放電管用反相器電路及電力控制方法

2023-06-28 15:31:11 4

專利名稱：放電管用反相器電路及電力控制方法
技術領域：
本發明涉及一種反相器電路及電力控制方法，特別是涉及一种放電管用反相器電路及電力控制方法。
本發明是有關於本案發明人的日本特許第2733817號(美國專利第5495405號)發明的利用發明或其技術旨趣的利用，且有關於一種光源用的反相器電路，適用相容於冷陰極螢光管(Cold Cathode FluorescentLamp，CCFL)、外部電極冷陰極管(External Electrode FluorescentLamp，EEFL)、霓虹燈等放電管。
背景技術：
近年來，面光源的用途非常廣泛，不但可以用在廣告顯示以及個人電腦上，也擴大到用在液晶電視機等機器上。
於是對用來驅動面光源的反相器電路而言，也就要求小型並且有高效率。
在此如下所示，將說明近年來冷陰極管用反相器電路的變遷，以及與日本特許第2733817號發明之間的關係。
冷陰極管用反相器電路是一種普遍使用的一般電路，也就是如圖17所示的集極共振型電路。該電路也常稱為Royer電路，但Royer電路的正式定義是指使變壓器呈飽和狀態後再進行開關動作的逆轉，也就是利用集極側的共振方式來進行逆轉(反向)動作而被稱為集極振蕩型電路，或為與Royer電路做區別，宜稱為集極共振型Royer電路。
惟，當初的冷陰極管用反相器電路是使用有一種完全沒有利用二次側電路的共振機構，而升壓變壓器是使用洩漏電感少也就是閉路型變壓器。在這時代背景下，業者認知所謂閉路型變壓器意指洩漏電感少的變壓器。又對於反相器電路中的升壓變壓器的洩漏電感，其認知是指降低變壓器二次側的輸出電壓，不是較佳形態，且希望儘可能減少。
結果造成二次側電路的共振頻率設定有一遠較反相器電路動作頻率還高的頻率，於是使該時代背景中的變壓器二次側電路中，其共振頻率是與反相器電路的動作頻率無關，且不對反相器電路的動作頻率造成影響。又，穩流電容Cb是一為了進行管電流穩定化所需的構件。
其次，冷陰極管用反相器電路還有一種諸如圖18所示的形態為人們所知，該電路是揭示日本特開平7-211472號公報，如圖19所示，有一電路普及而為人所知，也就是該電路中，二次側電路的共振頻率為一次側電路共振頻率的3倍，也就是被稱為3倍共振型電路。此時所使用的升壓變壓器適於將洩漏電感值增加到某一程度。
此時，如圖20中的說明所示，反相器電路的振蕩頻率與3次高諧波合成，而產生一梯狀波形。
又，實際的3倍振蕩型電路的冷陰極管電流是呈一圖21所示的波形。
此時，升壓變壓器的名稱有些混亂。在業者所說的閉路變壓器是否適當，仍有其討論空間，稱呼的定義是模糊不清。要如何形容一邊關閉磁路結構但又一邊磁通量洩漏多的狀態是問題所在。也就是這些用語不是假設如上狀態的專門技術用語。
實際所謂3倍共振用變壓器的形狀是如圖22所示為扁平型態，雖然磁路結構呈閉鎖狀態，但磁通量洩漏較以往技術還大，也就是具有較大的洩漏電感值。
不管怎樣，該技術思想(圖18所示)是指借著升壓變壓器的洩漏電感值增大到某程度時，在該洩漏電感(圖18中為Le)與升壓變壓器二次側所構的電容成分之間建構一共振電路，並設定該共振頻率為反相器電路頻率的3倍，以使得二次側電路產生3次高諧波(圖19所示)，讓管電流波形為梯形波狀(圖20所示)。此時穩流電容C2雖然是作穩流用，但也可以發揮做為部分共振電容的功能。
藉此，如日本特開平7-211472號公報所揭示，反相器的轉換效率可見到相當改善，而且升壓變壓器也更小型。又該3倍共振的技術思想，已成為近年來連同目前集極共振型冷陰極管用反相器電路的基礎，稱現在所普及的集極共振型反相器電路中，有相當的數量都利用該技術也並非言過其實。
其次，成為本發明基礎的日本專利第2733817號發明揭示，升壓變壓器能更戲劇性地小型化及高效率。該發明從1996年廣泛開始實施，對於筆記型電腦的反相器電路達到小型化及高效率有高度貢獻。這是使反相器電路的動作頻率及二次側電路的共振(振蕩)頻率接近一致的發明，並且進一步加大前述3倍共振中，該升壓變壓器的洩漏電感值，同時也增大二次側電容成分予以實現。
該技術是利用如下效果，也就是當反相器電路在二次側電路的共振頻率附近動作時，升壓變壓器一次繞組上所流動的激磁電流會減少，於是可提升由變壓器一次繞組側所得到的功率，以及減少升壓變壓器的銅損。
同時在該發明的揭示後便形成，對於一次側電路的驅動機構除了集極共振型的一般電路外，還使用如下所示有固定頻率的他激型驅動機構，以及使用多數諸如用以檢測一次側繞組的零電流而予以切換的零電流開關型驅動機構等。其中一連串周邊技術中，每一個與該發明都是藉由該發明的關係，而有助於該發明中二次側電路的共振技術能夠普及。
從升壓變壓器中洩漏電感值的觀點來看，與一連串冷陰極管用反相器電路有關的背景技術變遷，也可以視為一種歷史(趨勢)，也就是反相器電路的世代翻新且升壓變壓器的洩漏電感值變大，同時二次側電路的共振頻率變低。
又，反相器電路的高效率化及小型化是藉由適當選擇升壓變壓器的改良及其驅動頻率而實現。對此，本案發明人是在日本發明專利公開公報特開2003-168585號中，如圖23所示(是一用以說明由驅動機構側所看到的功率改善方式的說明圖，橫軸為頻率、θ為升壓變壓器一次繞組的電壓相位與電流相位的相位差。其說明θ愈接近零，表示功率愈能被改善)，如此詳細揭示說明圖及從該驅動機構側所看到的高效率化方式。
另一方面，如同美國專利第6114814-B1號公報及日本特開昭59-032370號公報所示，高效率的反相器電路是藉由零電流開關機構所獲得的技術思想，是業者之間極力提倡的。
惟，這些技術思想欠缺對升壓變壓器功率改善的觀點，因此將高效率的由來當作是開關電晶體(電晶體即電晶體，以下均稱為電晶體)溫度降低的目的並不正確。
針對此點，詳加說明如下。
零電流開關機構是反相器電路中，電力控制手段的其中一種，其代表諸如圖24及圖30所示的零電流開關型電路，並且是揭示於美國專利第6114814-B1號公報及日本特開昭59-032370號公報中。又，本案發明人也在諸如日本特開平8-288080號中揭示過相同技術。(如圖29所示)該技術如以美國專利第6114814-B1號公報來作為主要說明時，也就如下所示。
美國專利第6114814-B1號公報中有一幅用以說明圖25所示的一般零電流開關型電路的動作說明圖，並顯示在圖11(Fig.11)；其中Fig.11A，11B是顯示出完全沒有電力控制的狀態；Fig.11C，11D是有電力控制的狀態；Fig.11E，11F則是顯示電壓有效值的相位，是位於電流有效值的相位之前的狀態下，欲實現零電流開關動作的形態。又如圖26所示在於Fig12，而Fig12A，12B則是顯示不是零電流開關動作控制的其中一種型態。
在該圖中，Fig.11A是顯示一驅動電力在最大時，變壓器一次繞組上的電壓，Fig11B則是顯示此時變壓器一次繞組上所流動的電流。在冷陰極管用反相器電路中的零電流開關機構是指檢測出一電流成為零時的時序後，進行驅動機構開啟。在最大電力時，也就是令流通角為100％完全不做電力控制時，附加在變壓器一次繞組上的電壓、電流有效值沒有相位差。這也意味著功率良好。
其次，Fig.11C是顯示為控制驅動電力時將流通角縮小的變壓器一次繞組電壓。又，Fig.11D是顯示此時的變壓器一次繞組所流動的電流。在該圖中，驅動機構的開關電晶體(電晶體即電晶體)形成導通狀態是在電流為零時。而另一方面，開關電晶體形成截止狀態則不是在電流為零時。此時，加在一次繞組的電壓、電流有效值有相位差產生。結果造成此時的功率不佳。
另一方面，Fig.12A同樣是限制流通角以執行電力控制，但是在此忽視零電流開關機構下進行控制能將一次繞組中的電壓、電流有效值相位平整。此時，從變壓器一次繞組側所視的功率相當良好，且升壓變壓器的發熱極少。但這並不是零電流開關機構。
在此，零電流開關機構與構成反相器電路高效率的技術產生矛盾。美國專利第6114814-B1號發明的技術思想，也就是在零電流開關機構中針對Fig12A，12B所示的狀態，並且是當做反相器電路的轉換效率不佳而予以排除。
而發明人依比較實驗後可知，對Fig.11C，11D的控制方法來說，很明顯的，Fig.12A，12B的控制方法所進行的反相器電路其轉換效率較高。
在此得一結論，就是零電流開關機構可使反相器電路帶來高效率的結果是錯誤的。而會產生如此誤解的背景則是如下所示。
零電流開關機構中，尤其是限於完全不進行電力控制的形態，升壓變壓器的一次繞組的電壓相位與電流相位間必然沒有相位差的存在。為此，可改善升壓變壓器功率，減少一次繞組的電流，並使流動在開關電晶體的電流也為最小，結果使得升壓變壓器一次繞組的溫度及開關電晶體的溫度降低，改善反相器的效率。認為這是一種誤認，認為該高效率是借零電流開關機構而實現。
如美國專利第6114814-B1號公報中的Fig.11A，11B其狀態是完全不進行電力控制的形態，此時的動作狀態是與一般電流共振型動作狀態等效。換句話說，高效率的反相器電路並不是借零電流開關機構所實現的，事實上是借一般電流共振型機構所實現。
眾所周知電流共振型反相器電路是熱陰極管點燈用，例如如圖27所示的電路是一般採用的。如此電流共振型電路只是基本電路結構，並沒有調光機構。在此，電流共振型電路中欲進行調光時，則在前段設置DC-DC轉換器電路以進行調光。
圖28是一種將一般電流振蕩型電路與前述設有DC-DC轉換器電路組合後的冷陰極管用反相器的調光電路。在該例中是借開關機構Qs、抗流線圈Lc、同步慣性二極體Ds、平流電容Cv而構造成一DC-DC轉換器電路。
另一方面，也有另一提案，其方式為改良該電流共振型電路以進行調光。圖29是顯示日本特開平8-288080號公報所揭示的調光電路，計時器電路10、11檢測零電路後經過一定時間，頻率控制電路12便將開關元件2、3截止。計時器電路10、11是一RS觸發器，以零電流進行設定，在一定時間後再重設。這是借檢測零電流將開關機構開啟後經一定時間，再將開關機構關閉的方式以進行調光。
同樣手段也揭露在美國專利第6114814-B1號公報的Fig.9中。這是一如圖30所示的電路圖，RS觸發器172是以零電流設定，經過一定時間後予以重設。美國專利第6114814-B1號公報、特開平8-288080號公報皆是檢測零電流後將開關機構開啟，同時設定RS觸發器，經過一定時間後再予以重設，將開關機構關閉。每一專利都是在電流共振型電路的開關機構具有調光功能，並具有一種在調光時延遲電流相位使其位於電壓有效值相位之後的特徵，完全是同一技術思想，且實現方法上也大致相同。
在本案發明人所知中，借日本特開平8-288080號公報進行調光時，控制冷陰極管或熱陰極管迄至相當暗的狀態時，並已確認得知開關機構的電晶體電流會增多且產生發熱。
專利第2733817號說明書。
日本特開昭59-032370號公報。
日本特開平7-211472號公報。
日本特開平8-288080號公報。
日本特開2003-168585號公報。
美國專利第5495405號說明書。
美國專利第6114814-B1號說明書。

發明內容
本發明的目的在於，提供一種新的放電管用反相器電路及電力控制方法。
本發明的目的及解決其技術問題是採用以下技術方案來實現的。依據本發明提出的一种放電管用反相器電路，為一電流共振型反相器電路，其包含有升壓變壓器，該升壓變壓器的一次繞組具有中心分接點，該中心分接點與電源側連接，該一次繞組的二端子分別與二電晶體的集極連接，該電晶體的射極與具有中心分接點的電流變壓器其一次繞組各端子連接，該電流變壓器的中心分接點與接地側連接，該電流變壓器的二次繞組具有與二電晶體的基極連接以檢測出共振電流而能進行振蕩的一次側驅動機構，該升壓變壓器的二次側電路具有小的漏洩電感值，該二次側電路具有放電管，該升壓變壓器的二次側電路具有可適當賦與該升壓變壓器其分布電容的電容，及產生於該放電管周邊的寄生電容，所述的電容成分經合成而構成二次側電容，該二次側電容與該漏洩電感構成串聯共振電路，該放電管相對於該電容成分並聯連接以構成高品質因素的串聯共振電路，藉此獲得高升壓比，以點亮該放電管，並且自該升壓變壓器一次繞組側所得的相對於電壓的電流相位差較小。
本發明的目的及解決其技術問題還採用以下技術方案來實現。依據本發明提出的一种放電管用反相器電路，是電流共振型反相器電路，該電路的自激型振蕩電路的電源與電力控制機構間設有一開關機構，作為電流共振型反相器電路的電力控制機構，且令該開關機構的切換時序與該電流共振型電路的振蕩頻率無關下進行。
本發明的目的及解決其技術問題還採用以下技術措施來進一步實現。
前述的放電管用反相器電路，其中所述的升壓變壓器的中心分接點與電源間設有一開關機構，作為該電流共振型反相器電路的電力控制機構，且令該開關機構的切換時序與該電流共振型電路的振蕩頻率無關下進行。
前述的放電管用反相器電路，其中所述的升壓變壓器的中心分接點與開關機構間設有抗流線圈。
前述的放電管用反相器電路，其中所述的開關機構為關閉狀態時，該升壓變壓器的一次繞組上所流動寄生的振動電流其流向是與該電流共振型反相器電路的共振電流相反，以使該寄生振動其共振電流的能量再生到電源，能使該振動電流衰減。
前述的放電管用反相器電路，其中將該電晶體射極連接的電流變壓器替換為電流檢測電阻，且藉由檢測流經該電流檢出電阻電流，以獲得前述電晶體的開關時序。
前述的放電管用反相器電路，其中所述的電力控制機構的振蕩頻率是與該電流共振型電路的振蕩頻率同步，並且賦與前述升壓變壓器中，一次繞組的電壓、電流波形有效值的相位大致均等。
前述的放電管用反相器電路，其中還具有一同步振蕩電路，使該同步振蕩電路兼為啟動機構。
本發明的技術內容如下採用一般集極共振型電路的反相器電路的電力控制機構中，如圖17所示，在對放電管作調光時，一般是藉由設於前段的DC-DC轉換器電路控制。
又，DC-DC轉換器的動作頻率一般是與反相器電路的共振頻率無關，開關的時序不是零電壓，也不是零電流。不只如此，來自DC-DC轉換器中開關機構的熱能也不是那麼多，DC-DC轉換器電路也不會使反相器電路整體的轉換效率降低。
一般反相器電路中轉換效率變差是由於集極共振型電路的轉換效率較低，而不是因為DC-DC轉換器的轉換效率低的緣故。這意味著零電流開關機構未必有助於反相器電路的轉換效率改善。
為檢視此技術，如圖28所示，進行將一般反相器電路中的集極共振型電路換成電流共振型電路的實驗。結果確認，一般半橋式電流共振型電路是因為電源利用效率差，所以在電源電壓較低時有不能獲得良好結果的問題存在，但電源電壓較高時，反相器電路的轉換效率則大大地提升。
在此，將電流振蕩型電路與零電流開關機構間的關係整理如下。在零電流開關機構中，不限制流通角，完全不進行電力控制時，如圖25中的Fig.11A，B所示，則由變壓器一次繞組側所視的電壓、電流有效值相位差變少，功率良好，因此反相器電路的轉換效率也良好。
其次，在零電流開關機構中進行電力控制時，令電壓波形形成圖25中的Fig.11C以進行電力控制。此時，限制流通角進行電力控制時，如圖25的Fig.11C，11D所示，電壓、電流有效值相位差變大，功率降低，電流增多，銅損增加，使變壓器一次繞組的溫度增加。又為了增加電流，也使開關機構電晶體的溫度增加。結果使反相器的轉換效率降低。
也就是說，對冷陰極管用反相器電路的轉換效率改善上最有助益的，不是零電流開關機構，而是刻意促成借零電流開關機構所設定特定條件下的升壓變壓器其功率改善效應。在特定條件下指的是不限制流通角時的形態。這便所謂的電流共振型電路。
進一步觀察，便知如下所示。
請參閱圖31所示，是一將圖25中Fig.11C，11D的電壓與電流關係整合成一圖，以說明零電流開關機構中的變壓器一次繞組的電壓與電流及其相位關係。這是用以進行電力控制時，圖25中Fig.11C，11D流通角設定約25％時的圖。此時，圖31中的I點為開關機構成為開啟的時序，II點則為開關機構成為關閉的時序。又，波形Es是附與變壓器一次繞組的電壓，波形Er是指其電壓有效值，波形Iw則為流動在變壓器一次繞組的電流。由該圖可知針對開關機構的開啟是零電流時序，但關閉時則不是零電流時序。又，如此進行零電流開關控制時與波形(電壓有效值)Er相比，波形(電流)Iw的相位必然延遲。
更進一步觀察，便知如下所示。針對與波形(電壓有效值)Er相比，波形(電流)Iw的相位延遲多少，由延遲角與流通角(負荷比)間的關係來看則其成為一反比的單純關係。圖32便是將該狀態作成圖式。
請參閱圖32所示，是顯示隨著流通角的變化，算出電壓有效值的相位與電流相位如何改變，例如說明流通角在25％時，電流相對於電壓的延遲角為67.5deg。由該圖便知，可算出流通角(負荷比)為25％時的電流相對於電壓相位延遲大略為67.5deg。
其次，針對功率進行檢討的是圖33、圖34。
在圖33中，令一次側換算的負荷電流為I，激磁電流以tanθ表示，一次繞組的電流則以1/cosθ(功率的倒數)表示。
請參閱圖34所示，是顯示針對功率檢討時的一次側換算負荷電流、激磁電流、與一次繞組電流間的關係；其說明延遲角較大時，則激磁電流較多，無效電流較多。
在圖34中，合成電流是指1/cosθ(功率的倒數)。令此為電流相位相對於電壓有效值的延遲為電流延遲角θ，與1/cosθ(功率的倒數)間的關係作成圖式表示。要知道相對於負荷電流有幾倍的一次繞組電流流動的狀態，由圖34可知如下所示。電流相對於電壓有效值相位的延遲為67.5deg時與一次繞組的電流完全不延遲時相比，能有2.61倍多的電流流動。因此功率非常差，因銅損增加，使得一次繞組的溫度增多，又，根據同樣理由可知，開關機構的電晶體溫度也增多。
也就是使用零電流開關機構控制電力時，例如美國專利第6114814-B1號、日本特開平8-288080號或特開昭59-032370號各公報所示的流通角控制機構進行電力控制時，由用以改良功率的觀點來看，可獲得如下結論。
在流通角較大的狀態，也就是電流相位相對於電壓有效值相位的延遲較少的狀態下，反相器電路的轉換效率良好。然而流通角較小時，電流相位的延遲較大，為此功率變差，流動在變壓器一次繞組的電流增多，因此反相器電路的轉換效率惡化。尤其在流通角愈窄、電流相位延遲愈接近90deg，無效電流遽增，效率急速惡化。
如此狀態，例如筆記型電腦採用零電流開關機構時使用AC接合器時，電源電壓變成最高，但在該條件下，執行電力限制而使液晶畫面較暗時，電流相位的延遲變得最大。此時，實際上反相器電路會產生非常高的溫度。
進而，借零電流開關機構進行電流控制時，仍舊有不能避免反相器電路的動作頻率有變動的問題存在。
在此非常清楚的是，在電力控制的狀態下為了構成效率佳的反相器電路，零電流開關的技術思想非為必要。相反的是不利。為構造成一轉換效率佳的反相器電路，須排除上述技術思想，採用一使升壓變壓器一次繞組上的功率最佳的方法。
另一方面，可實施日本專利2733817號(美國專利第5495405號)中技術旨趣的其他方法是採用固定頻率的他激型驅動機構者居多，此時仍有問題存在，也就是因電路參數的變化，使二次側電路的共振頻率偏移或一次側驅動電路的驅動頻率偏移，使得不能以功率改善效應表現最佳的共振頻率來驅動。
二次側電路的共振頻率與一次側電路的驅動頻率有錯開時，便使反相器電路的效率極度惡化。由如此情形，在使用固定頻率的他激型驅動機構時，降低二次側電路中共振電路的Q值，令它有較廣的共振特性，以對應頻率偏移的問題。因如此理由，固定頻率的他他激型驅動機構中便難以提高二次側共振電路的Q值。
又，零電流開關機構或固定頻率的他激型驅動機構是可構成高效率的反相器電路，但有電路零件的參數多且成本高的問題存在。此外，集極共振型電路雖具有效率不佳且溫度高的問題存在，但成本低廉。有此，以低成本化的裝置來說集極共振型電路仍受到極大支持，而這些問題仍成為高效率反相器普及化的障礙所在。
藉由上述技術方案，本發明放電管用反相器電路及電力控制方法至少具有下列優點及效果依據本發明，由一般的集極共振型電路無須做很大的電路變更，雖然其電路構造大略相同，但是仍然可大幅提高反相器電路的轉換效率。結果可將反相器電路的溫度降低。此時，由於電力控制用所使用的IC是可照樣採用一般集極共振型電路所用的廉價品，因此成本能夠極低。
又，反相器電路的動作頻率是正確地反映出二次側共振電路的共振頻率，因此也極容易對應寄生電容變動時所造成的頻率偏差，可以提升反相器電路的可靠性。
又，在放電管周邊所產生的寄生電容值是決定二次側電路中，其共振頻率的重要參數，儘管如此，在申請本發明之時還未看到有被標準化的狀態。
這在工業發展上仍為大問題，但是依照本發明，電流共振型電路可自動尋找最恰當的驅動頻率，因此就算未揭露這些重要常數，反相器電路也可以自動地在二次側電路的共振頻率下動作。又，對於業者(熟知此項技藝的技術人員)而言，也同時成為一種啟發有關二次側電路中，放電管周邊寄生電容的重要性。
又，依據本發明，可實現一種反相器電路，可以提高設定二次側共振電路的Q值，因此可使反相器電路的動作頻率穩定，進行電力控制時，頻率變動也少。
又，同時變壓器也可小型化。反倒是使用與一般集極共振型電路所使用的變壓器同一外徑尺寸的形態時，可使用約50％至100的大電力。此時當然不用說必須做如此變更，也就是改變二次繞組的繞卷數，以具有適當的洩露電感值。在此無須贅言，按此實現的變壓器是與一般型式相同但電氣特性又完全不同。
進而，對於變壓器中二次繞組的寄生振動，也可以獲得足夠的抑制效果，使變壓器一次繞組的電流波形接近正弦波。
進而又以一個反相器電路可同時將多數放電管點亮，藉此，可以輕易實現一以單一電路而將多數放電管點亮的電路。
而也可實現一反相器電路，在外部電極冷陰極管(EEFL)等驅動上，借共振升壓以高電壓驅動，並可以高效率驅動。
綜上所述，本發明是關於一种放電管用反相器電路及電力控制方法。該放電管用反相器電路，為一電流共振型反相器電路，其特徵在於其包含有升壓變壓器，該升壓變壓器的二次側電路具有小的漏洩電感值，該二次側電路具有放電管，該升壓變壓器的二次側電路具有可適當賦與該升壓變壓器其分布電容的電容，以及產生於該放電管周邊的寄生電容，所述的電容構成二次側電容，該二次側電容與該漏洩電感構成串聯共振電路，該放電管相對於該電容成分並聯連接以構成高品質因素的串聯共振電路，藉此可以獲得高升壓比，以點亮該放電管，並且自該升壓變壓器一次繞組側所得的相對於電壓的電流相位差較小。本發明具有上述諸多優點及實用價值，並在同類產品及方法中未見有類似的結構設計及方法公開發表或使用而確屬創新，其不論在產品結構、方法或功能上皆有較大改進，在技術上有較大進步，並產生了好用及實用的效果，從而更加適於實用，而具有產業的廣泛利用價值，誠為一新穎、進步、實用的新設計。
上述說明僅是本發明技術方案的概述，為了能夠更清楚了解本發明的技術手段，而可依照說明書的內容予以實施，並且為了讓本發明的上述和其他目的、特徵和優點能夠更明顯易懂，以下特舉較佳實施例，並配合附圖，詳細說明如下。


圖1是顯示本發明一實施例的等效電路圖。
圖2是顯示升壓變壓器的二次側共振電路的等效電路圖。
圖3是本發明另一實施例的等效電路圖。
圖4是一等效電路圖，顯示相對於一般半橋式電流共振型電路.而實施本發明實施例時的形態。
圖5是顯示本發明又一實施例的等效電路圖。
圖6是顯示上述實施例中，控制電路的各部分波形的波形圖。
圖7是顯示內建有同步振蕩電路的形態，是兼做電流共振型電路的起動機構的示意圖。
圖8是一等效電路圖，顯示一連上述實施例的升壓變壓器的一次側驅動電路包含在內的二次側共振電路的示意圖。
圖9中上者是顯示由變壓器一次側所看到的電壓與電流相位特性圖，下者是顯示附與放電管阻抗的電壓傳遞特性圖。
圖10是顯示本實施例中各開關機構的時序及電流的說明圖。
圖11是本發明實施例中開關機構Qs為導通時的電流流動等效電路圖。
圖12是本發明實施例中開關機構Qs為截止時的電流流動等效電路圖。
圖13是顯示圖10的III時序中電流振動狀態圖。
圖14是一等效電路圖，說明本發明實施例中開關機構Qs為截止時所顯現的振動電流在電源再生的示意圖。
圖15是一說明圖，是說明本發明實施例中高電壓用升壓變壓器的二次繞組上有多量自發共振存在的狀態的說明圖。
圖16是一說明圖，是說明本發明實施例中冷陰極管用升壓變壓器的一次繞組上所產生的振動電流的狀態的說明圖。
圖17是一等效電路圖，是顯示作為一般冷陰極管用反相器電路使用的集極共振型電路的示意圖。
圖18是一般冷陰極管用反相器的等效電路圖。
圖19是一說明圖，是在一般冷陰極管用反相器電路中二次側電路的共振頻率是一次側電路振蕩頻率的3倍的說明圖。
圖20是一波形圖，是顯示一般冷陰極管用反相器電路中，振蕩頻率與3次高諧波合成而產生梯形波形的示意圖。
圖21是一波形圖，是顯示一流動在一般所謂3倍共振型電路的冷陰極管的電流波形的示意圖。
圖22是一說明圖，是顯示一般所謂3倍共振時所用的磁路構造封鎖的磁通量洩漏較多的變壓器的說明圖。
圖23是一說明圖，是說明一般冷陰極管用反相器電路的驅動機構側來看的功率改善方式的說明圖。
圖24是一般反相器電路中零電流開關型的電路圖。
圖25是一說明圖，是說明一般零電流開關型電路的動作的說明圖。
圖26是一說明圖，是顯示不是一般零電流開關動作的控制形態的說明圖。
圖27是一般熱陰極管點燈用電流共振型電路的示意圖。
圖28是一般電流共振型電路與前段設置的DC-DC轉換器電路組合而成的冷陰極管用反相器電路的調光電路的示意圖。
圖29是本發明人揭示的日本特開平8-288080號發明中的調光電路的示意圖。
圖30是美國專利第6114814-B1號中Fig.9所揭示的調光電路的示意圖。
圖31圖是一說明圖，是說明一般零電流開關機構中變壓器一次繞組的電壓與電流、一次繞組的電壓有效值的波形及其相位關係的說明圖。
圖32是一計算圖，是依一般零電流開關機構中流通角變化，電壓有效值的相位與電流相位如何變化的示意圖。
圖33是一說明圖，是顯示一般零電流開關機構中針對功率檢討時的一次側換算負荷電流、激磁電流及一次繞組電流的關係的說明圖。
圖34是一說明圖，是說明一般零電流開關中延遲角為67.5deg.時激磁電流多而使電流變成2.61倍的形態的說明圖。
具體實施例方式
為更進一步闡述本發明為達成預定發明目的所採取的技術手段及功效，以下結合附圖及較佳實施例，對依據本發明提出的放電管用反相器電路及電力控制方法其具體實施方式
、結構、方法、步驟、特徵及其功效，詳細說明如後。
下面結合附圖及實施例對本發明進行詳細說明。
本發明是有鑑於上述的觀點而構建，其目的是提供一種效率更高的反相器電路，排除一般集極共振型放電管用反相器電路，將此做成電流共振型，且可反映出日本專利第2733817號(美國專利第5495405號)的技術旨趣。
又，本發明是一種反相器電路，藉以與零電流開關機構無關的時序進行電力控制，能改善由升壓變壓器一次側所達到的功率。或，反而積極利用一般由零電流開關機構的技術思想所排除在外的時序，能夠有效的改善升壓變壓器中一次繞組側的功率。
具體而言，電流共振型反相器電路是具有一升壓變壓器，該升壓變壓器的一次繞組具有中心分接點，該中心分接點是連接於電源側，一次繞組的其他兩端子是與兩個電晶體的集極端相連，該電晶體的射極端是與前述具有中心分接點的電流變壓器其一次繞組的各端子相連接，該電流變壓器的中心分接點又連接於接地側，該電流變壓器的二次繞組是具有一與該兩個電晶體的基極相連接以檢測該電晶體的射極電流，檢測共振電流能進行振蕩為其特徵的一次側驅動機構，該升壓變壓器的二次側電路具有小的洩漏電感值，該二次側電路設有放電管，該升壓變壓器的二次側電路是具有可適當附加在該升壓變壓器的分布電容及該放電管周邊產生的寄生電容，這些電容成分是予以合成而構成二次側電容，該二次側電容與該洩漏電感構造成串聯共振電路，該放電管是相對於該電容成分而並聯時，構造成一高品質因素的串聯共振電路，可獲得高的升壓比，使該放電管點亮，並使相對變壓器一次繞組側看到的電壓、電流相位差較少；又，為一种放電管用反相器電路，其中該升壓變壓器的中心分接點與電源間設有開關機構，以作為該反相器電路的電力控制機構；又，令該電力控制用的開關機構其時序與電流共振電路的振蕩頻率無關時，可使升壓變壓器一次繞組側看到的功率惡化。
又，令電力控制用的開關時序與反相器電路的振蕩頻率同步，且使其電壓、電流有效值相位均等，以提供一功率良好的驅動機構。
現將本發明用以實施發明的最佳形態說明如下。
以下，參考附圖進行詳加說明。
請參閱圖1所示，是顯示本發明一實施例的等效電路圖。T1為具有中心分接點的洩漏磁通量性的升壓變壓器，該升壓變壓器T1是具有洩漏電感Ls。又，該升壓變壓器的二次側繞組是構造成一分布參數性延遲電路，分布電容為Cw。又，Ca是一為調整共振頻率時可適當附加的電容，Cs是放電管周邊所產生的寄生電容。Q1、Q2為開關機構的電晶體。電晶體Q1、Q2的集極各連結於變壓器T1一次繞組的起始端及末端。又，變壓器T2是一電流變壓器，其一次側繞組是連接於電晶體Q1、Q2的射極，連接成可檢測流動在電晶體Q1、Q2的射極電流。又，連接成以變壓器T2所檢測的電流是正向反饋於電晶體Q1、Q2的基極。
此外，變壓器T2的一次繞組是如此時構造成具有中心分接點的連接，但也可分離該繞組，檢測流動在電晶體的集極繞組的電流，這些形態皆與本發明技術思想均等。二次側電路的電容成為Cw、Ca、Cs是予以合成而成為共振電容，與洩漏電感Ls共同構造成顯示升壓變壓器的二次側共振電路中，圖2所示的串聯共振電路。此時的Z為放電管阻抗，Ei＝Es·k·N2/N1、k為耦合係數、N1，N2各為一次繞組及二次繞組的繞卷數。
又，反相器的振蕩頻率是借該二次側電路的共振頻率決定。令共振頻率為fr時，該fr則如下所示。
fr=12Ls(CW+Ca+Cs)]]>電流共振型電路的振蕩頻率是借一併載串聯共振(Parallel loadedserial resonance)電路的作用，使稍低的頻率成為振蕩頻率。
一般是以固定頻率機構的他激型驅動時其二次側電路為例，二次側電路的參數是在14英寸(吋)大小的筆記型電腦例中，放電管阻抗Z大約為100kΩ，反相器電路動作頻率大約為60kHz，在如此條件下，洩漏電感Ls的適用值為240mH至280mH，二次側電容的適用值則為25pF至30pF。
如上述形態，一般機構中60kHz下的洩漏電感Ls及二次側電容的電抗各約為100kΩ，與放電管阻抗約為一致的值為適用值。此時共振電路的Q值是1或略大於1。固定頻率機構的他激型時，由電路可靠性的觀點來看，Q值太高並不好。
此外，在本發明中，為得到高品質因素(Q值)，宜令洩漏電感Ls為較小值，且相對地加大二次側電容。又，本電路是一使二次側共振電路相對於串聯共振電路的電容成分，呈並聯連接負荷的並載串聯共振(Parallelloaded serial resonance)的電路，因此當Q值低於1時，電路的振蕩便不持續。
又，本發明基本上是電流共振型，以電流共振型的共通性質來說，投入電源後沒有一些起動機構時，便不能使振蕩起動。
其次，請參閱圖3所示，是顯示本發明另一實施例的等效電路圖，在前段追加有DC-DC轉換器的電路。在此，電阻R1、電容C1、半導體閘流管(thyristor)S1、及二極體D1是構成其起動電路。Rt、Ct是用以決定DC-DC轉換器中，開關頻率的時間參數，可與後段的電流共振型其電流振蕩頻率無關下進行設定。Qs是DC-DC轉換器的開關機構，Ds為同步慣性二極體，可展現如後述的重要功能。又，Dr是再生二極體(即二極體)。這些電晶體Q1、Q2、開關機構Qs、同步慣性二極體Ds、再生二極體Dr也可替換成MOS-FET等開關機構。又，本發明可適用在一般電流共振型電路，電流共振型自激型振蕩電路也可以替換成圖4所示的半橋式等形態。也就是圖4是一等效電路圖，相對於一般半橋式電流共振型電路而實施本發明的另一實施例。
本發明的特性是在於在同步慣性二極體Ds或抗流線圈Lc的後面沒有平整用電容。因此，並不是一隻設有DC-DC反相器的形態。又，另一特徵則在於不需要DC-DC轉換器電路的抗流線圈Lc。此時，與抗流線圈Lc相當的阻抗是相當於升壓變壓器T1的一次側洩漏阻抗。為實現如此電路，升壓變壓器T1則須為洩漏磁通量型變壓器。此外，一次繞組側的洩漏阻抗值不足時，也可適當地增加阻抗。因此，本發明並不將可適當插入抗流線圈排除。
本發明的主要觀點是令開關機構中，開關機構Qs的開關時序與反相器的振蕩頻率無關。藉此，電流共振型電路是概與變壓器一次繞組上的電壓有效值相位與所流動的電流相位均等，如此可改善功率。
而用以改善功率的裝置也有其他種類。這是指利用一在美國專利第6114814-B1號中排除在外的Fig.12A、12B的時序。此時，須使電流共振型振蕩頻率與電力控制電路的振蕩頻率同步。
請參閱圖5所示，是顯示本發明的又一實施例中等效電路圖。開關機構的電晶體Q1、Q2其射極是以電流檢測電阻R4，R5而接地。電流檢測電阻R4、R5是用以檢測共振電流的電阻，放大器A1、A2是用以檢測產生在該電阻的電壓。F1、F2是成形為所檢測的電壓，所合成的波形是供應到三角波產生電路F 3及分頻電路Dv。藉以分頻電路Dv所做分頻的電壓，驅動電晶體Q1、Q2。藉此，實現一電流共振型自激型振蕩電路。又，使分頻電路Dv兼為多路振蕩器的功能，也可以作為電流共振型電路的起動機構。
又，放電管的管電流是回饋到錯誤放大器A3後予以放大，在比較器A4與三角波相比，生成一開關機構Qs的開關訊號。請參閱圖6所示是顯示有控制電路的各部分波形。開關機構中電晶體Q1、Q2的開關是以流動在升壓變壓器T1是一次繞組電流It成為零的時序中進行，因此電流相位與電晶體Q1、O2的開關訊號其相位相等。
又，開關機構Qs的開關是由升壓變壓器T1上的電流尖峰來看呈對稱的狀態下進行。因此，升壓變壓器T1的一次繞組上其電壓的有效值相位是與電流相位相等，可以改善功率。
請參閱圖7所示，是顯示一內建有同步振蕩電路例，其具有的功能為兼為電流共振型電路的起動機構，並將所檢測的電流波形整形，使輸出波形調整成一定間隔狀態。該同步振蕩電路可為共振引進型、弛張振蕩型、PLL型等。
(作用)其次，針對電流共振型驅動機構為何可帶給反相器電路高效率的原因進行說明如下。
請參閱圖8所示，是一包含到升壓變壓器中一次側驅動電路在內的二次側共振電路的等效電路圖，顯示冷陰極管用反相器電路中升壓變壓器與冷陰極管之間的關係。在等效電路中，升壓變壓器是以三端子等效電路表示。在美國專利第6114814-B1號、第6,633,138號或第6,259,615號、及日本特開2002-233158號中稱為tank circuit，而在日本特開昭59-032370號公報稱為共振電路及本案發明人日本專利第2733817號公報(美國專利第5495405號公報)及日本特開2003-168585號中則稱為共振電路，但都是指同一物。
在該圖中，Cc為一次側的耦合電容，其設置目的是為了諸如在電流共振型電路中截斷電流用，或，驅動機構為full-bridge(H-Bridg)電路時，將開關不平衡所得到的直流成分截斷用而插入。冷陰極管用的反相器電路中，一般是具有相當大的值，能使其與共振不相干。這與熱陰極管用電流共振型反相器電路的技術思想不同。又，令耦合電容與共振相關時，則反相器電路的溫度增多，轉換效率降低。
Le是變壓器的洩漏電感(依關係學會的稱呼)，用以與借JIS測定法的洩漏電感Ls區分。M為變壓器的互感。Cw為變壓器二次繞組的分布電容、Ca是用以調整共振頻率時適度附加的共振電容、Cs是放電管周邊所發生的寄生電容、其等予以合成後便成為二次側共振電容，Z為放電管阻抗。
另只作為參考，就是變壓器繞組的自感為Lo、耦合係數為k時，則這些數據間關係如下所示。
Le＝k·LoM＝(1-k)·LoLe=Lo+1+M1Lc1]]>又，在一般電流共振型電路中，檢測共振電流的檢測機構是設於變壓器一次側，能檢測變壓器一次側的輸入電流。
使用等效電路進行電路模擬時，可以獲得如下的結果。
也就是在圖9中，各橫軸表示反相器電路的驅動頻率，圖9的上面是顯示由變壓器一次側觀察的電壓與電流間的相位特性，圖9的下面則是附與放電管的阻抗Z供給電壓的傳遞特性。該圖中，放電管的阻抗Z是呈3階段變化。I是指高阻抗、II為中阻抗、III則為低阻抗的形態。
一般作為熱陰極管點燈電路中，使用的半橋型電流共振型電路是使共振電路與負荷串聯，在穩定放電時對於負荷不具升壓作用。此外，為了驅動冷陰極管，使二次側共振電路形成並載串聯共振(Parallel loaded serialresonance)電路時，在穩定放電時也使其對負荷具有升壓作用。此時在圖9上面，相位特性與零度線交叉的頻率上便決定反相器電路的驅動頻率。
觀察改變放電管阻抗Z為高、中、低等狀態時的相位特性可知，與共振電路的阻抗相比，隨著放電管阻抗的變低，如圖9上面所示，以圖8的檢測機構1所檢測的電流相位是比共振電流的相位還慢，反相器電路的振蕩頻率便以較共振電路的共振頻率還低的頻率振蕩。又，阻抗小時，便沒有可與零度相交叉的頻率。這表示減少放電管阻抗Z到超過某程度時，該電流共振型反相器電路中無法持續振蕩。
放電管阻抗較低時，這表示共振電路的Q值較低。也就是本發明中，在Q值較低狀態下不能使電路振蕩持續進行。因此本發明以Q值較高的條件構成便形成必要。
此外，Q值高時反倒有利於本發明。這是因為Q值愈高，二次側電路的共振電流也變大，使電流共振型電路的振蕩穩定。又，Q值較高，意指升壓變壓器的升壓比也會提高。
具體而言，為構造成一高Q的共振電路時，可將升壓變壓器的二次繞組減少到比一般他激型驅動機構時的值並加大設定二次側電容成分值。為使洩漏阻抗值是與二次繞組的繞卷數呈2次方比例，只能稍微減少繞卷數，便可大大降低洩漏阻抗值。結果便可將一為得到所需電壓的變壓率縮小，可將升壓變壓器進一步小型化。
其次，如下所示，說明本發明的電流共振型電路與電力控制機構間的關係。
在圖5所示的電路中，各開關機構的開關時序是如圖10所示。圖10是一說明圖，顯示本實施例中各開關機構的時序與電流。開關機構Qs的開關時序是與電晶體Q1及Q2同步，流動在電晶體Q1、Q2電流的相位與附與在升壓變壓器T1一次繞組的電壓有效值均等下進行切換。此時，流動在升壓變壓器T1中心分接點的電流是如It所示。
更詳加觀察可知，II的時序，也就是開關機構Qs為導通時，如圖11所示的開關機構Qs為導通時的電流流動的等效電路圖所示，電流是通過開關機構Qs而朝升壓變壓器T1流動。
其次，在圖10的III時序中，開關機構Qs為截止時，電流則如圖12的開關機構Qs為截止時的電流流動的等效電路圖所示，通過同步慣性二極體Ds而流動。
此時所產生的電流並不單純。圖12的電流只不過是其中一種形態，在實際的升壓變壓器的一次繞組上常常有很大的振動電流產生。
請參閱圖13所示，是顯示圖10的III時序中電流振動狀態圖。該振動電流的發生原因將在後面補述，在本發明中發生有如此的振動電流時，便將圖14的開關機構Qs為截止時所出現的振動電流再生到電源。如圖14所示的等效電路圖所示，引起振動時，便通過Qs有逆向電流流動，該電流是通過再生二極體Dr而將其再生到電源。
也就是相對於順向流動的共振電流，令升壓變壓器T1的一次繞組為與短路同一的狀態，使共振電流的能量不致損失。另一方面，相對於逆向流動的振動電流，則使其再生到電源，以使振動的能量衰減。
在使用一般DC-DC轉換器的調光電路中，沒有可只選擇如此再生電流而使其衰減的裝置，積存振動電流的能量，因此一次繞組上有不預期的電流振動出現。
其次，針對為何發生如此振動電流進行說明。
如同冷陰極管用的升壓變壓器，其繞卷數多在可產生高電壓的變壓器其二次繞組上有多量共振存在。以阻抗分析儀測定時，其結果是如圖15所示。圖15是一說明圖，說明高電壓用升壓變壓器的二次繞組上有多量自發共振存在的狀態。圖15的Z是指由變壓器的一次繞組側測量阻抗特性，可看到多數共振。發生如此寄生振動的原因是由於升壓變壓器的二次繞阻形成分布參數狀，冷陰極管用反相器電路的變壓器等高壓用變壓器的二次繞組上，其所產生的各種寄生振動為原因所在。
在該圖15中，I共振是一被稱為一般眾知變壓器的自發共振。而變壓器中雖未被一般所知但也有II、III、IV的自發共振存在。其中II共振的能量大，也成為電流振動而顯現在一次繞組側。如此電流振動是被當作「不預期的共振」，也揭示在日本特開昭56-88678號中。
請參閱圖16所示，是一說明圖，說明冷陰極管用升壓變壓器的一次繞組上所產生的振動電流狀態。由該說明圖可知，一次繞組上的電流不是理想正弦波，並有高次方且不預期的共振電流重疊。反相器電路的驅動頻率其整數倍頻率與圖16所示的高次共振頻率一致時，則使不預期的電流的共振現象更顯著。
如此不預期的共振會對電晶體Q1、Q2的開關時序造成不良影響。特別是如日本特開昭59-032370號、美國專利第6,633,138號、日本特開平8-288080號等所揭示，也就是檢測零電流以決定開關時序的零電流開關機構電路會受到深遠影響。因此，使用前述般的再生機構以使振動電流衰減(dump)時是有效的。
有關以上作用是針對將開關機構Qs的開關時序與電晶體Q1及Q2同步的形態進行說明，但是與電晶體Q1、Q2上所流動電流的開關機構Qs的開關時序為非同步時，也可以展現同一作用及效果。
以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本專業的技術人員，在不脫離本發明技術方案範圍內，當可利用上述揭示的方法及技術內容作出些許的更動或修飾為等同變化的等效實施例，但凡是未脫離本發明技術方案的內容，依據本發明的技術實質對以上實施例所作的任何簡單修改、等同變化與修飾，均仍屬於本發明技術方案的範圍內。
權利要求
1.一种放電管用反相器電路，為一電流共振型反相器電路，其特徵在於其包含有升壓變壓器，該升壓變壓器的一次繞組具有中心分接點，該中心分接點與電源側連接，該一次繞組的二端子分別與二電晶體的集極連接，該電晶體的射極與具有中心分接點的電流變壓器其一次繞組各端子連接，該電流變壓器的中心分接點與接地側連接，該電流變壓器的二次繞組具有與二電晶體的基極連接以檢測出共振電流而能進行振蕩的一次側驅動機構，該升壓變壓器的二次側電路具有小的漏洩電感值，該二次側電路具有放電管，該升壓變壓器的二次側電路具有可適當賦與該升壓變壓器其分布電容的電容，及產生於該放電管周邊的寄生電容，所述的電容成分經合成而構成二次側電容，該二次側電容與該漏洩電感構成串聯共振電路，該放電管相對於該電容成分並聯連接以構成高品質因素的串聯共振電路，藉此獲得高升壓比，以點亮該放電管，並且自該升壓變壓器一次繞組側所得的相對於電壓的電流相位差較小。
2.一种放電管用反相器電路，是電流共振型反相器電路，其特徵在於該電路的自激型振蕩電路的電源與電力控制機構間設有一開關機構，作為電流共振型反相器電路的電力控制機構，且令該開關機構的切換時序與該電流共振型電路的振蕩頻率無關下進行。
3.根據權利要求1及2中任一權利要求所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中所述的升壓變壓器的中心分接點與電源間設有一開關機構，作為該電流共振型反相器電路的電力控制機構，且令該開關機構的切換時序與該電流共振型電路的振蕩頻率無關下進行。
4.根據權利要求2或3所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中所述的升壓變壓器的中心分接點與開關機構間設有抗流線圈。
5.根據權利要求1至4中任一權利要求所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中所述的開關機構為關閉狀態時，該升壓變壓器的一次繞組上所流動寄生的振動電流其流向是與該電流共振型反相器電路的共振電流相反，以使該寄生振動其共振電流的能量再生到電源，能使該振動電流衰減。
6.根據權利要求1至5中任一權利要求所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中將該電晶體射極連接的電流變壓器替換為電流檢測電阻，且藉由檢測流經該電流檢出電阻電流，以獲得前述電晶體的開關時序。
7.根據權利要求1至6中任一權利要求所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中所述的電力控制機構的振蕩頻率是與該電流共振型電路的振蕩頻率同步，並且賦與前述升壓變壓器中，一次繞組的電壓、電流波形有效值的相位大致均等。
8.根據權利要求1至7中任一權利要求所述的放電管用反相器電路，其特徵在於其中還具有一同步振蕩電路，使該同步振蕩電路兼為啟動機構。
全文摘要
本發明是有關於一种放電管用反相器電路及電力控制方法。該一种放電管用反相器電路，為一電流共振型反相器電路，其特徵在於其包含有升壓變壓器，該升壓變壓器的二次側電路具有小的漏洩電感值，該二次側電路具有放電管，該升壓變壓器的二次側電路具有可適當賦與該升壓變壓器其分布電容的電容，以及產生於該放電管周邊的寄生電容，所述的電容構成二次側電容，該二次側電容與該漏洩電感構成串聯共振電路，該放電管相對於該電容成分並聯連接以構成高品質因素的串聯共振電路，藉此可以獲得高升壓比，以點亮該放電管，並且自該升壓變壓器一次繞組側所得的相對於電壓的電流相位差較小。
文檔編號H02M7/5383GK1802059SQ200510118810
公開日2006年7月12日 申請日期2005年10月31日 優先權日2004年11月1日
發明者牛嵨昌和 申請人:牛嵨昌和, 陳宏飛