用於準諧振工作模式的BoostPFC變換器的控制裝置和控制方法與流程
2023-06-03 01:26:41 2
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的控制裝置和控制方法。
背景技術：
準諧振工作模式的開關直流升壓(Boost)功率因數校正(PowerFactor Correction，簡稱PFC)變換器由於成本低、外圍元件少、耗能低等優點，被廣泛應用在各種電路系統中。然而，在功率開關的導通時間恆定的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中，其輸入電容會導致其輸入電壓與輸入電流之間的相移，從而導致其功率因數小、諧波失真(THD)大。
技術實現要素：
本發明提供了一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件，包括：斜坡信號生成模塊，被配置為根據表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器中與功率開關串聯的電感器的退磁情況的退磁表徵信號以及預定的參考信號，在功率開關從關斷變為導通的時刻起經過一段時間後利用斜坡電流信號生成斜坡電壓信號；以及控制信號生成模塊，被配置為根據斜坡電壓信號、表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓的輸出電壓表徵信號以及退磁表徵信號生成功率開關控制信號，用於控制功率開關的導通與關斷，從而控制準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓。
本發明還提供了一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件，包括：斜坡信號生成模塊，被配置為根據準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸入電壓的取樣信號以及預定的參考信號，在準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的功率開關從關斷變為導通的時刻起經過一段時間後利用斜坡電流信號生成斜坡電壓信號；控制信號生成模塊，被配置為根據斜坡電壓信號、表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓的輸出電壓表徵信號以及表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器中與功率開關串聯的電感器的退磁情況的退磁表徵信號，生成功率開關控制信號，用於控制功率開關的導通與關斷，從而控制準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓。
根據本發明的開關控制組件可以改善準諧振工作模式的Boost PFC變換器的功率因數和諧波失真。
附圖說明
從下面結合附圖對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1是傳統的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的電路原理圖；
圖2是用在圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的傳統的開關控制組件的示意框圖；
圖3是圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的電感電流IL和電感電流IL的平均值IL_ave的波形圖；
圖4是圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin、輸入電流Iin的平均值Iin_ave、電感電流IL的平均值IL_ave和流向輸入電容Cin的電流IC的波形圖；
圖5是根據本發明實施例的用於圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件的示意框圖；
圖6是圖5中所示的斜坡信號生成模塊的電路圖；
圖7a是在採用圖5所示的開關控制組件的情況下，圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的與正向電壓信號Vcs_p、斜坡電壓信號Vramp、功率開關S1的驅動信號gate以及控制開關K3的閉合與斷開的採樣信號sample的波形圖；
圖7b是在採用圖5所示的開關控制組件的情況下，圖1所示的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin、峰值電壓信號Vcs_peak以及電容器C1上的電壓信號VC1的波形圖；
圖8是另一傳統的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的電路原理圖；
圖9是根據本發明實施例的用在圖8所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的開關控制組件的示意框圖；
圖10是圖9中所示的斜坡信號生成模塊的電路圖；
圖11a是在採用圖10所示的開關控制組件的情況下，圖9所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的電容器C2上的電壓信號VC2、斜坡電壓信號Vramp以及功率開關S1的驅動信號gate的波形圖；
圖11b是在採用圖10所示的開關控制組件的情況下，圖9所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin的取樣信號VAC以及電容器C1上的電壓信號VC1的波形圖。
具體實施方式
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1是傳統的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的電路原理圖。如圖1所示，Boost PFC變換器100包括交流整流組件102、開關控制組件104以及電壓輸出組件106，其中：交流整流組件102接收來自交流電源的交流輸入電壓VAC，並將交流輸入電壓VAC變換為經整流的輸入電壓Vin(下面，簡稱為輸入電壓Vin)；開關控制組件104通過INV端子接收電壓輸出組件106的輸出電壓Vo的取樣信號，通過CS端子接收表徵電壓輸出組件106中的電感器L的退磁情況的退磁表徵信號，並基於輸出電壓Vo的取樣信號和退磁表徵信號生成控制電壓輸出組件106中的功率開關S1的導通與關斷的控制信號，從而控制電壓輸出組件106的輸出電壓Vo(即，Boost PFC變換器100的輸出電壓)。這裡，輸出電壓Vo的取樣信號是輸出電壓Vo的分壓信號。
在圖1所示的Boost PFC變換器100中，當功率開關S1導通時，輸入電壓Vin給電感器L充電；流過電感器L的電感電流IL的峰值IPK取決於功率開關S1的導通時間Ton(即，功率開關S1處於導通狀態的持續時間)：
其中，L表示電感器L的電感值。
當功率開關S1關斷時，輸出電壓Vo和輸入電壓Vin之間的差值電壓Vo-Vin給電感器L退磁；並且在電感器L退磁結束後，功率開關S1再次導通。
圖2是用在圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的傳統的開關控制組件的示意框圖。如圖2所示，開關控制組件104具有GATE端子、CS端子、INV端子、GND端子、COMP端子以及VCC端子，並且包括斜坡信號生成模塊201、脈衝寬度調製(PWM)信號生成模塊202、邏輯控制模塊203、驅動模塊204、退磁檢測模塊205、誤差放大器(EA)模塊206以及欠壓保護(UVLO)模塊207，其中：斜坡信號生成模塊201的輸出端與PWM信號生成模塊202的正相輸入端連接；COMP端子以及誤差放大器(EA)模塊206的輸出端與PWM信號生成模塊202的反相輸入端連接；PWM信號生成模塊202的輸出端與邏輯控制模塊203的第一輸入端連接；退磁檢測模塊205的輸出端與邏輯控制模塊203的第二輸入端連接；邏輯控制模塊203的輸出端與驅動模塊204的輸入端連接；驅動模塊204的輸出端與GATE端子連接；CS端子與退磁檢測模塊205的輸入端連接；INV端子與誤差放大器(EA)模塊206的反相輸入端連接；GND端子接地；VCC端子與欠壓保護模塊207的輸入端連接。
在圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中，流過電感器L的電感電流IL經由電阻Rcs和RC濾波組件生成電壓信號Vcs，此電壓信號被送入CS端子；CS端子處的電壓信號Vcs的大小可以表徵電感電流IL的大小進而可以表徵電感器L的退磁情況，因此CS端子處的電壓信號Vcs被稱為退磁表徵信號。由於電感電流IL是從地流向CS端子的，所以CS端子處的電壓信號Vcs為負向電壓信號，即Vcs＝-IL*Rcs；當CS端子處的電壓信號Vcs高於一個接近為零的負向閾值(例如，-10mV)時，可以判定電感器L退磁結束。電感器L退磁結束後再延遲一段時間，功率開關S1再次導通。
在圖2所示的開關控制組件104中，斜坡信號生成模塊201在功率開關S1導通時，基於預定的斜坡電流信號Iramp生成斜坡電壓信號Vramp，並將斜坡電壓信號Vramp輸出至PWM信號生成模塊202的正相輸入端；誤差放大器(EA)模塊206基於INV端子處的取樣信號以及輸入到其正相輸入端的參考電壓信號Vref_ea生成輸出電壓表徵信號Vcomp(即，COMP端子處的電壓)，並將輸出電壓表徵信號Vcomp輸出至PWM信號生成模塊202的反相輸入端；PWM信號生成模塊202通過將斜坡電壓信號Vramp與輸出電壓表徵信號Vcomp進行比較生成PWM信號，並將PWM信號輸出至邏輯控制模塊203；退磁檢測模塊205基於CS端子處的退磁表徵信號生成退磁檢測信號，並將退磁檢測信號輸出至邏輯控制模塊203；邏輯控制模塊203基於PWM信號以及退磁檢測信號生成控制信號；驅動模塊204基於控制信號生成驅動信號，從而驅動功率開關S1導通與關斷。
這裡，當斜坡電壓信號Vramp高於輸出電壓表徵信號Vcomp時，PWM信號生成模塊202生成低電平的PWM信號，邏輯控制模塊203基於低電平的PWM信號生成低電平的控制信號，驅動模塊204基於低電平的控制信號生成低電平的驅動信號，從而驅動功率開關S1關斷；當退磁表徵信號Vcs高於一個接近為零的負向閾值(例如，-10mV)時，退磁檢測模塊205生成高電平的退磁檢測信號，邏輯控制模塊203基於高電平的退磁檢測信號生成高電平的控制信號，驅動模塊204基於高電平的控制信號生成高電平的驅動信號，從而驅動功率開關S1導通。
由以上所述可知，由誤差放大器(EA)模塊206生成的輸出電壓表徵信號Vcomp決定了功率開關S1的導通時間Ton。由於輸出電壓表徵信號Vcomp在交流電源的一個工頻周期內基本恆定，所以功率開關S1在交流電源的一個工頻周期內的導通時間Ton是恆定的。
圖3是圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的電感電流IL和電感電流IL的平均值IL_ave的波形圖。在圖1所示的Boost PFC變換器中，流過電感器L的電感電流IL和電感電流IL的平均值IL_ave的關係如下：
由公式(2)可以看出，電感電流IL的平均值IL_ave能跟隨輸入電壓Vin變化，為正弦波。然而，如圖1所示，Boost PFC變換器100的輸入電流Iin由兩部分組成，一部分是流過電感器L的電感電流IL，另一部分是流向交流整流組件102中的輸入電容Cin的電流IC，即，Iin＝IL+IC。
流向輸入電容Cin的電流IC為：
<![CDATA[ I C = C i n dV i n d t - - - ( 3 ) ]]>
輸入電壓Vin為：
Vin＝|Vin_pk·sin(2πf·t)| (4)
將公式(4)代入公式(3)可以得到：
IC＝2πf·Cin·Vin_pk·cos(2πf·t)(2πf·t)∈(0，180°)
IC＝-2πf·Cin·Vin_pk·cos(2πf·t)(2πf·t)∈(180°，360°) (5)
其中，Vin_pk表示輸入電壓Vin的峰值電壓，f表示交流輸入電壓VAC的頻率。
輸入電流Iin的平均值Iin_ave等於電感電流IL的平均值IL_ave與流向輸入電容Cin的電流IC之和：
Iin_ave＝IL_ave+IC (6)
圖4是圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin、輸入電流Iin的平均值Iin_ave、電感電流IL的平均值IL_ave和流向輸入電容Cin的電流IC的波形圖。從圖4可以看出，輸入電壓Vin越高，流向輸入電容Cin的電流IC越大，電感電流IL的平均值IL_ave越小，流向輸入電容Cin的電流IC所引起的輸入電壓和輸入電流的相移越大，從而導致Boost PFC變換器的功率因數越小、諧波失真越大。也就是說，輸入電容Cin會造成輸入電壓Vin與輸入電流Iin之間的相移，從而導致Boost PFC變換器的功率因數和諧波失真變差。
鑑於以上情況，提出了一種新穎的用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的新穎的開關控制組件。
圖5是根據本發明實施例的用於圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件的示意框圖。如圖5所示，開關控制組件500包括斜坡信號生成模塊501、PWM信號生成模塊502、邏輯控制模塊503、驅動模塊504、退磁檢測模塊505、誤差放大器(EA)模塊506以及欠壓保護(UVLO)模塊507。
在圖5所示的開關控制組件500中，斜坡信號生成模塊501、PWM信號生成模塊502、邏輯控制模塊503、驅動模塊504、退磁檢測模塊505、誤差放大器(EA)模塊506以及欠壓保護(UVLO)模塊507之間的連接關係以及信號處理流程與圖2中所示的相應模塊之間的連接關係以及信號處理流程相同，在此不再贅述。
圖5所示的開關控制組件500與圖2所示的開關控制組件104的不同主要在於，斜坡信號生成模塊501基於CS端子處的退磁表徵信號Vcs、參考電壓信號Vth1以及預定的斜坡電流信號Iramp生成斜坡電壓信號Vramp。
圖6是圖5中所示的斜坡信號生成模塊的電路圖。如圖6所示，斜坡信號生成模塊501包括電壓轉換電阻601、電阻605、電壓源V1、第一比較器602、第二比較器603、電容器C1、電容器Cramp、開關K1、開關K2、開關K3、開關Ks以及運算放大器604。
在圖6所示的斜坡信號生成模塊501中，通過電壓轉換電阻601、電阻605和電壓源V1將來自CS端子的退磁表徵信號Vcs轉換成正向電壓信號Vcs_p；在功率開關S1關斷前，通過控制開關K3閉合對正向電壓信號Vcs_p的峰值進行採樣，生成峰值電壓信號Vcs_peak；第一比較器602通過對峰值電壓信號Vcs_peak和參考電壓信號Vth1進行比較，生成控制開關K1閉合與斷開的第一控制信號，從而控制電容器C1的充電與放電；第二比較器603通過對正向電壓信號Vcs_p和電容器C1上的電壓信號VC1進行比較，生成控制開關K2閉合與斷開的第二控制信號，從而控制電容器Cramp的充電與放電。
這裡，當峰值電壓信號Vcs_peak高於參考電壓信號Vth1時，第一比較器602生成低電平的第一控制信號，開關K1斷開，固定電流I1對電容器C1充電；當峰值電壓信號Vcs_peak低於參考電壓信號Vth1時，第一比較器602生成高電平的第一控制信號，開關K1閉合，電容器C1放電。
這裡，開關Ks的閉合與斷開與功率開關S1的導通與關斷是相反的，即，開關Ks在功率開關S1關斷時導通，並在功率開關S1導通時斷開。在功率開關S1導通時，輸入電壓Vin給電感器L充電，正向電壓信號Vcs_p上升；當正向電壓信號Vcs_p高於電容器C1上的電壓信號VC1時，第二比較器603生成高電平的第二控制信號，開關K2導通，斜坡電流信號Iramp給電容器Cramp充電。當電容器Cramp上的斜坡電壓信號Vramp高於輸出電壓表徵信號Vcomp時，功率開關S1斷開，開關Ks閉合，斜坡電壓信號Vramp被拉低到最低值V1。
圖7a是在採用圖5所示的開關控制組件的情況下，圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的正向電壓信號Vcs_p、斜坡電壓信號Vramp、功率開關S1的驅動信號gate以及控制開關K3的閉合與斷開的採樣信號sample的波形圖。如圖7a所示，在功率開關S1導通期間，當正向電壓信號Vcs_p上升至高於電容器C1上的電壓信號VC1時，斜坡電壓信號Vramp開始上升；當斜坡電壓信號Vramp上升至高於輸出電壓表徵信號Vcomp時，功率開關S1關斷；功率開關S1的導通時間Ton由兩部分組成，一部分是斜坡電壓信號Vramp從V1上升至輸出電壓表徵信號Vcomp的時間Tramp(由於輸出電壓表徵信號Vcomp基本恆定，所以時間Tramp也是恆定的)；另一部分是正向電壓信號Vcs_p從0V上升到電容器C1上的電壓信號VC1的時間Td1。
根據電感器的電磁感應定律，電感器L兩端的電壓等於輸入電壓Vin，因此可以得出
其中，Rcs為電流檢測電阻，L為電感器L的電感量，對於一個給定的系統，電感L和電阻Rcs均恆定。因此，Td1隨輸入電壓Vin和電容器C1上的電壓信號VC1變化。在電容器C1上的電壓信號VC1恆定的情況下，輸入電壓Vin越高，正向電壓信號Vcs_p從0V上升到VC1的時間Td1越短，功率開關S1的導通時間Ton越短；輸入電壓Vin越低，正向電壓信號Vcs_p從0V上升到VC1的時間Td1越長，功率開關S1的導通時間Ton越長。
圖7b是在採用圖5所示的開關控制組件的情況下圖1所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin、峰值電壓信號Vcs_peak以及電容器C1上的電壓信號VC1的波形圖。如圖7b中所示，當輸入電壓Vin到達谷底時，與退磁表徵信號Vcs相對應的正向電壓信號Vcs_p的峰值電壓信號Vcs_peak(Vcs_peak反映電感電流IL的峰值大小)小於參考電壓信號Vth1，電容器C1上的電壓信號VC1歸零；當輸入電壓Vin的相位角增大時，電容器C1上的電壓信號VC1增大。
如上所述，輸入電壓Vin為Vin＝|Vin_pk·sin(2πf·t)|，(2πf·t)即為輸入電壓Vin的相位角，其中f表示交流輸入電壓VAC的頻率，為恆定值。
這裡，電容器C1上的電壓信號VC1為：
<![CDATA[ V C 1 = I 1 C 1 t - - - ( 8 ) ]]>
由公式(8)可以看出，隨著輸入電壓Vin的相位角(即，t)的增大，電容器C1上的電壓信號VC1增大。由公式(7)可以看出，隨著電容器C1上的電壓信號VC1增大，正相電壓信號Vcs_p從0V上升到電壓VC1的時間Td1增大，從而使得功率開關S1的導通時間Ton增大。由公式(2)和公式(3)可以看出，隨著功率開關S1的導通時間Ton增大，流向輸入電容Cin的電流IC減小，電感電流IL增大，從而可以補償輸入電容Cin造成的相移，優化準諧振工作模式的Boost PFC變換器的功率因數和THD。
也就是說，結合圖1至圖7b描述了這樣一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件，包括：斜坡信號生成模塊，被配置為根據表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器中與功率開關(例如，功率開關S1)串聯的電感器(例如，圖1中所示的電感器L)的退磁情況的退磁表徵信號(例如，退磁表徵信號Vcs)以及預定的參考信號(例如，參考電壓信號Vth1)，在功率開關從關斷變為導通的時刻起經過一段時間後利用斜坡電流信號(例如，斜坡電流信號Iram)生成斜坡電壓信號(例如，斜坡電壓信號Vramp)；以及控制信號生成模塊，被配置為根據斜坡電壓信號(例如，斜坡電壓信號Vramp)、表徵準諧振工作模式的BoostPFC變換器的輸出電壓的輸出電壓表徵信號(例如，輸出電壓表徵信號Vcomp)以及退磁表徵信號生成功率開關控制信號(例如，邏輯控制模塊503生成的控制信號)，用於控制功率開關的導通與關斷，從而控制準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓。
在一些實施例中，退磁表徵信號是負向電壓信號，斜坡信號生成模塊被配置為：將退磁表徵信號轉換為正向電壓信號(例如，正向電壓信號Vcs_p)；對正向電壓信號的峰值電壓進行採樣，生成峰值電壓信號(例如，峰值電壓信號Vcs_peak)；對峰值電壓信號與參考信號進行比較，生成第一控制信號；基於第一控制信號，利用預定電流(例如，固定電流I1)生成第一閾值電壓信號(例如，電容器C1上的電壓信號VC1)；對正向電壓信號與第一閾值電壓信號進行比較，生成第二控制信號；以及基於第二控制信號，利用斜坡電流信號生成斜坡電壓信號。
在一些實施例中，斜坡電壓信號生成模塊包括電壓轉換電阻(例如，電壓轉換電阻601和605)、第一比較器(例如，第一比較器602)、第二比較器(例如，第二比較器603)、第一電容器(例如，電容器C1)、第二電容器(例如，電容器Cramp)。其中，電壓轉換電阻將退磁表徵信號轉換為正向電壓信號；第一比較器對峰值電壓信號與參考信號進行比較，並基於比較結果生成第一控制信號；第一電容器在第一控制信號的控制下利用預定電流充電，生成第一閾值電壓信號；第二比較器對正向電壓信號與第一閾值電壓信號進行比較，並基於比較結果生成第二控制信號；第二電容器在第二控制信號的控制下利用斜坡電流信號充電，生成斜坡電壓信號。
在一些實施例中，斜坡信號生成模塊還包括運算放大器(例如，運算放大器604)，該運算放大器在第二電容器放電時將第二電容器上的電壓信號維持在預定電壓(例如，電壓V1)。
在一些實施例中，第一電容器在峰值電壓信號大於參考信號時充電，並且在峰值電壓信號小於所述參考信號時放電；第二電容器在正向電壓信號大於第一閾值電壓信號時充電，並且在正向電壓信號小於第一閾值電壓信號時放電或維持電壓不變。
在一些實施例中，控制信號生成模塊被配置為：通過將斜坡電壓信號與輸出電壓表徵信號進行比較，生成脈衝寬度調製信號(例如，由PWM信號生成模塊502執行)；以及基於脈衝寬度調製信號和退磁表徵信號生成功率開關控制信號。
圖8是另一傳統的準諧振工作模式的Boost PFC變換器的電路原理圖。如圖8所示，Boost PFC變換器系統800包括交流整流組件802、開關控制組件804以及電壓輸出組件806，其中：交流整流組件802接收來自交流電源的交流輸入電壓VAC，並將交流輸入電壓VAC變換為經整流的輸入電壓Vin(以下，簡稱為輸入電壓Vin)；開關控制組件804通過VAC端子接收輸入電壓Vin的取樣信號、通過INV端子接收電壓輸出組件806的輸出電壓Vo的取樣信號以及並且通過CS端子接收表徵電壓輸出組件806中的電感器L的退磁情況的退磁表徵信號，並基於輸入電壓Vin的取樣信號、輸出電壓Vo的取樣信號以及退磁表徵信號生成控制電壓輸出組件106中的功率開關S1的導通與關斷的控制信號，從而控制電壓輸出組件106的輸出電壓Vo。這裡，輸入電壓Vin的取樣信號和輸出電壓Vo的取樣信號分別是輸入電壓Vin和輸出電壓Vo的分壓信號。
圖9是根據本發明實施例的用在圖8所示的準諧振工作模式的BoostPFC變換器中的開關控制組件的示意框圖。如圖9所示，開關控制組件804包括斜坡信號生成模塊901、PWM信號生成模塊902、邏輯控制模塊903、驅動模塊904、退磁檢測模塊905、誤差放大器(EA)模塊906以及欠壓保護(UVLO)模塊907。
在圖9所示的開關控制組件804中，開關控制組件804除了具有GATE端子、VIN端子、CS端子、GND端子、COMP端子、VCC端子以外還具有VAC端子；斜坡信號生成器901、PWM信號生成模塊902、邏輯控制模塊903、驅動模塊904、退磁檢測模塊905、誤差放大器(EA)模塊906以及欠壓保護(UVLO)模塊907之間的連接關係以及信號處理流程與圖2中所示的相應模塊之間的連接關係以及信號處理流程相同，在此不再贅述。
圖9所示的開關控制組件804與圖2所示的開關控制組件104的不同主要在於，斜坡信號生成模塊901基於由VAC端子接收的輸入電壓Vin的取樣信號VAC、參考電壓信號Vth2以及預定的斜坡電流信號Iramp生成斜坡電壓信號Vramp。
圖10是圖9中所示的斜坡信號生成模塊的電路圖。如圖10所示，斜坡信號生成模塊901包括跨導放大器1001、電容器C1、電容器C2、電容器Cramp、第一比較器1002、第二比較器1003、觸發器1004、開關K1-K3、開關Ks以及運算放大器1005。
在圖10所示的斜坡信號生成模塊901中，第一比較器1002通過將輸入電壓Vin的取樣信號VAC與參考電壓信號Vth2進行比較，生成控制開關K1閉合與斷開的第一控制信號，從而控制電容器C1的充電與放電。其中，當輸入電壓Vin的取樣信號VAc低於參考電壓信號Vth2時，第一比較器1002生成高電平的第一控制信號，開關K1導通，電容器C1放電至0V；當輸入電壓Vin的取樣信號VAC高於參考電壓信號Vth2時，第一比較器1002生成低電平的第一控制信號，開關K1關斷，固定電流I1給電容器C1充電。
在圖10所示的斜坡信號生成模塊901中，開關K2的閉合與斷開和功率開關S1的導通與關斷是同步的，即，開關K2在功率開關S1導通時閉合，並在功率開關S1關斷時斷開；跨導放大器1001在功率開關S1導通期間，基於輸入電壓Vin的取樣信號VAC生成大小為Gm*VAC的電流，並用此電流給電容器C2充電，其中，Gm表示跨導放大器1001的跨導值；第二比較器1003通過將電容器C2上的電壓信號VC2和電容器C1上的電壓信號VC1進行比較，生成控制開關K3閉合與斷開的第二控制信號。其中，當電容器C2上的電壓信號VC2高於電容器C1的電壓信號VC1時，第二比較器1003生成高電平的第二控制信號，開關K3導通，電容器C2上的電壓信號VC2歸零，且保持到功率開關S1關斷。
在圖10所示的斜坡信號生成模塊901中，開關Ks的閉合與斷開與功率開關S1的導通與關斷是相反的，即，開關Ks在功率開關S1關斷時導通，並在功率開關S1導通時斷開；觸發器1004基於第二控制信號和控制功率開關S1關斷的驅動信號gate的反向信號gate_off，生成控制開關K4閉合與斷開的第三控制信號，從而控制電容器Cramp的充電與放電。
當功率開關S1導通時，電流Gm*VAC給電容器C2充電；當電容器C2上的電壓信號VC2低於電容器C1上的電壓信號Vc1時，第三控制信號是低電平，開關K4關斷，斜坡電壓信號Vramp保持在V1；當電容器C2上的電壓信號VC2高於電容器C1上的電壓VC1時，第三控制信號是高電平，開關K4導通，斜坡電流信號Iramp給電容器Cramp充電；當電容器Cramp上的斜坡電壓信號Vramp高於輸出電壓表徵信號Vcomp時，功率開關S1關斷。
圖11a是在採用圖10所示的開關控制組件的情況下圖9所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的電容器C2上的電壓信號VC2、斜坡電壓信號Vramp以及功率開關S1的驅動信號gate的波形圖。如圖11a所示，在功率開關S1導通後，跨導放大器1001基於輸入電壓Vin的取樣信號VAC生成的大小為Gm*VAC的電流給電容器C2充電；當電容器C2上的電壓信號VC2上升至高於電容器C1上的電壓信號VC1時，開關K3導通，電容器C2上的電壓信號VC2歸零，同時開關K4導通，斜坡電流信號Iramp給電容器Cramp充電，電容器Cramp上的斜坡電壓信號Vramp開始上升；當斜坡電壓信號Vramp高於輸出電壓表徵信號Vcomp時，功率開關S1的驅動信號變為低電平，同時控制斜坡電流信號Iramp給電容器Cramp充電的開關K4關斷。因此，功率開關S1的導通時間Ton由兩部分組成，一部分是斜坡電壓信號Vramp從V1上升到輸出電壓表徵信號Vcomp的時間Tramp(由於輸出電壓表徵信號Vcomp基本恆定，所以時間Tramp也是恆定的)；另一部分是電容器C2上的電壓信號VC2上升到電壓信號VC1的時間Td2。
根據電容器的伏安特性，給電容器C2充電的充電電流等於VAC×Gm，因此可以得出
VAC×Gm×Td2＝C2×VC1 (9)
即
這裡，電容器C2的電容量C2和跨導放大器1001的跨導值Gm均恆定，Td2隻隨輸入電壓Vin的取樣信號VAC(相當於隨輸入電壓Vin)和電容器C1上的電壓信號VC1變化。在電容器C1上的電壓信號VC1恆定的情況下，輸入電壓Vin越高，給電容器C2充電的電流越大，電壓信號VC2從0V上升到電壓信號VC1的時間Td2越短，即功率開關S1的導通時間Ton越短；輸入電壓Vin越低，給電容器C2充電的電流越小，電壓信號VC2從0V上升到電壓信號VC1的時間Td2越長，即功率開關S1的導通時間Ton越長。
圖11b是在採用圖10所示的開關控制組件的情況下圖9所示的準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的輸入電壓Vin的取樣信號VAC以及電容器C1上的電壓信號VC1的波形圖。如圖11b中所示，當輸入電壓Vin(其是正弦半波電壓)達到谷底時，輸入電壓Vin的取樣信號VAC小於參考電壓信號Vth2，此時電容器C1的電壓信號VC1歸零；當輸入電壓Vin的相位角增大時，電容器C1上的電壓信號VC1增大。
如上所述，輸入電壓Vin為Vin＝|Vin_pk·sin(2πf·t)|，(2πf·t)即為輸入電壓Vin的相位角，其中f表示交流輸入電壓VAC的頻率，為恆定值。
這裡，電容器C1上的電壓信號VC1為(即，公式(8))。由公式(8)可以看出，隨著輸入電壓Vin的相位角(即，t)的增大，流向輸入電容Cin的電流IC減小，電容器C2上的電壓信號VC2從0V上升到VC1的時間Td2增大，功率開關S1的導通時間增大，流過電感器L的電感電流IL增大，這可以補償輸入電容Cin造成的相移，從而優化準諧振工作模式的Boost PFC變換器的功率因數和THD。
換句話說，結合圖8至圖11b描述了這樣一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的開關控制組件，包括：斜坡信號生成模塊，被配置為根據Boost PFC變換器的輸入電壓的取樣信號(例如，取樣信號VAC)以及預定的參考信號(例如，參考電壓信號Vth2)，在Boost PFC變換器中的功率開關(例如，功率開關S1)從關斷變為導通的時刻起經過一段時間後利用斜坡電流信號(例如，斜坡電流信號Iramp)生成斜坡電壓信號(例如，斜坡電壓信號Vramp)；控制信號生成模塊，被配置為根據斜坡電壓信號、表徵準諧振開關電源的輸出電壓的輸出電壓表徵信號(例如，輸出電壓表徵信號Vcomp)以及表徵準諧振工作模式的Boost PFC變換器中與功率開關串聯的電感器(例如，電感器L)的退磁情況的退磁表徵信號(例如，退磁表徵信號Vcs)，生成功率開關控制信號，用於控制功率開關的導通與關斷，從而控制Boost PFC變換器的輸出電壓。
在一些實施例中，斜坡信號生成模塊被配置為：對取樣信號與參考信號進行比較，生成第一控制信號；基於第一控制信號，利用預定電流(例如，固定電流I1)生成第一閾值電壓信號(例如，電容器C1上的電壓信號VC1)；基於功率開關控制信號和第二控制信號，利用取樣信號生成第二閾值電壓信號(例如，電容器C2上的電壓信號VC2)；對第一閾值電壓信號與第二閾值電壓信號進行比較，生成第二控制信號；以及基於功率開關控制信號和第二控制信號，利用斜坡電流信號生成斜坡電壓信號。
在一些實施例中，斜坡信號生成模塊包括跨導放大器(例如，跨導放大器1001)、第一比較器(第一比較器1002)、第二比較器(例如，第二比較器1003)、第一電容器(例如，第一電容器C1)、第二電容器(例如，第二電容器C2)、第三電容器(例如，電容器Cramp)。其中，跨導放大器利用取樣信號生成用於對第二電容器充電的充電電流；第一比較器對取樣信號與參考信號進行比較，生成第一控制信號；第一電容器在第一控制信號的控制下利用預定電流充電，生成第一閾值電壓信號；第二比較器對第一閾值電壓信號與第二閾值電壓信號進行比較，生成第二控制信號；第二電容器在功率開關控制信號以及第二控制信號的控制下利用充電電流充電，生成第二閾值電壓信號；第三電容器在功率開關控制信號以及第二控制信號的控制下利用斜坡電流信號充電，生成斜坡電壓信號。
在一些實施例中，斜坡信號生成模塊還包括運算放大器(例如，運算放大器1005)，該運算放大器在第三電容器放電時將第三電容器上的電壓信號維持在預定電壓。
在一些實施例中，第一電容器在取樣信號大於參考信號時充電，並且在取樣信號小於參考信號時放電；第二電容器在功率開關導通且第二閾值電壓信號小於第一閾值電壓信號時充電，並且在功率開關導通且第二閾值電壓信號大於第一閾值電壓信號時放電直至功率開關關斷；第三電容器在功率開關導通且第二控制信號為高電平時開始充電直至功率開關關斷。
綜上所述，本發明提供了一種用於準諧振工作模式的Boost PFC變換器的控制方法，包括：基於斜坡電流信號和輸入電壓控制所述準諧振工作模式的Boost PFC變換器中的功率開關的導通與關斷，從而控制準諧振工作模式的Boost PFC變換器的輸出電壓，其中，功率開關的導通時間包括由斜坡電流信號控制的第一導通時間、以及由輸入電壓控制的第二導通時間，第二導通時間與輸入電壓的乘積隨輸入電壓的相位角的增大而增大。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其精神和本質特徵。例如，特定實施例中所描述的算法可以被修改，而系統體系結構並不脫離本發明的基本精神。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附權利要求而非上述描述定義，並且，落入權利要求的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍之中。