電容值，也可以切換閾值電壓 Vtime。另外，也可以用數字計時器構成第1保護電路50。
在實施方式中，說明了發光裝置200中在EEFL210的兩端連接兩個逆變 器100,以反相的驅動電壓進行驅動的情況，但不限於此，也可以用一個逆 變器IOO驅動一端電壓被固定了的EEFL210。另外，驅動對象的螢光管不限 於EEFL,也可以是CCFL等其他突光管。另外，由本實施方式的逆變器100 驅動的負載也不限於螢光管，能夠適用於其他需要交流高電壓的各種設備的 驅動，能夠謀求電路保護。 (第2實施方式)
圖6是表示本發明第2實施方式的發光裝置200的結構的電路圖。圖7 是表示安裝圖6的發光裝置200的液晶電視300的結構的框圖。液晶電視300 與天線310相連接。天線310接收廣播波，向接收部304輸出接收信號。接 收部304對接收信號進行檢波、放大，輸出給信號處理部306。信號處理部 306將對被調製了的數據進行解調所得到的圖像數據輸出到液晶驅動器308。 液晶驅動器308將圖像數據按各掃描線輸出給液晶屏302,顯示視頻、圖像。 在液晶屏302的背面，作為背光燈配置有多個發光裝置200。信號處理部306 為按照液晶電視300的動作狀態和用戶的操作控制發光裝置200的發光亮度， 輸出兩個調光控制電壓Vdim 1 、 Vdim2 。
本實施方式的圖6的發光裝置200能夠4艮好地作為這樣的液晶屏302的 背光燈來使用。以下，回到圖6，詳細說明發光裝置200的結構和動作。
本實施方式的發光裝置200包括EEFL210、第1逆變器100a、第2逆變
器100b。 EEFL210配置在液晶屏302的背面。第1逆變器lOOa、第2逆變器 100b是DC/AC轉換器，將從直流電源輸出、輸入到輸入端子102的輸入電 壓Vin變換成交流電壓進行升壓，分別向EEFL210的第1端子212、第2端 子214提供第1驅動電壓Vdrvl 、第2驅動電壓Vdrv2。第1驅動電壓Vdrvl 、 第2驅動電壓Vdrv2是彼此反相的交流電壓。
在圖6中，表示了一個EEFL210,但也可以並4關配置多個。以下，說明 實施方式的第1逆變器100a、第2逆變器100b的結構。第1逆變器100a、 第2逆變器100b是同樣的結構，所以下面將二者不作區分地統稱為逆變器 100進行說明。
逆變器100包括H橋電路10、變壓器12、電流電壓轉換部14、驅動電 壓^全測部20、控制電^各30、電容CIO。
H橋電路10包括第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高 側電晶體MH2、第2低側電晶體ML2這四個功率電晶體。
第i高側電晶體MHl—端與被施加輸入電壓Vin的輸入端子102相連接， 另一端與變壓器12的一次線圈12a的第1端子相連接。第1低側電晶體ML1 一端與電位被固定了的接地端子相連接，另一端與一次線圏12a的第1端子 相連接。第2高側電晶體MH2—端與輸入端子102相連接，另一端經由用於 阻止直流的電容C10與一次線圈的第2端子相連接。第2低側電晶體ML2 一端與接地端子相連接，另一端經由用於阻止直流的電容C10與一次線圈12a 的第2端子相連接。
電流電壓轉換部14被設置在變壓器12的二次線圈12b的電流路徑上。 電流電壓轉換部14將流過二次線圈12b的電流、即流過EEFL210的電流變 換成電壓，作為檢測電壓Vdet輸出。電流電壓轉換部14包括整流電路16、 濾波器18。
整流電路16包括第1 二極體Dl、第2 二極體D2、第1電阻R1。第1 二極體Dl陽極接地，陰極與二次線圏12b的一端相連。第2 二極體D2的陽 極與第1二極體D1的陰極相連。第1電阻R1被設置在第2二極體D2的陰 極與接地之間。流過二次線圈12b的交流電流被第1 二極體Dl、第2二極體 D2半波整流，流向第1電阻R1。第1電阻R1上產生與流過二次線圈12b的 電流成比例的電壓降。整流電路16輸出第1電阻R1上產生的電壓降。
濾波器18是包括第2電阻R2、第1電容C1的低通濾波器。濾波器18
將除去了整流電路16的輸出電壓的高頻分量的檢測電壓Vdet反饋給控制電 路30。
驅動電壓檢測部20包括整流電路22和濾波器24,被設置在逆變器100 的輸出端子104與接地之間。驅動電壓檢測部20生成與從逆變器100輸出的 驅動電壓Vdrv相應的直流的反饋電壓Vfb，反饋給控制電路30。
整流電路22包括第2電容C2、第3電容C3、第3 二極體D3、第4二 極管D4、第3電阻R3、第4電阻R4。第2電容C2和第3電容C3被串聯連 接在輸出端子104和接地之間。第3 二極體D3的陽極接地，陰極與第2電 容C2和第3電容C3的連接點相連。另外，第4二極體D4的陽極與第3二 極管D3的陰極相連接。在第4 二極體D4的陰極與接地之間，串聯連接第3 電阻R3和第4電阻R4。從輸出端子104輸出的驅動電壓Vdrv是交流電壓， 由第2電容C2和第3電容C3分壓。分壓後的驅動電壓Vdrv由第3 二極體 D3和第4二極體D4半波整流，再由第3電阻R3和第4電阻R4分壓。由第 3電阻R3和第4電阻R4分壓後的驅動電壓被輸出到濾波器24。
濾波器24將除去了從整流電路22輸出的信號的高頻分量後的反饋電壓 Vfb反饋給控制電路30。濾波器24與濾波器18 —樣可以用電阻和電容來構 成。
控制電路30基於所反饋的檢測電壓Vdet和反饋電壓Vfb，控制H橋電 路10的第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側電晶體MH2、 第2低側電晶體ML2的導通、截止。通過H橋電路10的控制，向變壓器12 的一次線圈12a提供開關電壓。其結果，用變壓器12進行能量轉換，向與二 次線圈12b相連的EEFL210提供第1驅動電壓Vdrvl。
下面說明控制電路30的結構。控制電路30通過使與外部相連的H橋電 路10的電晶體導通、截止，來控制逆變器100的變壓器12。圖8是表示第2 實施方式的控制電路30的結構的框圖。首先，基於該框圖說明控制電路30 整體的動作概要。
控制電路30包括脈沖寬度調製器60、第1保護電路50、第2保護電路 40、邏輯控制部70、軟起動控制部72、突發調光控制部93,是^皮一體集成 在一個半導體襯底上的功能IC。控制電路30具有輸入端子P1 P4。第l輸 入端子Pl被輸入檢測電壓Vdet,第2輸入端子P2被輸入反饋電壓Vfb,第 3輸入端子P3被輸入模擬調光控制電壓Vdiml ，第4輸入端子P4被輸入突
發調光控制電壓Vdim2。
控制電路30基於從外部輸入到第3輸入端子P3的才莫擬調光控制電壓 Vdiml,反^t控制驅動對象EEFL210的電流，調節驅動對象EEFL210的亮度。 另外，控制電路30基於被輸入到第4輸入端子P4的突發調光控制電壓Vdim2， 間歇地進行EEFL210的發光，由此控制實際效果的發光亮度。
脈衝寬度調製器60在逆變器100起動時，在EEFL210點亮之前基於反 饋電壓Vfb使驅動電壓Vdrv穩定化。對EEFL210提供預定的驅動電壓Vdrv 進行點亮後，由於燈的放電開始，驅動電壓Vdrv下降。脈沖寬度調製器60 在EEFL210點亮後，根據與流過燈的電流相應的檢測電壓Vdet，使流過燈的 驅動電流Idrv穩定化，使之以所希望的亮度發光。脈衝寬度調製器60生成通 過反饋而改變佔空比的脈沖寬度調製(PWM: Pulse Width Modution )信號 Vpwml d
第1保護電路50是檢測逆變器100的電路異常，執行電路保護的電路塊。 第1保護電路50向邏輯控制部70輸出若電路異常持續預定的異常檢測時間 Ta則變成高電平的開關停止信號S6。
邏輯控制部70基於PWM信號Vpwml的佔空比，控制H橋電路10的 第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側電晶體MH2、第2 低側電晶體ML2的導通、截止。對H橋電路IO進行開關控制的結果是，直 流電壓的輸入電壓Vir^皮轉換成交流電壓，作為驅動電壓Vdrv輸出。另夕卜， 邏輯控制部70在開關停止信號S6變成高電平時，為進行電路保護而停止H 橋電路10的電晶體的開關。
第2保護電路40監視與逆變器100的輸出電壓Vdrv相應的反饋電壓 Vfb,檢測輸出電壓Vdrv的振幅低於預定值的狀態。這樣的狀態是由逆變器 100的輸出端子104的地線短路等造成的。第2保護電路40輸出在檢測到地 線短路等異常時變成高電平的短路檢測信號S7。第1保護電路50被輸入高 電平的短路檢測信號S7後，將上述的異常檢測時間Ta設定得較短，開始時 間測定，縮短至開關停止的時間，強化電路保護。另外，脈沖寬度調製器60 被輸入高電平的短路檢測信號S7後，向檢測電壓Vdet下降的方向、即向流 過EEFL210的驅動電流Idrv下降的方向施加反饋，強化電路保護。
軟起動控制部72是控制使逆變器100的輸出電壓Vdrv緩緩上升的軟起 動的電路塊。軟起動控制部72向第2保護電路40的電壓源42輸出軟起動控
制信號SS。該軟起動控制信號SS例如是在由控制電路30使逆變器100起動 開始後的起動期間內為高電平、之後變成低電平的信號。軟起動控制部72可 以將逆變器100起動開始後的預定時間設定為起動期間，也可以將控制軟起 動的傾斜波形的軟起動電壓達到預定電位前的期間設定為起動期間。第2保 護電路40在軟起動控制信號SS為高電平的期間使要與反饋電壓Vfb進行比 較的閾值電壓降低。
突發調光控制部93是通過基於突發調光控制電壓Vdim2間歇地停止 EEFL210的發光，來控制實際效果的發光亮度的電路塊。突發調光控制部93 將被脈沖寬度調製了的突發信號S8輸出給脈沖寬度調製器60。脈衝寬度調 制器60參照突發信號S8，若被指示停止發光，則將PWM信號Vpwml固定 為高電平或者低電平。
下面詳細說明各電3各塊的結構。
圖9是表示脈沖寬度調製器60、第1保護電路50、第2保護電路40的 結構的電路圖。
脈沖寬度調製器60包括第1恆流源CCS1、第2恆流源CCS2、第1誤 差放大器EA1 、第2誤差放大器EA2、第1雙極型電晶體Ql 、第2雙極型晶 體管Q2、"與"門62、 PWM比較器64、三角波信號生成部66、電壓源68、 模擬調光停止開關SW1、緩沖器BUF1。
電壓源68生成設定流過EEFL210的電流的上限值的基準電壓Vrefi。第 1誤差放大器EA1具有兩個反相輸入端子，其中一個被輸入從電壓源68輸出 的基準電壓Vrefi，另一個被輸入從外部輸入的模擬調光控制電壓Vdiml。第 1誤差放大器EA1的非反相輸入端子被輸入從電流電壓轉換部14反饋來的檢 測電壓Vdet。第1誤差放大器EA1對模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓 Vrefi中較低者的電壓與檢測電壓Vdet的誤差進行放大。
第1誤差放大器EA1的輸出信號Sl被輸入到射極接地的第1雙極型晶 體管Ql的基極。第1雙極型電晶體Ql的集電極與生成恆電流Icl的第1恆 流源CCS1相連4妻。
另 一方面，第2誤差》丈大器EA2的反相輸入端子淨皮輸入基準電壓VrefV， 非反相輸入端子被輸入反饋電壓Vfb。第2誤差放大器EA2對基準電壓Vrefv 和反饋電壓Vfb的誤差進行放大。
第2誤差放大器EA2的輸出信號S2被輸入到射極接地的第2雙極型晶 體管Q2的基極。第2雙極型電晶體Q2是雙集電極的NPN型雙極型電晶體， 一個集電極與第1恆流源CCS1相連，另一個集電極與生成第2恆電流Ic2 的第2恆流源CCS2相連。
第1恆流源CCS1與第1雙極型電晶體Ql、第2雙極型電晶體Q2的集 電極的連接點所呈現的電壓(以下稱誤差電壓Verr)，被輸入到PWM比較器 64的反相輸入端子。
這裡，在EEFL210點亮之前，EEFL210、即變壓器12的二次線圏12b 中不流過電流，檢測電壓Vdet變低，與基準電壓Vrefi的誤差變大。結果， 信號Sl降低，第1雙極型電晶體Ql截止。這期間，由第1恆流源CCS1生 成的恆電流Icl成為流過第2雙極型電晶體Q2。結果，誤差電壓Verr由第2 誤差放大器EA2和第2雙極型電晶體Q2生成，施加反饋使得反饋電壓Vfb 接近基準電壓VrefV。
EEFL210點亮、流過驅動電流Idrv後，驅動電壓Vdrv下降。結果，反 饋電壓Vfb變低，與基準電壓Vrefv的誤差變大，所以信號S2降低，第2雙 極型電晶體Q2截止。EEFL210點亮、流過驅動電流Idrv，從而檢測電壓Vdet 變高，接近基準電壓Vrefi。結果，電壓Sl變高，第1雙極型電晶體Ql導通。 即，EEFL210點亮後，誤差電壓Verr由第1誤差放大器EA1和第1雙極型晶 體管Ql生成，進行反饋使得檢測電壓Vdet接近基準電壓Vrefi。
三角波信號生成部66生成具有預定頻率的三角波狀的三角波信號 Voscl 。 PWM比較器64對誤差電壓Verr和從三角波信號生成部66輸出的三 角波信號Voscl進4亍比4交，生成當Verr〈Voscl時為高電平、Verr>Voscl時為 j氐電平的PWM信號Vpwml。
PWM信號Vpwm的佔空比被反饋控制，使得在EEFL210點亮過程中檢 測電壓Vdet接近模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓Vrefi中較低者的電壓。 另一方面，在EEFL210不點亮的時候，進行反饋控制使得反饋電壓Vfb接近 基準電壓VrefV。
在脈沖寬度調製器60中，電壓源68是可變電壓源。電壓源68在從第2 保護電路40輸出的短路檢測信號S7變成高電平時，使基準電壓Vrefi降低。 例如，電壓源68在短^各檢測信號S7為高電平時，將基準電壓Vrefi設定成通 常時的1/4倍左右。
在被輸入模擬調光控制電壓Vdiml的第3輸入端子P3和第1誤差放大
器EA1的反相輸入端子之間，設置有模擬調光停止開關SW1和緩衝器BUF1。 基於"與"門62的輸出控制模擬調光停止開關SW1的接通和斷開。"與"門 62的一個輸入端子被邏輯反轉地輸入從第2保護電路40輸出的短贈4全測信 號S7。另外，"與"門62的另外一個輸入端子被輸入從第1保護電路50輸 出、在電路異常時變成高電平的異常檢測信號S5。模擬調光停止開關SW1 在軟起動控制部72的輸出信號S9為高電平時接通，在其為低電平時斷開。
第1保護電路50包括第1異常檢測比較器CMP1、第2異常檢測比較器 CMP2、"或，，門56、計時器電路58。第1異常檢測比較器CMP1將誤差電 壓Verr與閾值電壓Vthl進行比較，輸出在Verr>Vthl時變成高電平的異常檢 測信號S3。異常檢測信號S3在檢測電壓Vdet沒有被穩定為基準電壓Vrefi、 且反饋電壓Vfb也沒有被穩定為基準電壓Vrefv時成為高電平。
另外，第2異常檢測比較器CMP2將第2恆流源CCS2和第2雙極型晶 體管Q2的集電極的連接點所呈現的電壓Vc2與閾值電壓Vth2進行比較，輸 出在Vc2<Vth2時變成高電平的異常檢測信號S4。由於反饋電壓Vfb越高電 壓Vc2越低，所以異常檢測信號S4在過電壓狀態下為高電平。
"或"門56生成兩個異常檢測信號S3、 S4的邏輯和，作為異常檢測信 號S5輸出。異常檢測信號S5在電路成為過電流、過電壓狀態時，以及EEFL210 不亮時變成高電平。
當然，第l保護電路50的異常檢測手段不限於此，只要能夠檢測輸出電 壓的過電壓、輸出電流的過電流、或者發熱異常等逆變器的狀態脫離正常狀 態的情況即可。
異常檢測信號S5被輸入到計時器電路58。計時器電路58計測異常檢測 信號S5成為高電平的時間，當經過預定的異常檢測時間Ta時將變成高電平 的開關停止信號S6輸出到邏輯控制部70。邏輯控制部70在開關停止信號S6 變成高電平時、即電路的異常狀態持續預定時間時，停止H橋電路10的開 關動作。
第2保護電路40包括短路檢測比較器CMP3、電壓源42。電壓源42生 成預定的閾值電壓(以下稱短路檢測閾值電壓Vth3 )。短路檢測比較器CMP3 將反饋電壓Vfb與由電壓源42生成的短路檢測閾值電壓Vth3進行比較，輸 出Vfb<Vth3時變成高電平、Vfb<Vth3時變成低電平的短鴻一僉測信號S7。這 樣生成的短路檢測信號S7在例如逆變器100的輸出端子104發生地線短路時
變成高電平。另外，第2保護電路40所監視的反饋電壓Vfb也可以是與輸入
到第2誤差放大器EA2的反饋電壓Vfb成比例的電壓。
短贈4全測信號S7一史輸入到第1保護電路50、脈衝寬度調製器60，並淨皮 用於模擬調光停止開關SW1、突發調光控制開關SW2的接通、斷開控制。 當異常檢測信號S5變成高電平時，第1保護電路50的計時器電路58中所設 定的異常檢測時間Ta被設定得較短，例如被設定成通常時候的1/10左右。
電壓源42在軟起動控制信號SS為高電平期間將短路檢測閾值電壓Vth3 設定成第1電壓值Vth3a，在其為低電平期間將短路檢測閾值電壓Vth3設定 成比第1電壓值Vth3a高的第2電壓值Vth3b。即，在控制電路30起動開始 後的起動期間內，從電壓源42輸出的短路檢測閾值電壓Vth3被設定得比起 動期間經過後的正常工作時要低。
這樣，第2保護電路40監視與逆變器100的輸出電壓Vdrv相應的反饋 電壓Vft,當反饋電壓Vfb低於短路檢測閾值電壓Vth3時使由脈沖寬度調製 器60的電壓源68生成的基準電壓Vrefi降低。
圖10是表示突發調光控制部93的結構的電路圖。突發調光控制部93 包括突發調光調製部94 、強制關閉電路90 。
突發調光調製部94包括突發調光用比較器95、第2三角波信號生成部 96。第2三角波信號生成部96生成第2三角波信號Vosc2。第2三角波信號 Vosc2的頻率被設定得比由三角波信號生成部66生成的三角波信號Voscl低。 例如，三角波信號Voscl的頻率為數十到數百kHz時，第2三角波信號Vosc2 的頻率設定為100Hz左右。
突發調光用比較器95將突發調光控制電壓Vdim2與第2三角波信號 Vosc2進行比較。突發調光用比較器95的輸出信號(以下稱突發PWM信號 Vpwm2)在Vdim2〉Vosc2時變成高電平，在Vdim2<Vosc2時變成低電平。 該突發PWM信號Vpwm2被輸出到強制關閉電路90。
強制關閉電路90在作為突發調光用比較器95的輸出信號的突發PWM 信號Vpwm2為低電平的期間，使檢測電壓Vdet強制上升到PWM信號Vpwm 1 的佔空比實質成為0的電壓值。
該強制關閉電路90包括電流源CCS3、第5 二極體D5、突發調光控制 開關SW2、"或，'門92。電流源CCS3生成恆電流Ic3。第5 二極體D5的陰 極與第1輸入端子Pl相連，其陽極與電流源CCS3相連，防止電流的逆流。
突發調光控制開關SW2被設置在第5 二極體D5的陽極與接地之間。突發調 光控制開關SW2為接通時，恆電流Ic3經由突發調光控制開關SW2流入接 地，突發調光控制開關SW2為斷開時，經由第5 二極體D5流過電阻RIO。 另外，電阻R10可以是圖6的電阻R2、 Rl。流過電阻RIO的電流(以下稱 突發電流Ipwm2 )成為具有與突發PWM信號Vpwm2相同佔空比的突發信號。 "或"門92輸出^v突發調光調製部94輸出的突發PWM信號Vpwm2、 從第2保護電路40輸出的短路才企測信號S7、以及從第1保護電路50輸出的 異常檢測信號S5的邏輯和。突發調光控制開關SW2在"或"門92的輸出信 號S10為高電平時接通，在其為低電平時斷開。
在"或"門92的輸出信號S10變成低電平、突發調光控制開關SW2斷 開時，成為Ipwm2 = Ic3,電流流入電阻RIO。相反，當突發調光控制開關SW2 為接通時，變成突發電流Ipwm2二0。
在突發調光控制開關SW2為斷開時，第1輸入端子P1的電位、即檢測 電壓Vdet上升到由Rl0 x Ic3給出的電位。恆電流Ic3的電流值設定成PWM 信號Vpwm的佔空比實質成為0的值。
電阻R10流過電流、檢測電壓Vdet上升後，PWM信號Vpwml的電平 被固定，H橋電路10的開關動作停止。結果，變成不對EEFL210提供驅動 電壓Vdrv,發光停止。即，EEFL210的實際有效的亮度變成也由突發PWM 信號Vpwm2的佔空比來控制。
另外，當異常檢測信號S5或者短路檢測信號S7的任一者變成高電平時， "或"門92的輸出信號S10不管突發PWM信號Vpwm2如何都變成高電平， 突發調光控制開關SW2接通。因此，在由第2保護電路40或第1保護電路 50檢測到異常時，強制關閉電路90變成非有效狀態，突發調光被無效化。
下面說明如上那樣構成的本實施方式的逆變器100的動作。
首先，說明模擬調光控制電壓Vdiml所進行的EEFL210的亮度的調節。 如上所述，脈沖寬度調製器60生成佔空比被反饋控制的PWM信號Vpwml, 使得在EEFL210點亮過程中與變壓器12的二次線圈12b的電流、即流過 EEFL210的驅動電流Idrv相應的檢測電壓Vdet趨近於從外部輸入的模擬調 光控制電壓Vdiml。
圖11的(a) ~ (c)是表示逆變器100的動作狀態的電壓波形圖。圖11 的(a)表示模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓Vrefi，該圖的(b )表示誤
差電壓Verr和三角波信號Voscl,該圖的(c )表示PWM信號Vpmwl 。
圖11的(b)所示的誤差電壓Verr在VdimKVrefi範圍內隨著模擬調光 控制電壓Vdiml的增大而上升，當變成Vdiml>Vrefi時，該i吳差電壓Verr變 成恆定值。結果，PWM信號Vpwml的佔空比在VdimKVrefi範圍內緩緩變 大，在Vdim^Vrefi時成為恆定值。結果，模擬調光控制電壓Vdiml低於基 準電壓Vrefi時進行反饋使得檢測電壓Vdet趨近模擬調光控制電壓Vdiml, 所以能夠實現從外部進行的調光。另外，當模擬調光控制電壓Vdiml變得高 於基準電壓Vrefi時，進行反饋使得檢測電壓Vdet趨近基準電壓Vrefi，所以 能夠使EEFL210以由控制電路30預先確定的亮度進行發光，能夠將變壓器 12的二次線圈12b中流過的驅動電流Idrv限制在基準電壓Vrefi所確定的電 流值以下。
特別是在並聯連接多個EEFL210進行驅動時，驅動電流Idrv較大、消耗 功率也增大，所以通過對驅動電流Idrv設置上限，能夠提高電路的安全性。
圖12的(a) (e)是用於說明突發調光的時序圖。圖12的(a)表示 突發調光控制電壓Vdim2和第2三角波信號Vosc2，該圖的(b)表示突發 PWM信號Vpwm2,該圖的(c )表示4會測電壓Vdet,該圖的(d )表示誤差 電壓Verr和三角波信號Voscl,該圖的(e )表示PWM信號Vpwml 。
在時刻t0以前，Vdim2〉Vosc2時，突發PWM信號Vpwm2為高電平， 突發調光控制開關SW2接通，所以檢測電壓Vdet被穩定為與模擬調光控制 電壓Vdiml相等。在時刻t0變成Vdim2<Vosc2時，突發PWM信號Vpwm2 變成低電平，突發調光控制開關SW2斷開，檢測電壓Vdet被強制提升。結 果，誤差電壓Verr變得高於三角波信號Voscl的底值(bottom)電壓，PWM 信號Vpwml被固定在低電平，所以逆變器100的開關動作停止。在時刻tl, 再次成為Vdim2〉Vosc2時，逆變器100的開關動作再次開始，EEFL210再次 點亮。
本實施方式的逆變器100通過交替地重複突發調光控制電壓Vdim2所確 定的停止期間Tx和動作期間Ty,來控制EEFL210的亮度。隨著突發調光控 制電壓Vdim2降低，停止期間Tx變長，所以發光亮度降低。
接下來說明逆變器100的電路保護動作。圖13的(a) ~ (d)和圖14 的(a) ~ (d)是表示第2實施方式的逆變器100的異常^}會測時的動作狀態 的時序圖。在這些時序圖中，為說明簡便，將縱軸和橫軸適當放大、縮小了。
首先，用圖13的(a) ~ (d)說明沒有檢測到地線短路時的動作。圖 13的(a)表示檢測電壓Vdet和模擬調光控制電壓Vdiml,該圖的(b )表示 誤差電壓Verr,該圖的(c)表示異常檢測信號S5 (S3),該圖的(d)表示 開關停止信號S6。
在時刻t0之前，4企測電壓Vdet被穩定為模擬調光控制電壓Vdiml (<Vrefi )， EEFL210以外部所指示的亮度發光。此時的誤差電壓Verr取低於 異常檢測閾值電壓Vthl的恆定值。
在時刻t0,流過EEFL210的電流發生變動，變壓器12的二次線圈12b 的電流發生變動後，檢測電壓Vdet也隨電流的變動而變動。此時，放大4全測 電壓Vdet和基準電壓Vrefi的誤差所得到的誤差電壓Verr也上升，變得高於 異常檢測閾值電壓Vthl。結果，在時刻t0，異常檢測信號S5 ( =S3)變成高 電平。
在時刻t0異常檢測信號S5變成高電平後，由計時器電路58開始異常檢 測時間Ta的測定。在從時刻t0經過異常檢測時間Ta後的時刻tl,開關停止 信號S6變成高電平後，邏輯控制部70停止H橋電路10的開關控制。H橋 電路10的開關控制停止後，二次線圏12b中流過的電流減少，檢測電壓Vdet 也下降到0V。
這樣，本實施方式的逆變器100在非地線短路時若由第1保護電路50 檢測到電路異常，則在經過預定的異常檢測時間Tal後使開關停止信號S6成 為高電平，停止H橋電路10的開關動作，執行電路保護。
接下來，參照圖14的(a) ~ (d)說明地線短路時的電路保護。圖l4 的(a)表示檢測電壓Vdet、模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓Vrefi，該 圖的(b )表示反饋電壓Vfb,該圖的(c )表示短路檢測信號S7,該圖的(d ) 表示開關停止信號S6。
在時刻t0之前的期間，檢測電壓Vdet被穩定為與模擬調光控制電壓 Vdiml ( <Vrefi )相等，EEFL210的亮度由模擬調光控制電壓Vdiml控制。
在時刻t0,逆變器100的輸出端子104發生地線短路。輸出端子104地 線短路後，在EEFL210之外形成另一個針對接地的電流路徑，所以變壓器12 的二次線圈12b的電流增加。
另外，由於在時刻tO輸出端子104發生地線短路，所以輸出端子104呈 現的驅動電壓Vdrv的振幅變小，與驅動電壓Vdrv相應的反々貴電壓Vfb下降
到接近0V。在時刻tO反饋電壓Vfb變得低於短路檢測閾值電壓Vth2時，短 路檢測信號S7變成高電平。
在時刻t0短路檢測信號S7變成高電平後，計時器電路58將異常檢測時 間Ta設定得較短，開始時間測定。結果，在從時刻t0起經過異常檢測時間 Ta2後的時刻tl，，開關停止信號S6變成高電平，逆變器100停止。逆變器 100停止後，二次線圈12b中流過的電流減少，檢測電壓Vdet也下降到0V。
這樣，本實施方式的控制電路30在檢測到地線短路時，將異常檢測時間 Ta設定得較短，以比非地線短路時短的時間停止逆變器100，執行電路保護。
另外，由於在時刻t0短路檢測信號S7成為高電平，所以脈衝寬度調製 器60的電壓源68所生成的基準電壓Vrefi降低。結果，基準電壓Vrefi變得 比模擬調光控制電壓Vdiml低，所以來自外部的模擬調光被無效化。在時刻 tO以後，進行電路保護，使得檢測電壓Vdet趨近降低後的基準電壓Vrefi， 即，使得變壓器12的二次線圏12b中流過的電流下降。
這樣，根據本實施方式的控制電路30，通過在地線短路時將基準電壓 Vrefi設定得比正常動作時低，能夠使模擬調光在逆變器IOO被停止之前的期 間內無效，減少逆變器100的輸出電流，減少地線短^^各徑上流過的電流， 並能抑制電路的消耗功率，強化逆變器IOO及安裝它的組件的保護。
另外，通過設置模擬調光停止開關SW1，在由第2保護電路40檢測到 地線短路等異常時，變成第1誤差放大器EA1不被輸入模擬調光控制電壓 Vdiml。結果，能夠基於基準電壓Vrefi可靠地控制EEFL210的亮度和電流。
進而，在由第1保護電路50檢測到驅動對象EEFL210不亮時，也通過 斷開模擬調光停止開關SW1來使模擬調光控制無效化，通過在EEFL210中 流過由基準電壓Vrefi確定的電流，能夠變得容易點亮。這樣的控制在驅動難 以點亮的EEFL的電^^中特別有效。
進而，本實施方式的控制電路30在起動期間內使由電壓源42生成的短 路檢測閾值電壓Vth3降低。結果，在進行使輸出電壓Vdrv在起動後緩緩上 升的軟起動時，能夠判別輸出電壓Vdrv因短路而較低的狀態、和輸出電壓 Vdrv因軟起動而較低的狀態，能夠將起動期間從第2保護電路40所進行的 電路保護中排除出去。
進而，在實施方式中，異常檢測信號S5、短路檢測信號S7的任一者為 高電平時、即在第1保護電路50或第2保護電路40中檢測到異常時，由強制關閉電路90接通突發調光控制開關SW2，使突發調光無效化。結果，在 EEFL210熄滅的時候也能容易地再點亮。
實施方式是個例示，其各結構要件和各處理過程的組合可以有各種變形 例，本領域技術人員能夠理解這些變形例也在本發明的範圍內。
在實施方式中，控制電路30的第l保護電路50是監視從第l誤差放大 器EA1輸出的誤差電壓Verr，檢測EEFL210的不亮的，但本發明不限於此。 第1保護電路50也可以監視與輸出電壓Vdrv相應的電壓Vfb，在該電壓超 過閾值電壓時判斷為燈不亮。
控制電^各30可以全部被一體集成，也可以是其一部分由分立部件或晶片 部件構成。另外，控制電路30可以包含H橋電路IO地被集成。至於將哪部 分以何種程度集成，根據逆變器100的規格、成本、所佔面積等決定即可。
在本實施方式中，邏輯電路的高電平、低電平的邏輯值的設定只是一例， 可以通過用反相器等適當反轉而自由改變。
在實施方式中，說明了發光裝置200中在EEFL210的兩端連接兩個逆變 器100，以反相的驅動電壓進行驅動的情況，但不限於此，也可以用一個逆 變器IOO驅動一端電壓被固定了的EEFL210。另外，驅動對象的螢光管不限 於EEFL,也可以是CCFL等其他焚光管。另外，由本實施方式的逆變器100 驅動的負載也不限於螢光管，能夠適用於其他需要交流的高電壓的各種設備 的驅動，能夠謀求電路保護。 (第3實施方式)
圖15是表示本發明第3實施方式的發光裝置200的結構的電路圖。圖 16是表示安裝圖15的發光裝置200的液晶電視300的結構的框圖。液晶電 視300與天線310相連接。天線310接收廣播波，向接收部304輸出接收信 號。接收部304對接收信號進行檢波、放大，輸出給信號處理部306。信號 處理部306將對被調製了的數據進行解調所得到的圖像數據輸出到液晶驅動 器308。液晶驅動器308將圖像數據按各掃描線輸出給液晶屏302,顯示視頻、 圖像。在液晶屏302的背面，作為背光燈配置有多個發光裝置200。信號處 理部306為了按照液晶電視300的動作狀態和用戶的操作控制發光裝置200 的發光亮度，輸出模擬調光控制電壓Vdiml。
本實施方式的圖15的發光裝置200能夠很好地作為這樣的液晶屏302 的背光燈來使用。以下，回到圖15，詳細說明發光裝置200的結構和動作。
本實施方式的發光裝置200包括EEFL210、第1逆變器lOOa、第2逆變 器lOOb。 EEFL210配置在液晶屏302的背面。第1逆變器100a、第2逆變器 100b是DC/AC轉換器，將從直流電源輸出並輸入到輸入端子102的輸入電 壓Vin轉換成交流電壓進行升壓，分別向EEFL210的第1端子212、第2端 子214提供第1驅動電壓Vdrvl、第2驅動電壓Vdrv2。第l驅動電壓Vdrvl、 第2驅動電壓Vdrv2是彼此反相的交流電壓。
在圖15中，表示了一個EEFL210,但也可以並聯配置多個。以下，說 明本實施方式的第1逆變器100a、第2逆變器100b的結構。第1逆變器100a、 第2逆變器100b是同樣的結構，所以下面將二者不作區分地統稱為逆變器 100進行說明。
逆變器100包括H橋電路10、變壓器12、電流電壓轉換部14、驅動電 壓檢測部20、控制電路30、電容CIO。
H橋電路10包括第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高 側電晶體MH2、第2 ^^側電晶體ML2這四個功率電晶體。
第i高側電晶體MHl—端與被施加輸入電壓Vin的輸入端子102相連接， 另一端與變壓器12的一次線圏12a的第l端子相連接。第l低側電晶體ML1 一端與電位被固定了的接地端子相連接，另一端與一次線圈12a的第1端子 相連接。第2高側電晶體MH2—端與輸入端子102相連接，另一端經由用於 阻止直流的電容C10與一次線圈的第2端子相連接。第2低側電晶體ML2 一端與接地端子相連接，另 一端經由用於阻止直流的電容C10與 一次線圏12a 的第2端子相連接。
電流電壓轉換部14被設置在變壓器12的二次線圈12b的電流路徑上。 電流電壓轉換部14將流過二次線圈12b的電流、即流過EEFL210的驅動電 流Idrv轉換成電壓，作為第1 4企測電壓Vdetl輸出。電流電壓轉換部14包括 整流電^各16、濾波器18。
整流電路16包括第1 二極體Dl、第2 二極體D2、第1電阻Rl。第1 二極體Dl陽極接地，陰極與二次線圈12b的一端相連。第2 二極體D2的陽 極與第1 二極體Dl的陰極相連。第1電阻Rl被設置在第2 二極體D2的陰 極與接地之間。流過二次線圏12b的交流電流被第1 二極體Dl、第2二極體 D2半波整流，流向第1電阻R1。第1電阻R1上產生與流過二次線圈12b的 電流成比例的電壓降。整流電路16輸出第1電阻R1上產生的電壓降。
濾波器18是包括第2電阻R2、第1電容C1的低通濾波器。濾波器18 將除去了整流電路16的輸出電壓的高頻分量的第1檢測電壓Vdetl反饋給控 制電路30。
驅動電壓檢測部20包括整流電路22和濾波器24,淨皮設置在逆變器100 的輸出端子104與接地之間。驅動電壓檢測部20生成與從逆變器IOO輸出的 驅動電壓Vdrv相應的直流的第2檢測電壓Vdet2,反饋給控制電路30。
整流電路22包括第2電容C2、第3電容C3、第3 二極體D3、第4二 極管D4、第3電阻R3、第4電阻R4。第2電容C2和第3電容C3被串聯連 接在輸出端子104和接地之間。第3 二極體D3的陽極接地，陰極與第2電 容C2和第3電容C3的連接點相連。另外，第4二極體D4的陽極與第3 二 極管D3的陰極相連接。在第4 二極體D4的陰極與接地之間，串聯連接第3 電阻R3和第4電阻R4。從輸出端子104輸出的驅動電壓Vdrv是交流電壓， 由第2電容C2和第3電容C3分壓。分壓後的驅動電壓Vdrv由第3 二極體 D3和第4二極體D4半波整流，再由第3電阻R3和第4電阻R4分壓。由第 3電阻R3和第4電阻R4分壓後的驅動電壓^皮輸出到濾波器24。
濾波器24將除去了從整流電路22輸出的信號的高頻分量後的第2檢測 電壓Vdet2反饋給控制電路30。濾波器24與濾波器18—樣可以用電阻和電 容來構成。
控制電路30基於所反饋的第1檢測電壓Vdetl和第2檢測電壓Vdet2, 控制H橋電路10的第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側 電晶體MH2、第2低側電晶體ML2的導通、截止。通過H橋電路10的控制， 向變壓器12的一次線圈12a提供開關電壓。其結果，用變壓器12進行能量 轉換，向與二次線圈12b相連的EEFL210提供第1驅動電壓Vdrvl。
下面說明控制電路30的結構。控制電路30通過使與外部相連的H橋電 路10的電晶體導通、截止，來對逆變器100的變壓器12進行開關控制。圖 17是表示第3實施方式的控制電路30的結構的框圖。首先，基於該框圖說 明控制電路30整體的動作概要。
控制電路30包括脈沖寬度調製器60、第1保護電路50、第2保護電路 40、邏輯控制部70、軟起動控制部72、頻率控制部80,是被一體集成在一 個半導體襯底上的功能IC。控制電^各30具有輸入端子PI ~P3。第1輸入端 子P1被輸入第l檢測電壓Vdetl,第2輸入端子P2被輸入第2檢測電壓Vdet2,
第3輸入端子P3被輸入模擬調光控制電壓Vdiml 。
脈沖寬度調製器60在逆變器100起動時，在EEFL210點亮之前基於第 2才全測電壓Vdet2使驅動電壓Vdrv穩定化。對EEFL210提供預定的驅動電壓 Vdrv進行點亮後，由於燈的放電開始，所以驅動電壓Vdrv下降。脈衝寬度 調製器60在EEFL210點亮後，根據與流過燈的驅動電流相應的第1檢測電 壓Vdetl,使流過燈的驅動電流Idrv穩定化，使之以所希望的亮度發光。脈 沖寬度調製器60生成佔空比基於反饋而改變的脈衝寬度調製(PWM: Pulse Width Modution )信號Vpwml 。
第l保護電路50是檢測逆變器IOO的電路異常，執行電路保護的電路塊。 第1保護電路50向邏輯控制部70輸出若電路異常持續預定的異常檢測時間 Ta則變成高電平的開關停止信號S6。
邏輯控制部70基於PWM信號Vpwml的佔空比，控制H橋電路10的 第1高側電晶體MH1、第1低側電晶體ML1、第2高側電晶體MH2、第2 低側電晶體ML2的導通、截止。對H橋電路IO進行開關控制的結果是，直 流電壓的輸入電壓Vin被轉換成交流電壓，作為驅動電壓Vdrv輸出。另夕卜， 邏輯控制部70在開關停止信號S6變成高電平時，為進行電路保護而停止H 橋電路10的電晶體的開關。
第2保護電路40監視與逆變器IOO的輸出電壓Vdrv相應的第24企測電 壓Vdet2，檢測輸出電壓Vdrv的振幅低於預定值的狀態。這樣的狀態是由逆 變器100的輸出端子104的地線短路等造成的。第2保護電路40輸出在檢測 到地線短路等異常時變成高電平的短路檢測信號S7。第1保護電路50被輸 入高電平的短路檢測信號S7時，將上述的異常檢測時間Ta設定得較短，縮 短至開關停止的時間，強化電路保護。另外，脈衝寬度調製器60被輸入高電 平的短路檢測信號S7時，向第1檢測電壓Vdetl下降的方向、即向流過 EEFL210的驅動電流Idrv下降的方向施加反饋，強化電路保護。
軟起動控制部72是控制使逆變器100的輸出電壓Vdrv緩緩上升的軟起 動的電路塊。軟起動控制部72向第2保護電路40的電壓源42輸出軟起動控 制信號SS。該軟起動控制信號SS例如是在控制電路30使逆變器100的起動 開始後的起動期間內為高電平、之後變成低電平的信號。軟起動控制部72可 以將逆變器100起動開始後的預定時間設定為起動期間，也可以將控制軟起 動的傾斜波形的軟起動電壓達到預定電位前的期間設定為起動期間。第2保 護電路40在專欠起動控制信號SS為高電平的期間使要與第2 ^r測電壓Vdet2 進行比較的閾值電壓降低。
頻率控制部80監視分別與流過變壓器12的二次線圏12b的驅動電流Idrv 和從逆變器100提供給EEFL210的驅動電壓Vdrv相應的第l檢測電壓Vdetl、 第2檢測電壓Vdet2。頻率控制部80在與驅動電流Idrv相應的第1檢測電壓 Vdetl低於預定的第1閾值電壓，或者與驅動電壓Vdrv相應的第2檢測電壓 Vdet2高於預定的第2閾值電壓時，使在脈沖寬度調製器60中生成的三角波 信號的頻率提高。為切換三角波信號Voscl的頻率，頻率控制部80輸出頻率 控制信號S13。
下面詳細說明各電路塊的結構。
圖18是表示脈沖寬度調製器60、第1保護電路50、第2保護電路40 的結構的電路圖。
脈沖寬度調製器60包括第1恆流源CCS1、第2恆流源CCS2、第1誤 差放大器EA1、第2誤差放大器EA2、第1雙極型電晶體Ql、第2雙極型晶 體管Q2、"與"門62、 PWM比4交器64、三角波信號生成部66、電壓源68、 模擬調光停止開關SW1、緩衝器BUF1。
電壓源68生成設定流過EEFL210的電流的上限值的基準電壓Vrefi。第 1誤差放大器EA1具有兩個反相輸入端子，其中一個被輸入從電壓源68輸出 的基準電壓Vrefi，另一個被輸入從外部輸入的模擬調光控制電壓Vdiml。第 1誤差放大器EA1的非反相輸入端子被輸入從電流電壓轉換部14反饋來的第 1檢測電壓Vdetl。第1誤差放大器EA1對模擬調光控制電壓Vdiml和基準 電壓Vrefi中較低者的電壓與第1檢測電壓Vdetl的誤差進行放大。
第1誤差放大器EA1的輸出信號Sl被輸入到射極接地的第1雙極型晶 體管Ql的基極。第1雙極型電晶體Ql的集電極與生成恆電流Icl的第1恆 流源CCS1相連接。
另一方面，第2誤差放大器EA2的反相輸入端子被輸入基準電壓Vre^， 非反相輸入端子被輸入第2檢測電壓Vdet2。第2誤差放大器EA2對基準電 壓VreiV和第2才企測電壓Vdet2的誤差進行方文大。
第2誤差放大器EA2的輸出信號S2被輸入到射極接地的第2雙極型晶 體管Q2的基極。第2雙極型電晶體Q2是雙集電極的NPN型雙極型電晶體， 一個集電極與第1恆流源CCS1相連，另一個集電極與生成第2恆電流Ic2
的第2恆流源CCS2相連。
第1恆流源CCS1與第1雙極型電晶體Ql、第2雙極型電晶體Q2的集 電極的連接點所呈現的電壓(以下稱誤差電壓Verr),被輸入到PWM比較器 64的反相輸入端子。
這裡，在EEFL210點亮之前，EEFL210、即變壓器12的二次線圈12b 中不流過電流，第l檢測電壓Vdetl變低，與基準電壓Vrefi的誤差變大。結 果，信號Sl降低，第1雙極型電晶體Ql截止。這期間，由第1恆流源CCS1 生成的恆電流Icl成為流過第2雙極型電晶體Q2。結果，誤差電壓Verr由第 2誤差放大器EA2和第2雙極型電晶體Q2生成，施加反饋使得第2檢測電 壓Vdet2 4妻近基準電壓Vrefv。
EEFL210點亮、流過驅動電流Idrv後，驅動電壓Vdrv下降。結果，第 2檢測電壓Vdet2變低，與基準電壓Vrefv的誤差變大，所以信號S2降低， 第2雙極型電晶體Q2截止。EEFL210點亮、流過驅動電流Idrv，從而第1 檢測電壓Vdetl變高，接近基準電壓Vrefi。結果，電壓Sl變高，第1雙極 型電晶體Q1導通。即，EEFL210點亮後，誤差電壓Verr由第l誤差放大器 EA1和第1雙極型電晶體Ql生成，進行反饋使得第1檢測電壓Vdetl接近 基準電壓Vrefi。
三角波信號生成部66生成具有預定頻率的三角波狀的三角波信號 Voscl。 PWM比較器64對誤差電壓Verr和從三角波信號生成部66輸出的三 角波信號Voscl進行比較，生成當VerrVoscl時為 低電平的PWM信號Vpwml 。
PWM信號Vpwm的佔空比被反饋控制，使得在EEFL210點亮過程中第 1檢測電壓Vdetl接近模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓Vrefi中較低者的 電壓。另一方面，在EEFL210不點亮的時候，進行反饋控制使得第2檢測電 壓Vdet2衝妻近基準電壓Vrefv。
在脈沖寬度調製器60中，電壓源68是可變電壓源。電壓源68在從第2 保護電路40輸出的短路檢測信號S7變成高電平時，使基準電壓Vrefi降低。 例如，電壓源68在短路檢測信號S7為高電平時，將基準電壓Vrefi設定成通 常時的1/4 4咅左右。
在被輸入模擬調光控制電壓Vdiml的第3輸入端子P3和第1誤差放大 器EA1的反相輸入端子之間，設置有模擬調光停止開關SW1和緩沖器BUF1。
基於"與"門62的輸出控制模擬調光停止開關SW1的接通和斷開。"與"門
62的一個輸入端子被邏輯反轉地輸入從第2保護電路40輸出的短路檢測信 號S7。另外，"與"門62的另外一個輸入端子被輸入從第1保護電路50輸 出、在電路異常時變成高電平的異常檢測信號S5。模擬調光停止開關SW1 在軟起動控制部72的輸出信號S9為高電平時接通，在其為低電平時斷開。
第1保護電路50包括第1異常檢測比較器CMP1、第2異常檢測比較器 CMP2、"或，，門56、計時器電路58。第1異常檢測比較器CMP1將誤差電 壓Verr與閾值電壓Vthl進行比較，輸出在Verr>Vthl時變成高電平的異常檢 測信號S3。異常一全測信號S3在第1 4企測電壓Vdetl沒有^皮穩定為基準電壓 Vrefi、且第2 一企測電壓Vdet2也沒有一皮穩定為基準電壓VrefV時為高電平。
另外，第2異常4全測比較器CMP2將第2恆流源CCS2和第2雙極型晶 體管Q2的集電極的連接點所呈現的電壓Vc2與閾值電壓Vth2進行比較，輸 出在Vc2<Vth2時變成高電平的異常^^測信號S4。由於第2才企測電壓Vdet2 越高電壓Vc2越低，所以異常檢測信號S4在過電壓狀態下為高電平。"或"門56生成兩個異常檢測信號S3、 S4的邏輯和，作為異常檢測信 號S5輸出。異常4全測信號S5在電^^為過電流、過電壓狀態時、以及EEFL210
不亮時變成高電平。
當然，第l保護電路50的異常檢測手段不限於此，只要能夠檢測輸出電 壓的過電壓、輸出電流的過電流、或者發熱異常等逆變器的狀態脫離正常狀 態的情況即可。
異常檢測信號S5被輸入到計時器電路58。計時器電路58計測異常檢測 信號S5成為高電平的時間，當經過預定的異常檢測時間Ta時將變成高電平 的開關停止信號S6輸出到邏輯控制部70。邏輯控制部70在開關停止信號S6 變成高電平時、即電路的異常狀態持續預定時間時，停止H橋電路10的開 關動作。
第2保護電路40包括短鴻"險測比較器CMP3 、電壓源42 。電壓源42生 成預定的閾值電壓(以下稱短路檢測閾值電壓Vth3 )。短路檢測比較器CMP3 將第2檢測電壓Vdet2與由電壓源42生成的短路檢測閾值電壓Vth3進行比 較，輸出Vdet2<Vth3時變成高電平、Vdet2<Vth3時變成低電平的短路檢測 信號S7。這樣生成的短路檢測信號S7在例如逆變器100的輸出端子104發 生地線短路時變成高電平。另外，第2保護電路40所監視的第2檢測電壓
Vdet2 '也可以是與輸入到第2誤差放大器EA2的第2 4企測電壓Vdet2成比例 的電壓。
異常檢測信號S5被輸入到第1保護電路50、脈沖寬度調製器60,並被 用於模擬調光停止開關SW1、突發調光控制開關SW2的接通、斷開控制。 當異常檢測信號S5變成高電平時，第1保護電路50的計時器電路58中所設 定的異常檢測時間Ta被設定得較短，例如被設定成通常時候的1/10左右。
電壓源42在軟起動控制信號SS為高電平期間將短路檢測閾值電壓Vth3 設定成第1電壓值Vth3a,在其為低電平期間將短路檢測閾值電壓Vth3設定 成比第1電壓值Vth3a高的第2電壓值Vth3b。即，在控制電路30起動開始 後的起動期間內，從電壓源42輸出的短路檢測閾值電壓Vth3被設定得比起 動期間經過後的正常工作時要4氐。
這樣，第2保護電路40監視與逆變器100的驅動電壓Vdrv相應的第2 檢測電壓Vdet2,當第2檢測電壓Vdet2低於短路檢測閾值電壓Vth3時使由 脈衝寬度調製器60的電壓源68生成的基準電壓Vrefi降低。
圖19是表示頻率控制部80的結構的電路圖。頻率控制部80包括第1 比較器CMPll、第2比較器CMP12、鎖存電路82、"或"門84。如上所述， 頻率控制部80監視分別與驅動電流Idrv和驅動電壓Vdrv相應的檢測電壓， 切換變壓器12的開關頻率。
第1比較器CMPll的非反相輸入端子被輸入與驅動電壓Vdrv相應的第 l檢測電壓Vdetl。另外，第1比較器CMPll的兩個反相輸入端子被輸入預 定的基準電壓Vthll和由電阻Rll、 R12分壓後的模擬調光控制電壓Vdiml。 第1比較器CMP11將第1閾值電壓Vthll和與模擬調光控制電壓Vdiml成 比例的電壓中的任一較低者設定為第1闊值電壓，與第1檢測電壓Vdetl進 行比較。結果，在第1檢測電壓Vdetl較大時輸出高電平，在第l檢測電壓 Vdetl較小時輸出低電平。被輸入到第1比較器CMPll的第l檢測電壓Vdetl 也可以適當地由電阻進4亍分壓。
第2比較器CMP12的非反相輸入端子被輸入第2檢測電壓Vdet2，反相 輸入端子被輸入第2閾值電壓Vthl2。第2比較器CMP12將第2檢測電壓 Vdet2與第2閣值電壓Vthl2進行比較，在Vdet2>Vthl2時輸出高電平，在 Vdet2〈Vth12時輸出低電平。被輸入到第2比較器CMP12的第2檢測電壓 Vdet2也可以適當地由電阻進行分壓。
第2比較器CMP12的輸出信號(以下稱第2比較信號S12 )被輸入到鎖 存電路82。鎖存電路82鎖存第2比較信號S12。"或，，門84將第1比較器 CMPll的輸出信號(以下稱第1比4交信號Sll )和第2比較信號S12的邏輯 和作為頻率控制信號S13輸出給三角波信號生成部66，控制三角波信號Voscl
的頻率。
圖20是表示三角波信號生成部66的結構例的電路圖。三角波信號生成 部66包括第1比較器CMP21、第2比較器CMP22、 RS觸發器FF1、充電用 恆流源CCS20 、放電用恆流源CCS21 、電容C20 。
充電用恆流源CCS20是用於對一端接地的電容C20提供電流進行充電的 電流源，放電用恆流源CCS21是用於從電容C20引出電荷進行放電的電流源。 電容C20所呈現的電壓被作為三角波信號Voscl輸出。
第1比較器CMP21將三角波信號Voscl的電位與設定應輸出的三角波信 號的峰值的最大電壓Vmax進行比較。第1比較器CMP21在VosOVmax時 輸出高電平。另外，第2比較器CMP22將三角波信號Vosc的電位與設定應 輸出的三角波信號的底值的最小電壓Vmin進行比較。第2比較器CMP22在 Vosc<Vmin時輸出高電平。
第1比較器CMP21、第2比較器CMP22的輸出信號被分別輸入到RS 觸發器FF1的置位端子和復位端子。RS觸發器FF1的輸出信號Vq被輸出到 充電用恆流源CCS20，反相輸出信號+Vq被輸出到放電用恆流源CCS21 。充 電用恆流源CCS20在輸出信號Vq為高電平時接通，通過充電電流Ich對電 容C20充電。另夕卜，放電用恆流源CCS21在反相輸出信號氺Vq為高電平時接 通，通過放電電流Idis使電容C20放電。
充電用恆流源CCS20、放電用恆流源CCS21被輸入從頻率控制部80輸 出的頻率控制信號S13。充電用恆流源CCS20、放電用恆流源CCS21分別在 頻率控制信號S13為高電平時增加充電電流Ich和方丈電電流Idis。例如，若在 頻率控制信號S13為高電平時將充電電流Ich、放電電流Idis設定成10倍， 則三角波信號Voscl的頻率變成10 4咅。
從三角波信號生成部66以與頻率控制信號S13相應的頻率輸出峰值電壓 被設定成Vmax、底值電壓被設定成Vmin的三角波信號Vosc。另外，三角波 信號生成部66也可以用磁滯比較器來構成。
下面說明如上那樣構成的本實施方式的逆變器100的動作。
首先，說明模擬調光控制電壓Vdiml所進行的EEFL210的亮度的調節。 如上所迷，脈衝寬度調製器60生成佔空比被反饋控制的PWM信號Vpwml ， 使得在EEFL210點亮過程中與變壓器12的二次線圈12b的電流、即流過 EEFL210的驅動電流Idrv相應的第1檢測電壓Vdetl趨近於從外部輸入的模 擬調光控制電壓Vdiml 。
圖21的(a) ~ (c)是表示逆變器100的動作狀態的電壓波形圖。圖 21的(a)表示模擬調光控制電壓Vdiml和基準電壓Vrefi,該圖的(b)表 示誤差電壓Verr和三角波信號Voscl ，該圖的(c )表示PWM信號Vpmwl 。
圖21的(b )所示的誤差電壓Verr在VdimKVrefi範圍內隨著鬥莫擬調光 控制電壓Vdiml的增大而上升，當變成Vdiml>Vrefi時，該i吳差電壓Verr變 成恆定值。結果，PWM信號Vpwml的佔空比在VdimKVrefi範圍內緩緩變 大，在Vdiml〉Vrefi時成為恆定值。結果，模擬調光控制電壓Vdiml低於基 準電壓Vrefi時，進行反饋使得第1 4全測電壓Vdetl趨近模擬調光控制電壓 Vdiml,所以能夠實現從外部進行的調光。另外，當模擬調光控制電壓Vdiml 變得高於基準電壓Vrefi時，進行反饋使得第1檢測電壓Vdetl趨近基準電壓 Vrefi,所以能夠使EEFL210以由控制電路30預先確定的亮度進行發光，能 夠將變壓器12的二次線圏12b中流過的驅動電流Idrv限制在基準電壓Vrefi 所確定的電流值以下。
特別是在並聯連接多個EEFL210進行驅動時，驅動電流Idrv較大、消耗 功率也增大，所以通過對驅動電流Idrv設置上限，能夠提高電路的安全性。
下面說明第3實施方式的逆變器100中的頻率控制。圖22的(a) ~ (e) 是表示頻率控制部80所進行的頻率控制的情況的時序圖。圖22的(a)表示 第2檢測電壓Vdet2,該圖的(b)表示第1檢測電壓Vdetl，該圖的(c)表 示從第2比較器CMP12輸出的第2比較信號S12，該圖的(d)表示從第1 比較器CMP11輸出的第1比較信號Sll，該圖的(e)表示頻率控制信號S13。
在時刻tO,由軟起動控制部72開始逆變器IOO的動作。在軟起動期間， 脈沖寬度調製器60通過第2誤差放大器EA2進行反饋，使得第2檢測電壓 Vdet2接近軟起動電壓，使驅動電壓Vdrv上升。這期間，第2檢測電壓Vdet2 比第2閾值電壓Vthl2低，所以第2比較器CMP12的第2比較信號S12是低 電平。
另外，在軟起動期間，EEFL210是熄滅的，所以不流過驅動電流Idrv,
第l檢測電壓Vdetl變成0V,第1比較信號Sll是高電平。
在軟起動期間中，對第1比較信號Sll和第2比較信號S12進行邏輯合 成而得到的頻率控制信號S13成為高電平。因此，由三角波信號生成部66生 成的三角波信號Voscl的頻率被設定得較高。
在時刻tl，第2檢測電壓Vdet2變得高於第2閾值電壓Vthl2時，第2 比較信號S12變成高電平。
EEFL210點亮後，與驅動電流Idrv相應的第1檢測電壓Vdetl上升。此 時，由於EEFL210點亮，所以驅動電壓Vdrv下降，在時刻t2，第2檢測電 壓Vdet2變得低於第2閾值電壓Vthl2,第2比較信號S12成為低電平。 EEFL210點亮後，脈衝寬度調製器60的第2誤差》文大器EA2所進行的反饋 被無效化，由第l誤差放大器EAl控制驅動電流Idrv使得第l檢測電壓Vdetl 接近才莫擬調光控制電壓Vdiml,第1 4全測電壓Vdetl上升。在時刻t2， Vdetl>Vthll時，第1比較信號Sll變成低電平。此時，第1比較信號Sll、 第2比較信號S12都成為低電平，所以頻率控制信號S13轉變為低電平，三 角波信號Vsocl的頻率下降。
若在時刻t3EEFL210因某種原因熄滅，則由於放電停止，與驅動電壓 Vdrv相應的第2糹全測電壓Vdet2上升，變得高於第2閾值電壓Vthl2,所以 第2比較信號S12變成高電平。另外，由於放電停止，不流過驅動電流Idrv， 所以第l檢測電壓Vdetl下降，變得低於第1閾值電壓Vthll，從而第1比較 信號S11也成為高電平。結果，頻率控制信號S13變成高電平，使三角波信 號Voscl的頻率上升，因而EEFL210變得容易點亮。若在時刻t4EEFL210再 次點亮，則頻率控制信號S13變成低電平，所以三角波信號Voscl的頻率被 設定得較低，使得與電路的諧振頻率相一致。
以上說明了第3實施方式的逆變器100的結構和動作。本實施方式的控 制電路30通過監視與提供給EEFL210的驅動電壓Vdrv、驅動電流Idrv相應 的兩個檢測電壓Vdet,來檢測EEFL210的非點亮狀態。包含EEFL210地構 成的諧振電^^的諧振頻率隨EEFL210的點亮、非點亮而變化，所以通過在 EEFL210非點亮時^f吏由三角波信號生成部66生成的三角波信號Voscl的頻率 上升，能夠縮短至再點亮的時間，能夠使EEFL210穩定地發光。
另外，在第3實施方式中，將第1比較器CMPll的反相輸入端子側的 閾值電壓設定成與模擬調光控制電壓Vdiml成比例的電壓和第1閾值電壓 Vthll中較低者的電壓。結果，即使在為使EEFL210的亮度下降而較低地設 定模擬調光控制電壓Vdiml時，也能根據模擬調光控制電壓Vdiml來較低地 設定應與第1檢測電壓Vdetl相比較的閾值電壓，能夠很好地檢測到EEFL210 的非點亮狀態。
本實施方式是個例示，可以對其各構成要素及各處理過程的組合進行各 種變形，本領域技術人員能夠理解這些變形例也處於本發明的範圍內。
控制電^各30可以全部一體集成，或者也可以是其一部分由分立部件或芯 片部件構成。另外，控制電路30可以包含H橋電路IO地被集成。至於哪個 部分進行什麼程度的集成，根據逆變器100的規格、成本、所佔面積等決定 即可。
在本實施方式中，邏輯電路的高電平、低電平的邏輯值的設定僅是一例， 可以通過用反相器等進行適當的邏輯反轉而自由改變。
在實施方式中，-說明了在發光裝置200中，在EEFL210的兩端連4妻逆變 器100，以反相的驅動電壓進行驅動的情況，但不限於此，也可以用一個逆 變器IOO來驅動一端電壓被固定了的EEFL210。另外，驅動對象的螢光管也 不限於EEFL，可以是CCFL等其他螢光管。
以上基於實施方式說明了本發明，但實施方式僅是表示本發明的原理、 應用，在不脫離權利要求書所規定的本發明的思想的範圍內，對實施方式可 以進行很多變形及配置的變更。 〔工業可利用性〕
本發明能夠應用於螢光燈的驅動。
權利要求
1.一種包含變壓器的逆變器的控制電路，其特徵在於，包括脈衝調製器，生成佔空比被反饋控制的脈衝信號，使得與上述變壓器的二次線圈的電流相應的檢測電壓趨近於基準電壓；邏輯控制部，基於從上述脈衝調製器輸出的脈衝信號，對上述變壓器的一次線圈的電流進行開關控制；第1保護電路，檢測上述逆變器的電路異常，當電路異常持續預定的異常檢測時間時，停止上述逆變器的開關控制；以及第2保護電路，監視與上述逆變器的輸出電壓相應的反饋電壓，在上述反饋電壓低於預定的閾值電壓時，將上述異常檢測時間設定得較短，並使上述基準電壓降低。
2. 根據權利要求1所述的控制電路，其特徵在於， 上述第1保護電路包括 一端電位被固定了的電容；電流源，生成充電電流，對上述電容充電；以及 第1比較器，將上述電容所呈現的電壓與對應於上述異常檢測時間的電 壓進4於比專支，上述第2保護電路在上述反饋電壓低於上述閾值電壓時，使上述充電電 流增力口。
3. 根據權利要求1或2所述的控制電路，其特徵在於， 上述第2保護電路包括電壓源，生成上述閾值電壓；以及比較，其中，上述電壓源在本控制電路起動開始後的起動期間，將上述閾值電 壓設定得比經過起動期間後的正常動作時低。
4. 根據權利要求1或2所述的控制電路，其特徵在於 上述脈衝調製器、上述邏輯控制部、上述第l保護電路、上述第2保護電路被一體集成在一個半導體襯底上。
5. 一種逆變器，其特徵在於，包括 變壓器；權利要求1或2所述的控制電路，對上迷變壓器的一次線圈的電流進行 開關控制；以及電流電壓轉換部，被設置在上述變壓器的二次線圏的電流路徑上，將上 述二次線圈所流過的電流轉換成電壓，作為上述檢測電壓反饋給上述控制電路。
6. —種發光裝置，其特徵在於，包括 螢光燈；以及權利要求5所述的逆變器，將輸出電壓作為驅動電壓提供給上述螢光燈。
7. 根據權利要求6所述的發光裝置，其特徵在於 並聯連接有多個上述焚光燈。
8. 根據權利要求6所述的發光裝置，其特徵在於上述逆變器有兩個，分別設置在上述焚光燈的兩端，提供彼此反相的驅 動電壓。
9. 根據權利要求6所述的發光裝置，其特徵在於 上述螢光燈是冷陰極螢光燈。
10. 根據權利要求6所述的發光裝置，其特徵在於 上述焚光燈是外部電極焚光燈。
11. 一種液晶電視，其特徵在於，包括 液晶屏；以及配置在上述液晶屏背面的多個權利要求6所述的發光裝置。
12. —種螢光燈驅動用逆變器的控制電路，其特徵在於，包括 電壓源，生成預定的基準電壓；誤差放大器，對為調節驅動對象的螢光燈的亮度而從外部輸入的模擬調上述逆變器的變壓器的二次線圈所流過的電流的檢測電壓的誤差進行放大； 脈衝寬度調製比較器，將從上述誤差放大器輸出的誤差電壓與三角波電壓進行比較，輸出脈衝寬度調製信號；以及邏輯控制部，基於從上述脈衝寬度調製比較器輸出的脈衝寬度調製信號，對上述變壓器的一次線圈的電流進行開關控制。
13. 根據權利要求12所述的控制電路，其特徵在於 還包括保護電路，監視與上述逆變器的輸出電壓相應的反饋電壓，在上 述反饋電壓低於預定的閾值電壓時，使上述基準電壓降低。
14. 根據權利要求12或13所述的控制電路，其特徵在於 在上述模擬調光控制電壓的輸入端子和上述誤差放大器之間，還具有模擬調光停止開關；在上述驅動對象的螢光燈不亮時，斷開上述模擬調光停止開關。
15. 根據權利要求13所述的控制電路，其特徵在於 在上述模擬調光控制電壓的輸入端子和上述誤差放大器之間，還具有模擬調光停止開關；在上述驅動對象的螢光燈不亮時，斷開上述4莫擬調光停止開關；停止開關。
16. 根據權利要求12或13所述的控制電路，其特徵在於 還包括突發調光用比較器，將從外部輸入的突發調光控制電壓與頻率被設定得 比上述三角波電壓^^的第2三角波電壓進行比較；和強制關閉電路，參照上述突發調光用比較器的輸出信號，在上述突發調 光控制電壓低於上述第2三角波電壓的期間，將上述檢測電壓強制提升到上 述脈沖寬度調製信號的佔空比實質成為0的電壓值。
17. 根據權利要求13所述的控制電路，其特徵在於 還包括突發調光用比較器，將從外部輸入的突發調光控制電壓與頻率被設定得 比上述三角波電壓低的第2三角波電壓進行比較，和強制關閉電路，參照上述突發調光用比較器的輸出信號，在上述突發調 光控制電壓低於上述第2三角波電壓的期間，將上述;f企測電壓強制提升到上 述脈衝寬度調製信號的佔空比實質成為0的電壓值；上述保護電路在上述反饋電壓低於上述閾值電壓時，使上述強制關閉電 路成為非有效狀態，停止突發調光。
18. 根據權利要求12或13所述的控制電路，其特徵在於 上述電壓源、上述誤差放大器、上述脈沖寬度調製比較器、以及上述邏輯控制部被一體集成在一個半導體襯底上。
19. 一種逆變器，其特徵在於，包括 變壓器，其二次線圈連接驅動對象的螢光燈；權利要求12或13所述的控制電路，對上述變壓器的一次線圏的電流進 行開關控制；以及電流電壓轉換部，被設置在上述變壓器的二次線圈的電流路徑上，將流 過上述二次線圈的電流轉換成電壓，作為上述檢測電壓反饋給上述控制電路。
20. —種發光裝置，其特徵在於，包括 螢光燈；和權利要求19所述的逆變器，將輸出電壓作為驅動電壓提供給上述螢光燈。
21. 根據權利要求20所述的發光裝置，其特徵在於 並聯連接有多個上述螢光燈。
22. 根據權利要求20所述的發光裝置，其特徵在於 上述逆變器有兩個，分別設置在上述螢光燈的兩端，提供彼此反相的驅動電壓。
23. 根據權利要求20所述的發光裝置，其特徵在於 上述焚光燈是外部電極萸光燈。
24. —種液晶電視，其特徵在於，包括 液晶屏；配置在上述液晶屏背面的多個權利要求20所述的發光裝置；以及信號處理部，向上述發光裝置的上述逆變器輸出上述模擬調光控制電壓。
25. —種焚光燈驅動用逆變器的控制電路，其特徵在於，包括 誤差放大器，對用於調節驅動對象的螢光燈的亮度的調光控制電壓、和與流過上述逆變器的變壓器的二次線圈的驅動電流相應的檢測電壓的誤差進 行放大；三角波信號生成部，生成三角波信號；脈沖寬度調製用比較器，將從上述誤差放大器輸出的誤差電壓與從上述 三角波信號生成部輸出的三角波信號進行比較，輸出脈沖寬度調製信號；邏輯控制部，基於從上述脈衝寬度調製用比較器輸出的脈衝寬度調製信 號，對上述變壓器的一次線圈的電流進行開關控制；以及頻率控制部，監視分別與流過上述變壓器的二次線圈的驅動電流和從上述逆變器提供給上述螢光燈的驅動電壓相應的檢測電壓，在與上述驅動電流 相應的第l檢測電壓低於預定的第1閾值電壓，或者與上述驅動電壓相應的第2檢測電壓高於預定的第2閾值電壓時，使上述三角波信號的頻率上升。
26. 根據權利要求25所述的控制電路，其特徵在於 上述頻率控制部包括第1比較器，將與上述驅動電壓相應的第l檢測電壓與上述第1閾值電 壓進行比較，在上述第l檢測電壓低於上述第1閾值電壓時，使輸出成為預 定電平，第2比較器，將與上述驅動電流相應的第2檢測電壓與上述第2閾值電 壓進行比較，在上述第2檢測電壓高於上述第2閾值電壓時，使輸出成為上 述預定電平，以及邏輯門，對上述第l比較器和第2比較器的輸出信號進行邏輯運算； 其中，由上述邏輯門的輸出信號控制上述三角波信號的頻率。
27. 根據權利要求26所述的控制電路，其特徵在於上述第1比較器將與上述調光控制電壓成比例的電壓和預定的基準電壓 中的較低者設定成上述第1閾值電壓，與上述第l檢測電壓進行比較。
28. 根據權利要求25至27的任一項所述的控制電路，其特徵在於 上述三角波信號生成部包括電容，和充放電電路，對上述電容提供充電電流，或者從上述電容牽引出放電電流上述頻率控制部通過增加上述充放電電^各的充電電流和》丈電電流，來^吏 上述三角波信號的頻率提升。
29. 根據權利要求25至27的任一項所述的控制電路，其特徵在於 被一體集成在一個半導體襯底上。
30. —種逆變器，其特徵在於，包括 變壓器，其二次線圈連接驅動對象的螢光燈；權利要求25至27的任一項所述的控制電路，對上述變壓器的一次線圏 的電流進行開關控制；驅動電壓檢測部，對提供給上述驅動對象的螢光燈的驅動電壓進行半波 整流並轉換成直流電壓，作為上述第1檢測電壓反饋給上述控制電路；以及電流電壓轉換部，被設置在上述變壓器的二次線圈的電流路徑上，將流 過上述二次線圈的驅動電流轉換成電壓，作為上述第2檢測電壓反饋給上述 控制電路。
31. —種發光裝置，其特徵在於，包括 螢光燈；和權利要求30所述的逆變器，將輸出電壓作為驅動電壓提供給上述螢光燈。
32. 根據權利要求31所述的發光裝置，其特徵在於 並聯連接有多個上述螢光燈。
33. 才艮據權利要求31所述的發光裝置，其特徵在於 上述逆變器有兩個，分別設置在上述萸光燈的兩端，提供彼此反相的驅動電壓。
34. 根據權利要求31所述的發光裝置，其特徵在於 上述焚光燈是外部電極焚光燈。
35. 根據權利要求31所述的發光裝置，其特徵在於 上述螢光燈是冷陰極螢光燈。
36. —種液晶電視，其特徵在於，包括 液晶屏；和配置在上述液晶屏背面的多個權利要求31所述的發光裝置。
全文摘要
脈衝寬度調製器(60)生成佔空比被反饋控制的PWM信號(Vpwm)，使得與變壓器的二次線圈的電流相應的檢測電壓趨近於基準電壓(Vref)。邏輯控制部(70)基於從脈衝寬度調製器(60)輸出的PWM信號(Vpwm)，對變壓器的一次線圈的電流進行開關控制。第1保護電路(50)檢測逆變器(100)的電路異常，當電路異常持續預定的異常檢測時間(Ta)時，停止逆變器(100)的開關控制。第2保護電路(40)監視與逆變器的輸出電壓相應的反饋電壓(Vfb)，在反饋電壓(Vfb)低於預定的閾值電壓(Vth2)時，使基準電壓(Vref)降低，並將異常檢測時間(Ta)設定得較短。
文檔編號H05B41/24GK101180786SQ200680017599
公開日2008年5月14日 申請日期2006年11月21日 優先權日2005年11月22日
發明者福本憲一 申請人:羅姆股份有限公司