三電平半橋軟開關直流變換電路和抑制中點漂移的方法
2023-06-02 22:47:01
專利名稱：三電平半橋軟開關直流變換電路和抑制中點漂移的方法
三電平半橋軟開關直流變換電路和抑制中點漂移的方法本發明涉及DC-AC變換電路，尤其涉及一種三電平半橋軟開關直流變換電路和抑制三電平半橋軟開關直流變換電路中點電壓漂移的方法。傳統三電平半橋軟開關直流變換電路具有拓撲結構簡單、易於控制、原邊開關管可實現ZVS、電路效率高、EMI小等優點，廣泛應用於三相交流AC/DC電源直流變換部分。傳統PWM型三電平軟開關直流變換電路如
圖1所示。分壓電容Cl、C2組成的電容分壓電路、開關管Ql、Q2、Q3、Q4串聯組成的開關橋臂、開關管箝位二極體Dl、D2組成的開關管箝位電路、變壓器箝位二極體D3、D4組成的變壓器原邊箝位電路、由諧振電感La、隔直電容C3與變壓器Tl的原邊線圈串聯組成的輸出電路。開關橋臂包括Ql與Q2串聯形成的上橋臂和Q3與Q4串聯形成的下橋臂，開關管箝位電路的一端接上橋臂的中點，另一端接下橋臂的中點。輸出電路的一端接開關橋臂的中點，另一端接開關管箝位電路的中點。變壓器原邊箝位電路的中點接變壓器Tl的原邊線圈與諧振電感的連接點。以圖1所示的PWM型三電平電路為例，理想情況下一個開關周期中開關管Ql、Q2 與Q3、Q4交替導通，變壓器Tl是雙向激磁，其磁滯曲線對稱工作在一三相限；但實際應用中，由於實際器件參數的離散性、布局的不對稱性、控制精度等影響，變壓器Tl往往會發生磁偏現象，甚至造成變壓器飽和，分壓電容Cl、C2中點電壓嚴重漂移等可靠性問題。變換器重載工作時，隔直電容C3的存在能很好地平衡前後半周期導送的功率，從而抑制磁偏及中點電壓漂移。但輕載及空載條件下，隨原邊電流減小，隔直電容作用減弱， 而且C3很難有效抑制D1、D2支路對C1、C2中點帶來的不對稱電流，變換器工作不平衡性會加劇。儘管此時佔空較小，變壓器Tl不容易出現飽和現象，但Cl、C2中點電壓的漂移現象會變得非常突出。為了解決中點漂移帶來的可靠性問題，目前常見的方法有提高Cl、C2的耐壓裕量、檢測C1、C2的電壓差從而進行佔空比補償、調節C1、C2各自的負載大小(死負載或輔助電源供電端)等。這些措施往往伴隨著成本增加、變換效率降低、設計複雜化。本發明要解決的技術問題是提供一種結構簡單，低成本，不需額外控制負擔，能有效抑制三電平軟開關直流變換電路中點電壓漂移的方法。本發明另一個要解決的技術問題是提供一種結構簡單，低成本，不需額外控制負擔，能有效抑制中點電壓漂移的三電平軟開關直流變換電路。為了解決上述技術問題，本發明採用的技術方案是，一種三電平半橋軟開關直流變換電路抑制中點漂移的方法，電路的開關變換器件通過隔直電容與電容分壓電路的中點連接，使導致中點電壓漂移的中點電流在隔直電容上累積形成直流電壓量，依靠隔直電容累積的電壓量，調節變壓器端的正負向工作電壓，使中點電壓的漂移量得到抑制。
一種實現上述方法的三電平半橋軟開關直流變換電路的技術方案，包括2個分壓電容組成的電容分壓電路、隔直電容、4個開關管串聯組成的開關橋臂、2個開關管箝位二極體組成的開關管箝位電路、2個變壓器箝位二極體組成的變壓器原邊箝位電路、由諧振電感與變壓器原邊線圈串聯組成的輸出電路；所述的開關橋臂包括上橋臂和下橋臂，所述開關管箝位電路的一端接上橋臂的中點，另一端接下橋臂的中點；所述輸出電路的一端接開關橋臂的中點，另一端接開關管箝位電路的中點，所述變壓器原邊箝位電路的中點接變壓器的原邊線圈，所述隔直電容的一端接電容分壓電路的中點，另一端接開關管箝位電路的中佔。
I ； WN O以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，隔直電容的電容值小於分壓電容的電容值。以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，變壓器原邊箝位電路的一端接電容分壓電路的高壓端，另一端接電容分壓電路的低壓端。以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，所述的諧振電感一端接變壓器原邊箝位電路的中點，另一端接開關橋臂的中點。以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，變壓器原邊箝位電路的一端接上橋臂的中點，另一端接下橋臂的中點。以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，包括箝位阻抗，變壓器原邊箝位電路的中點通過所述的箝位阻抗接變壓器的原邊線圈。以上所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，包括飛跨電容，所述的飛跨電容與開關管箝位電路並聯。本發明保留了原有傳統三電平半橋軟開關電路的基本特性，還能有效抑制輸入電容中點電壓漂移，而且相對較小感量的諧振電感即可保證滯後關斷管軟開關的順利實現， 佔空比損失小，是一種低成本、高性能、高可靠性的技術方案。下面結合附圖和具體實施方式
對本發明作進一步詳細的說明。圖1是現有技術PWM型三電平軟開關直流變換電路的電路圖。圖2是本發明三電平半橋軟開關直流變換電路實施例1的電路圖。圖3是本發明實施例1中模式一階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖4是本發明實施例1中模式二階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖5是本發明實施例1中模式三階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖6是本發明實施例1中模式四階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖7是本發明實施例1中模式五階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖8是本發明實施例1中模式六階段的等效電路和電流迴路示意圖。圖9是本發明三電平半橋軟開關直流變換電路實施例2的電路圖。[具體實施方式
]實施例1三電平直流變換電路的結構見圖2，隔直電容C3直接與輸入分壓電容 C1、C2中點連接，並且有Cl = C2 > C3。從結構上，任何導致Cl、C2電壓不平衡的中點電流一定會流過C3。以Cl向副邊導送的功率大於C2，電路進入不平衡工作狀態為例，工作電流會淨流入Cl、C2連接中點，Cl的電壓會逐漸下降，C2的電壓會逐漸上升，中點電壓會產生一定漂移。考慮隔直電容C3容量較小，淨流入Cl、C2連接中點的電流會在隔直電容C3上快速累計一定的直流電壓，從而使得電路在進入新的穩定工作狀態時，C1、C2的中點電壓漂移得到有效抑制。以下根據圖3-6對電路工作的幾個典型模式做進一步分析模式一能量導送階段如圖3所示，開關管Q1、Q2導通，變壓器Tl原邊正向激磁。與傳統PWM三電平電路相同，分壓電容Cl通過變壓器Tl向副邊傳送能量。模式二 超前管關斷階段如圖4所示，當開關管Ql關斷過程中，其結電容在負載電流及諧振電感La儲能能量的共同作用下充電。開關管Q2維持導通，開關管Q3、Q4的結電容隨著開關管Ql結電容的充電而放電，維持整個串聯支路的電壓等於分壓電容C1、C2的電壓和。當開關管Ql反壓升高到Cl與隔直電容C3電壓之和時，箝位二極體Dl箝位導通。模式三諧振電感續流階段如圖5所示，開關管Ql被箝位二極體Dl箝位關斷後，諧振電感La通過箝位二極
管D1、開關管Q2續流，諧振電感La的下降斜率為
dlLa VD1+ VQ2+ VZ——=-
dtLa其中V DUV Q2、VZ分別為諧振電感La續流電流在箝位二極體D1、開關管Q2及續流迴路阻抗上產生的壓降。在此過程中，隔直電容並沒有加入到La的續流支路，La的能量只有極少一部分消耗在箝位二極體D1、開關管Q2及線路阻抗上，其續流電流的下降斜率很低。這樣滯後管Q2 關斷前，絕大部分諧振電感La的能量都保留了下來。模式四滯後管關斷階段如圖6所示，在開關管Q2關斷過程中，其結電容在諧振電感La續流電流的作用下充電，開關管Q3、Q4的結電容隨之繼續放電。若諧振電感La儲存的能量足夠，可將開關管 Q3、Q4的結電容電壓放到零，甚至通過開關管Q3、Q4自身的體二極體繼續續流導通。模式五死區與佔空比丟失階段死區時間內，諧振電感La通過開關管Q3、Q4自身的體二極體續流，此時驅動導通開關管Q3、Q4即可實現開關管Q3、Q4的零電壓開通。如圖7所示，開關管Q3、Q4導通後，諧振電感La的電流繼續衰減並反向增大直到變壓器Tl原邊繞組流過的電流等於副邊繞組按變壓器變比折算回原邊所流過的電流，原邊才會開始向副邊導送能量。這一過程可稱為佔空比丟失。以上過程中諧振電感La可近似看作在C2與隔直電容C3共同施加的反壓作用下， 其電流急速衰減到零並反向，其斜率約為
^lLa^VC2 + VC3—-=——,-
Ldt_La其中VC2、VC3分別為C2、C3的電壓。諧振電感La越大，電流斜率越小，佔空比丟失越大
模式六反向恢復能量箝位階段當變壓器Tl原邊繞組流過的電流約等於副邊繞組按變壓器變比折算回原邊所流過的電流時，二極體D5、二極體D8關斷，二極體D6、二極體D7導通，原邊開始向副邊傳遞能量。由於二極體D5、二極體D8的反向恢復過程，諧振電感La會多存儲一定的反向恢復折算電流，二極體D4可以很好地為這部分電流提供通路，將變壓器原邊的電壓箝位，從而有效抑制二極體D5、二極體D8關斷後的尖峰電壓及振蕩。當變壓器箝位二極體D4電流下降到零並關斷後，開關管Q3、Q4繼續導通，分壓電容C2通過變壓器Tl向副邊傳送能量，進入與模式一「對稱」的工作狀態。結合以上分析，我們可以看出本的幾個顯著特點在變壓器原邊向副邊功率傳遞的主要工作過程中，隔直電容C3均工作在功率迴路中，原邊電流在隔直電容C3上累積的直流電壓分量，能有效調節變壓器Tl的正負向伏秒，可以有效起到抑制變壓器嚴重磁偏甚至飽和的作用。在諧振電感續流階段中，隔直電容C3並未參與到續流支路中，諧振電感La的能量消耗極少，在實際設計中採用較小感量的諧振電感La，滯後臂就能實現軟開關。根據模式五中，關於原邊電流變化斜率的公式可以看出，所採用的諧振電感感量越小，電流反向的斜率越大，佔空比丟失越小，變化器輸出能力越高。主要開關變換器件通過隔直電容C3與分壓電容C1、C2中點連接，在所有工作過程中，導致中點電壓漂移的中點電流直流分量都會在隔直電容C3上累積一定直流電壓分量。 考慮隔直電容C3與C1、C2的容量關係，電路會主要依靠隔直電容C3累積的電壓量，去調節變壓器端的正負向工作電壓，使電路達到新的穩定狀態，而中點電壓的漂移量得到有效抑制。設計中C1、C2的電壓裕量可以適當減小，有利於提高功率密度，節約成本。本經過實驗，驗證了理論分析的正確性與可行性。本發明適用於基於移相控制的三電平半橋軟開關直流變換器，具體實施結構可參考圖9所示。結構上增加飛跨電容Cs，其兩端分別連接原邊上橋臂開關管中點與下橋臂開關管中點，控制上對原邊開關管進行移相控制，即可實現基於移相控制的三電平半橋軟開關電路，由於飛跨電容Cs的存在，上下開關橋臂可實現一對一的換壓。將隔直電容C3的一端接電容分壓電路Cl、C2的中點，另一端接開關管箝位電路的中點同樣可以有效控制中點電壓漂移，降低諧振電感La的感量要求。本發明適用於變壓器原邊電壓經一定阻抗進行箝位的三電平半橋軟開關電路，變壓器箝位電路還可將變壓器原邊電壓直接或通一定阻抗箝位在上橋臂Ql、Q2的中點與下橋臂Q3、Q4的中點，如圖9所示。在變壓器原邊電壓箝位迴路中串聯一定阻抗，有利於加速諧振電感多餘能量的衰減速度，小佔空比時避免因變壓器箝位二極體因電流連續而帶來反向恢復等可靠性問題，串聯的阻抗可以是電阻、電容或電阻電容組成的串並聯網絡；將變壓器原邊箝位電路箝位點放在上下橋臂中點，當Q1、Q4導通時，若忽略其導通損耗，實質上變壓器原邊電壓還是被箝位在輸入電壓範圍內，但電源在布線等方面會有所變化。本發明以上實施例除了隔直電容，主要開關變換器件均不直接與分壓電容中點連接，既保留了原有傳統三電平半橋軟開關電路的基本特性，還能有效抑制輸入電容中點電壓漂移，而且相對較小感量的諧振電感即可保證滯後關斷管軟開關的順利實現，佔空比損失小，是一種低成本高性能高可靠性的方案。
權利要求
1.一種三電平半橋軟開關直流變換電路抑制中點漂移的方法，其特徵在於，電路的開關變換器件通過隔直電容與電容分壓電路的中點連接，使導致中點電壓漂移的中點電流在隔直電容上累積形成直流電壓量，依靠隔直電容累積的電壓量，調節變壓器端的正負向工作電壓，使中點電壓的漂移量得到抑制。
2.一種實現權利要求1所述方法的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，包括2個分壓電容組成的電容分壓電路、4個開關管串聯組成的開關橋臂、2個開關管箝位二極體組成的開關管箝位電路、2個變壓器箝位二極體組成的變壓器原邊箝位電路、由諧振電感與變壓器原邊線圈串聯組成的輸出電路；所述的開關橋臂包括上橋臂和下橋臂，所述開關管箝位電路的一端接上橋臂的中點，另一端接下橋臂的中點；所述輸出電路的一端接開關橋臂的中點，另一端接開關管箝位電路的中點，所述變壓器原邊箝位電路的中點接變壓器的原邊線圈，其特徵在於，包括隔直電容，所述隔直電容的一端接電容分壓電路的中點， 另一端接開關管箝位電路的中點。
3.根據權利要求2所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，隔直電容的電容值小於分壓電容的電容值。
4.根據權利要求2所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，變壓器原邊箝位電路的一端接電容分壓電路的高壓端，另一端接電容分壓電路的低壓端。
5.根據權利要求2所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，所述的諧振電感一端接變壓器原邊箝位電路的中點，另一端接開關橋臂的中點。
6.根據權利要求2所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，變壓器原邊箝位電路的一端接上橋臂的中點，另一端接下橋臂的中點。
7.根據權利要求6所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，包括箝位阻抗，變壓器原邊箝位電路的中點通過所述的箝位阻抗接變壓器的原邊線圈。
8.根據權利要求2所述的三電平半橋軟開關直流變換電路，其特徵在於，包括飛跨電容，所述的飛跨電容與開關管箝位電路並聯。
全文摘要
本發明公開了一種三電平半橋軟開關直流變換電路和抑制中點漂移的方法。本發明電路的開關變換器件通過隔直電容與電容分壓電路的中點連接，使導致中點電壓漂移的中點電流在隔直電容上累積形成直流電壓量，依靠隔直電容累積的電壓量，調節變壓器端的正負向工作電壓，使中點電壓的漂移量得到抑制。本發明保留了原有傳統三電平半橋軟開關電路的基本特性，還能有效抑制輸入電容中點電壓漂移，而且相對較小感量的諧振電感即可保證滯後關斷管軟開關的順利實現，佔空比損失小，是一種低成本、高性能、高可靠性的方法。
文檔編號H02M7/487GK102255548SQ20111021548
公開日2011年11月23日 申請日期2011年7月29日 優先權日2011年7月29日
發明者韓龍飛 申請人:深圳麥格米特電氣股份有限公司